JP2008061414A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低ノイズ化、低コスト化および高効率化を図ること。
【解決手段】整流回路（2）のスイッチングレグ（leg4）と、インバータ回路（5）の二相結線動作時に動作させるスイッチングレグ（leg2,leg3）とには、ＳｉＣ素子のスイッチング素子が用いられている。そして、これら３つのスイッチングレグ（leg2,leg3,leg4）が単一のモジュールで実装されている。
【選択図】図４

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、低ノイズ化に係るものである。

従来より、電動機等に三相交流を印加する電力変換装置として、例えば、特許文献１に開示されているものがある。この特許文献１の電力変換装置は、２つのスイッチング素子を有するコンバータと、コンデンサと、６つのスイッチング素子を有するインバータ回路とを備えている。コンバータおよびインバータ回路の各スイッチング素子は、トランジスタとダイオードとが並列接続されている。これらスイッチング素子をスイッチングすることにより、最終的にインバータ回路から三相交流が出力される。
特開２００３−１１６２８０号公報

ところで、装置全体の高効率化を図るためには、コンバータおよびインバータ回路の一方の低損失化を図るだけでは十分ではなく、双方の低損失化を図ることが有効である。そこで、トランジスタの半導体素子として、スイッチング損失が低いＳｉＣ素子やＧａＮ素子等のワイドバンドギャップ半導体を用いることが考えられる。

しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を基板上で結線するには高い精度が要求され、少しの結線不良で大きな損失やノイズを招く。したがって、単にワイドバンドギャップ半導体をコンバータとインバータ回路に用いると、その結線箇所が増えて損失増大や高ノイズ化を一層招くという問題があった。さらに、このワイドバンドギャップ半導体は従来のＳｉ素子等に比べて高価であるため、それをコンバータとインバータ回路に用いると、かなりコスト高になるという問題があった。

本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、高ノイズ化および高コスト化を抑制しつつ、ワイドバンドギャップ半導体を整流回路およびインバータ回路のスイッチング素子に用いて、装置全体の低損失化を図ることである。

第１の発明は、交流電源に接続され、１つのスイッチングレグを有して該スイッチングレグのスイッチングにより交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（2）と、複数のスイッチングレグを有して上記整流回路（2）で変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路（5）とを備えた電力変換装置を前提としている。そして、上記整流回路（2）のスイッチングレグおよび上記インバータ回路（5）の少なくとも１つのスイッチングレグは、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体が用いられている。さらに、本発明は、上記整流回路（2）のスイッチングレグと上記インバータ回路（5）のワイドバンドギャップ半導体が用いられたスイッチングレグとが単一のモジュールで実装されているものである。

上記の発明では、整流回路（2）のスイッチング素子とインバータ回路（5）の少なくとも一部のスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体が用いられるので、整流回路（2）およびインバータ回路（5）の損失が低減され、装置全体の低損失化が十分に図られる。

さらに、整流回路（2）およびインバータ回路（5）において、ワイドバンドギャップ半導体が用いられたスイッチングレグ同士がモジュール化されているので、それらスイッチングレグと他の電子部品との結線が減少する。したがって、結線不良に起因するノイズの発生が抑制される。また、汎用性の高い構成でモジュール化することにより、低コスト化が図られる。

第２の発明は、上記第１の発明において、上記インバータ回路（5）は、３つのスイッチングレグを有している。一方、本発明は、上記整流回路（2）とインバータ回路（5）との間に互いに並列接続され、複数のコンデンサを直列に有するコンデンサ回路（3）と、上記コンデンサ回路（3）の中間電位点と上記インバータ回路（5）の１つのスイッチングレグの中間点との間に接続されたスイッチ回路（4）とを備えている。そして、上記インバータ回路（5）は、上記スイッチ回路（4）のオンオフ切換によって三相結線動作と二相結線動作とに切り換わるように構成されると共に、二相結線動作時にスイッチングする２つのスイッチングレグにワイドバンドギャップ半導体が用いられている。

上記の発明によれば、インバータ回路（5）が三相結線動作する場合、図３に示すように、コンデンサ回路（3）に印可された両端電圧が電動機へ出力される。また、インバータ回路（5）が二相結線動作する場合、図２に示すように、コンデンサ回路（3）に印可された両端電圧の半分が電動機へ出力される。したがって、電動機を高速回転域（高出力領域）で駆動させる場合、三相結線動作で制御され、電動機を低速回転域（低出力領域）で駆動させる場合、二相結線動作で制御される。これにより、二相結線動作では、スイッチングするスイッチング素子の数量が少ない分、インバータ回路（5）の損失が低減される。その結果、運転効率が比較的低い低速回転域において、電動機等の運転効率が向上する。

そこで、本発明は、インバータ回路（5）において全て（６つ）のスイッチング素子ではなく二相結線動作時にスイッチングするスイッチング素子にのみワイドバンドギャップ半導体が用いられている。したがって、低コスト化を図りつつ、低速回転域での運転効率を一層向上させることができる。

第３の発明は、上記第２の発明において、上記整流回路（2）は、そのスイッチングレグとブリッジ結線され、２つのダイオードを直列に有するダイオードレグを備えている。一方、本発明は、上記整流回路（2）のダイオードレグの中間点とコンデンサ回路（3）の中間電位点との間に接続されたスイッチ回路（7）を備え、上記スイッチ回路（7）のオンオフ切換によって、上記整流回路（2）が倍電圧整流と全波整流とを切り換えて行うように構成されている。

上記の発明では、図５や図６に示すように、スイッチ回路（7）がオンされると、整流回路（2）にて倍電圧整流が行われ、スイッチ回路（7）がオフされると、整流回路（2）にて全波整流が行われる。このような機能を有する回路においても、高効率化、低ノイズ化および低コスト化が図られる。

第４の発明は、上記第１乃至第３の何れか１の発明において、上記ワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ素子である。

上記の発明では、ワイドバンドギャップ半導体としてＳｉＣ素子が用いられるので、インバータ回路（5）や整流回路（2）のスイッチング損失が確実に低減される。

第５の発明は、上記第１乃至第３の何れか１の発明において、上記インバータ回路（5）で変換した交流電力によって圧縮機を駆動するものである。

上記の発明では、例えば、空調機や冷蔵庫等に設けられる圧縮機の電動機が駆動され、この圧縮機の高効率化および低ノイズ化が図られる。

第６の発明は、第５の発明において、上記圧縮機は、空調機の冷媒回路に設けられるものである。

上記の発明では、圧縮機の運転効率が向上するので、空調機の省エネ化が図られる。

本発明によれば、整流回路（2）およびインバータ回路（5）におけるスイッチングレグにワイドバンドギャップ半導体を用い、且つ、それらスイッチングレグ同士を単一のモジュールで実装するようにした。これにより、整流回路（2）およびインバータ回路（5）における損失を低減できると共に、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチングレグの結線作業を減少させることができ、結線不良によるノイズの発生を確実に抑制することができる。さらに、モジュール化により、大量生産が可能となり、低コスト化を図ることができる。したがって、低ノイズ化および低コスト化を図りつつも、電力変換装置（1）の効率を向上させることができる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《発明の実施形態１》
本発明の実施形態１について説明する。図１に示すように、本実施形態の電力変換装置（1）は、整流回路（2）と、コンデンサ回路（3）と、インバータ回路（5）と、制御回路（8）とを備えている。

上記整流回路（2）は、リアクトル（L）とスイッチングレグ（leg4）を各１つ備えている。

上記スイッチングレグ（leg4）は、２つのスイッチング素子（2a,2b）が直列に設けられている。そして、スイッチングレグ（leg4）は、後述するコンデンサ回路（3）とでブリッジ結線されている。つまり、スイッチングレグ（leg4）がコンデンサ回路（3）と並列に接続され、交流電源である商用電源（10）がスイッチングレグ（leg4）の中間点とコンデンサ回路（3）の中間点との間に接続されている。リアクトル（L）は、商用電源（10）とスイッチングレグ（leg4）の中間点との間に接続されている。整流回路（2）では、商用電源（10）の交流電圧が直流電圧に変換される。

上記コンデンサ回路（3）は、２つのコンデンサ（3a,3b）が直列に設けられている。そして、コンデンサ回路（3）は、整流回路（2）で変換された直流電圧を充放電するものである。

上記インバータ回路（5）は、コンデンサ回路（3）と互いに並列に接続されている。インバータ回路（5）は、６つのスイッチング素子（5a〜5f）を有し、それらが三相ブリッジ結線されている。つまり、このインバータ回路（5）は、３つのスイッチングレグ（leg1〜leg3）が結線されている。そして、インバータ回路（5）は、コンデンサ回路（3）の直流電圧を交流電圧に変換し、電動機（11）へ供給する。

上記コンデンサ回路（3）における２つのコンデンサ（3a,3b）の間と、インバータ回路（5）のスイッチングレグ（leg1）の中間点との間には、機械的なスイッチ（4）が接続されている。つまり、このスイッチ（4）は、コンデンサ回路（3）の中間電位点とインバータ回路（5）の１つのスイッチングレグの中間点との間に接続されたスイッチ回路を構成している。

この電力変換装置（1）では、スイッチ（4）のオンオフ切換によってインバータ回路（5）が三相結線動作（三相インバータ）と二相結線動作（Ｖ結線インバータ）とに切り換わるように構成されている。具体的に、スイッチ（4）をオン状態に且つインバータ回路（5）においてスイッチ（4）が接続されているスイッチングレグ（leg1）のスイッチング素子（5a,5b）をオフ状態にすると、図２に示す等価回路となり、二相結線動作に切り換わる。また、スイッチ（4）をオフ状態にすると、図３に示す等価回路となり、三相結線動作に切り換わる。なお、図２および図３は、商用電源（10）や整流回路（2）を省略している。

つまり、三相結線動作では、３つのスイッチングレグ（leg1〜leg3）がスイッチングされ、コンデンサ回路（3）の直流電圧ｖｄｃの全電圧が電動機（11）に印可される。一方、二相結線動作では、２つのスイッチングレグ（leg2,leg3）がスイッチングされ、コンデンサ回路（3）の直流電圧ｖｄｃの約１／２の電圧が電動機（11）に印可される。したがって、二相結線動作では、使用するスイッチングレグの数量が三相結線動作に比べて２／３となるため、インバータ損失（スイッチング損失）が約２／３に低減される。

上記整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）およびインバータ回路（5）のスイッチング素子（5a〜5f）は、トランジスタ（自己消弧形素子）とダイオードとが並列接続されてなる半導体スイッチを構成している。

上記整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）のトランジスタには、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられている。インバータ回路（5）の６つのスイッチング素子（5a〜5f）は、２種類のトランジスタが用いられている。具体的に、二相結線動作時にスイッチングする４つのスイッチング素子（5c〜5f）のトランジスタには、整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）と同様に、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられ、残りのスイッチング素子（5a,5b）のトランジスタには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられている。ＭＯＳ−ＦＥＴは、ＩＧＢＴに比べて低損失である。

さらに、整流回路（2）およびインバータ回路（5）のＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子には、ＳｉＣ素子が用いられている。このＳｉＣ素子は、ワイドバンドギャップ半導体の一種であり、従来のＳｉ素子よりも、高温・高電圧動作に優れ、低損失である。したがって、整流回路（2）およびインバータ回路（5）の双方における損失が著しく低減され、装置全体の運転効率の向上を確実に図ることができる。特に、インバータ回路（5）における二相結線動作時では、上述した二相結線動作による効果と併せて、損失がより一層低減される。また、ＭＯＳ−ＦＥＴやＳｉＣ素子は、ＩＧＢＴやＳｉ素子に比べて高価であるが、６つのうち４つのスイッチング素子（5a〜5f）に用いるので、それ程コスト高にならない。なお、ワイドバンドギャップ半導体としては、ＳｉＣの他に、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）等のバンドギャップがＳｉよりも大きい素子であればよい。

本実施形態の電力変換装置（1）は、空調機の冷媒回路に設けられる圧縮機の電動機（11）を駆動するものである。空調機の冷媒回路は、図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路に接続され、冷媒が可逆に循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うものである。空調機では、一般に、夏期や冬期のように冷暖房負荷が大きい場合、圧縮機が高速回転域（高出力領域）で運転され、いわゆる中間期のように負荷が小さい場合、圧縮機が低速回転域（低出力領域）で運転される。したがって、空調機に用いられる圧縮機の電動機（11）は、定格出力より低い出力で運転される頻度が高いといえる。

上記制御回路（8）は、電動機（11）の回転速度に基づいてスイッチ（4）のオンオフ切換を行うように構成されている。具体的に、制御回路（8）は、電動機（11）の高速回転域ではスイッチ（4）をオフにし、低速回転域ではスイッチ（4）をオンする。これにより、電動機（11）の低速回転域（低出力領域）において、二相結線動作でインバータ駆動されるので、損失が低減され、運転効率が向上する。

また、制御回路（8）は、商用電源（10）の電源電圧の極性に応じて同期整流するように、整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）をスイッチングする。例えば、電源電圧の極性が正に切り換わると同時に、スイッチングレグ（leg4）の上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、電源電圧の極性が負に切り換わると同時に、下アーム側のスイッチング素子（2b）をオンする。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴは、スイッチング速度がＩＧＢＴ等よりも速いため、確実に同期整流の制御を行うことができる。したがって、整流回路（2）における損失低下、且つ、電力変換効率の向上を図ることができる。その結果、電動機（11）の運転効率を一層向上させることができる。

また、制御回路（8）は、次の制御を行うように構成してもよい。

制御回路（8）は、商用電源（10）の電源半周期の間に、整流回路（2）を一回または複数回短絡させ（以下、短絡制御という。）、それ以外の期間は上述した同期整流の制御を行うようにする。ここでは、電源極性が正の半周期における制御について説明する。

この場合、電源極性が正に切り換わると同時に、上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、同期整流の制御を行う。そして、オンしてから所定時間が経過すると、オン状態のスイッチング素子（2a）をオフすると共に、下アーム側のスイッチング素子（2b）をオンし、短絡制御を行う。この短絡制御では、正の交流電流がリアクトル（L）、スイッチング素子（2b）、コンデンサ回路（3）の下側のコンデンサ（3b）へ順に流れる。そうすると、電源電圧が短絡し、リアクトル（L）を流れる電流の通電幅が大きくなる。これにより、電源力率が向上する。スイッチング素子（2b）がオンされてから所定時間が経過すると、オン状態のスイッチング素子（2b）をオフすると共に、上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、再び同期整流の制御を行う。つまり、この制御では、電源極性が正の半周期の間に、同期整流の制御と短絡制御とが交互に行われる。なお、電源極性が負の半周期についても同様の制御が行われる。したがって、このような制御を行うことにより、整流回路（2）の低損失化を図りつつ、電源力率をも向上させることができる。

また、電力変換装置（1）は、図４（破線で囲んだ領域）に示すように、整流回路（2）のスイッチングレグ（leg4）とインバータ回路（5）の２つのスイッチングレグ（leg2,leg3）とが単一のモジュールで実装されている。つまり、整流回路（2）とインバータ回路（5）とにおいて、ＳｉＣ素子が用いられたスイッチング素子のスイッチングレグ同士がモジュール化されている。

このように、モジュール化することにより、ＳｉＣ素子が用いられたスイッチングレグと他の電子素子との結線箇所を減少させることができる。これにより、結線不良によるノイズの発生を抑制することができる。

また、電力変換装置としては、整流回路とインバータ回路を有するものが一般的であり、汎用性の高いスイッチングレグのモジュールを構成することができる。したがって、大量生産が可能となり、低コスト化を図ることができる。

なお、本発明は、整流回路（2）のスイッチングレグ（leg4）と、インバータ回路（5）の二相結線動作時に使用する２つのスイッチングレグ（leg2,leg3）の一方とをモジュール化するようにしてもよい。また、整流回路（2）のスイッチングレグ（leg4）と、インバータ回路（5）の全てのスイッチングレグ（leg1〜leg3）とをモジュール化するようにしてもよい。即ち、整流回路（2）およびインバータ回路（5）のスイッチングレグ同士を単一のモジュールで実装すればよい。

−実施形態１の効果−
この実施形態１によれば、整流回路（2）およびインバータ回路（5）におけるスイッチングレグにＳｉＣ素子を用い、且つ、それらスイッチングレグ同士を単一のモジュールで実装するようにした。これにより、整流回路（2）およびインバータ回路（5）における損失を低減できると共に、ＳｉＣ素子を用いたスイッチングレグの結線数を減少させることができ、結線不良によるノイズの発生を確実に抑制することができる。さらに、モジュール化により、大量生産が可能となり、低コスト化を図ることができる。したがって、低ノイズ化および低コスト化を図りつつも、電力変換装置（1）の効率を向上させることができる。その結果、電動機（11）、それを用いた圧縮機の運転効率を向上さえることができる。さらに、その圧縮機を備えた空調機の省エネ化を図ることができる。

また、インバータ回路（5）のスイッチング素子（5a〜5f）のうち、二相結線動作時にスイッチングさせるスイッチング素子（5c〜5f）にＭＯＳ−ＦＥＴを用いるようにしたので、インバータ損失を低減することができる。したがって、電動機（11）の低速運転における運転効率を一層向上させることができる。さらに、そのＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子にＳｉＣ素子を用いるようにしたので、従来のＳｉ素子を用いる場合に比べて、インバータ損失を低減することができる。これにより、電動機（11）の低速運転における運転効率を一層向上させることができる。

《発明の実施形態２》
本発明の実施形態２について説明する。本実施形態は、図５に示すように、上記実施形態１における整流回路（2）にダイオードレグ（leg5）を追加すると共に、その整流回路（2）とコンデンサ回路（3）との間に新たなスイッチ（7）を設けたものである。ここでは、上記実施形態１と異なる点について説明する。

本実施形態の整流回路（2）は、リアクトル（L）とスイッチングレグ（leg4）とダイオードレグ（leg5）を各１つ備えている。ダイオードレグ（leg5）は、２つのダイオード（2c,2d）が直列に設けられている。この整流回路（2）では、スイッチングレグ（leg4）とダイオードレグ（leg5）とがブリッジ結線されている。つまり、商用電源（10）がスイッチングレグ（leg4）の中間点とダイオードレグ（leg5）の中間点との間に接続されている。上記スイッチ（7）は、ダイオードレグ（leg5）の中間点とコンデンサ回路（3）の中間点との間に接続されている。つまり、本実施形態の整流回路（2）は、スイッチ（7）がオン状態になると、倍電圧整流回路に切り換わり、スイッチ（7）がオフ状態になると、全波整流回路に切り換わるように構成されている。

本実施形態に回路構成においても、上記実施形態１と同様に、整流回路（2）のスイッチングレグ（leg4）と、インバータ回路（5）の２つのスイッチングレグ（leg2,leg3）とが単一のモジュールで実装されている。

本実施形態の制御回路（8）は、スイッチ（7）がオン状態およびオフ状態の何れの場合も、上記実施形態２と同様に、商用電源（10）の電源電圧の極性に応じて同期整流するように整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）をスイッチングする。つまり、倍電圧整流回路および全波整流回路の双方において、同期整流が行われる。したがって、上記実施形態と同様に、損失低下と電力変換効率の向上とを図ることができる。特に、全波整流回路においては、倍電圧整流回路の場合よりも電源電圧を低くできるため、スイッチング損失や電動機（11）の渦電流損失を低減することができる。その結果、電動機（11）の運転効率を一層向上させることができる。

なお、本実施形態では、スイッチ（7）をオフにして全波整流回路に切り換えた場合において、上記実施形態２と同様に、電源半周期の間に同期整流の制御と短絡制御とを交互に行うようにしてもよい。その場合も、整流回路（2）の低損失化を図りつつ、電源力率を向上させることができる。

以上説明したように、本発明は、整流回路とインバータ回路を備えた電力変換装置として有用である。

実施形態１の電力変換装置を示す構成図である。 インバータ回路の二相結線動作時の等価回路を示す図である。 インバータ回路の三相結線動作時の等価回路を示す図である。 実施形態１のモジュール化を示す構成図である。 実施形態２の電力変換装置を示す構成図である。 実施形態２のモジュール化を示す構成図である。

符号の説明

1 電力変換装置
2 整流回路
3 コンデンサ回路
4 スイッチ（スイッチ回路）
5 インバータ回路
7 スイッチ（スイッチ回路）

Claims (6)

1. 交流電源に接続され、１つのスイッチングレグを有して該スイッチングレグのスイッチングにより交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（2）と、複数のスイッチングレグを有して上記整流回路（2）で変換された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路（5）とを備えた電力変換装置であって、
   上記整流回路（2）のスイッチングレグおよび上記インバータ回路（5）の少なくとも１つのスイッチングレグは、スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体が用いられ、
   上記整流回路（2）のスイッチングレグと上記インバータ回路（5）のワイドバンドギャップ半導体が用いられたスイッチングレグとが単一のモジュールで実装されている
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   上記インバータ回路（5）は、３つのスイッチングレグを有する一方、
   上記整流回路（2）とインバータ回路（5）との間に互いに並列接続され、複数のコンデンサを直列に有するコンデンサ回路（3）と、
   上記コンデンサ回路（3）の中間電位点と上記インバータ回路（5）の１つのスイッチングレグの中間点との間に接続されたスイッチ回路（4）とを備え、
   上記インバータ回路（5）は、上記スイッチ回路（4）のオンオフ切換によって三相結線動作と二相結線動作とに切り換わるように構成されると共に、二相結線動作時にスイッチングする２つのスイッチングレグにワイドバンドギャップ半導体が用いられている
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２において、
   上記整流回路（2）は、そのスイッチングレグとブリッジ結線され、２つのダイオードを直列に有するダイオードレグを備える一方、
   上記整流回路（2）のダイオードレグの中間点とコンデンサ回路（3）の中間電位点との間に接続されたスイッチ回路（7）を備え、
   上記スイッチ回路（7）のオンオフ切換によって、上記整流回路（2）が倍電圧整流と全波整流とを切り換えて行うように構成されている
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１乃至３の何れか１項において、
   上記ワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ素子である
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１乃至３の何れか１項において、
   上記インバータ回路（5）で変換した交流電力によって圧縮機を駆動するものである
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５において、
   上記圧縮機は、空調機の冷媒回路に設けられるものである
   ことを特徴とする電力変換装置。
   
   

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