JP2008029073A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な回路構成で高力率を実現できるＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】交流電源の交流電圧を整流する整流回路ＤＢと、整流回路の出力端子間に接続され、チョークコイルＬ１と第１のダイオードＤ３とトランスＴ２の第２の一次巻線Ｎ３とトランスの第１の一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１から成る直列回路と、第１の一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路に対して並列に接続されたコンデンサＣ１と、第１のダイオードに対して並列に接続され、第２のダイオードＤ４とトランスの第３の一次巻線Ｎ４とから成る直列回路と、トランスの二次巻線Ｎ２の出力を整流及び平滑する整流平滑回路Ｄ２、Ｃ２と、整流平滑回路で整流及び平滑された出力電圧に基づきスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路１を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換するＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に力率を改善する技術に関する。

図６は、従来のＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。このＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランスＴ１の一次側回路は、商用電源ＡＣの交流電圧を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの出力端子間に接続されたコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の両端子間に接続され、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１とから成る直列回路とから構成されている。スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴから構成される。

トランスＴ１の二次側回路は、一次巻線Ｎ１に対して逆極性になるように巻回されたトランスＴ１の二次巻線Ｎ２の一端にアノードが接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２のカソードと二次巻線Ｎ２の他端の間に接続されたコンデンサＣ２とを備え、これらダイオードＤ２とコンデンサＣ２とにより整流平滑回路が構成されている。コンデンサＣ２の両端は出力端子に接続され、整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に誘起される電圧を整流平滑し、出力端子から出力電圧Ｖｏを出力する。

また、制御回路１は、コンデンサＣ２の一端（＋側端子）とスイッチング素子Ｑ１との間に設けられ、出力電圧Ｖｏを所定の基準電圧と比較して誤差電圧を求め、求められた誤差電圧に応じたパルス幅を有するＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）制御信号を生成する。制御回路１で生成されたＰＷＭ制御信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに送られる。

次に、このように構成された従来のＡＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。すなわち、商用電源ＡＣの交流電圧は、ダイオードブリッジＤＢで整流されてコンデンサＣ１に送られる。コンデンサＣ１は、入力平滑回路を構成しており、ダイオードブリッジＤＢの出力を平滑して直流入力電圧Ｖｉｎを生成する。生成された直流入力電圧Ｖｉｎが、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１とから成る直列回路に印加される。

直列回路に直流入力電圧Ｖｉｎが印加された状態において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に、直流入力電圧ＶｉｎによりトランスＴ１の一次巻線Ｎ１にエネルギーが蓄積される。一次巻線Ｎ１に蓄積されたエネルギーは、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に二次側回路に放出される。制御回路１は、ＰＷＭ制御信号によりスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御することにより、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に蓄積されるエネルギーの大きさを調整し、これにより出力電圧Ｖｏを安定化させている。

図７に図６の従来のＡＣ−ＤＣコンバータのダイオードブリッジＤＢの入出力電圧・電流波形を示す。図６に示すようなコンデンサインプット型の入力平滑回路を有するＡＣ−ＤＣコンバータでは、図７（ｃ）に示すように、コンデンサＣ１の充電電流は、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の電圧より高くなった時のみ流れてコンデンサＣ１を充電し、その電圧Ｖ（Ｃ１）を引き上げる。したがって、図７（ｂ）に示す交流入力電流Ｉ（ＡＣ）は、コンデンサＣ１の充電電流が流れるタイミング、つまり図７（ａ）に示す交流入力電圧Ｖ（ＡＣ）のピーク付近のみでしか流れないため、力率が悪くなるという欠点があった。

力率を改善する方法としては、図８に示すような、昇圧形チョッパ回路を用いた力率改善回路１０を入力平滑用のコンデンサＣ１の前段に設ける方法が知られている。力率改善回路１０は、ダイオードブリッジＤＢの両端子間に接続され、チョークコイルＬ１とスイッチング素子Ｑ２とから成る直列回路と、アノードがチョークコイルＬ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点に接続され、カソードがコンデンサＣ１の一端（＋側端子）に接続されたダイオードＤ１と、制御回路２とから構成されている。スイッチング素子Ｑ２は、例えばＭＯＳＦＥＴから構成される。

制御回路２は、力率改善回路１０の出力電圧（ダイオードＤ１とコンデンサＣ１の接続点の電圧）と内部に保持している基準電圧とを比較することにより誤差電圧を求め、求められた誤差電圧に応じたパルス幅を有するＰＷＭ制御信号を生成し、スイッチング素子Ｑ２のゲートに送る。これにより、スイッチング素子Ｑ２は、ＰＷＭ制御信号に応じてオン／オフし、力率改善回路１０の出力電圧が一定になるように制御される。

しかしながら、図８に示すＡＣ−ＤＣコンバータは、力率改善回路１０を構成するチョークコイルＬ１、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ１及び制御回路２といった部品が追加的に必要となるので、コストが増大するという問題がある他に、損失の増大、ノイズの発生、スイッチング素子間の干渉の発生といった問題があった。

このような問題を解消するために、例えば、特許文献１は、力率改善機能を有するスイッチング電源装置の効率を向上させる技術を開示している。スイッチング電源装置は、交流電源端子間に接続された整流回路と、整流回路の出力端子間に主インダクタ、逆流阻止用ダイオード及びトランスの一次巻線の一部を介して接続されたスイッチング素子と、一次巻線とスイッチング素子とから成る直列回路に並列に接続された平滑用コンデンサと、トランスの二次巻線と、整流平滑回路と、補助充電回路とを備える。補助充電回路は、補助コンデンサ、第１及び第２の補助ダイオード、並びに補助インダクタを備え、トランスに設けられた補助巻線の電圧を、整流回路の出力電圧に加算して平滑用コンデンサに供給し、これにより力率を改善する。
特開２００２−３２０３８８号公報

しかしながら、上述した特許文献１に開示されたスイッチング電源装置は、補助充電回路を備える必要があるため、部品点数が増大し、回路が複雑になるという問題がある。

本発明の課題は、簡素な回路構成で高力率を実現できるＡＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続され、チョークコイルと第１のダイオードとトランスの第２の一次巻線と前記トランスの第１の一次巻線とスイッチング素子とから成る第１直列回路と、前記第１の一次巻線と前記スイッチング素子とから成る直列回路に並列に接続されたコンデンサと、前記第１のダイオードに並列に接続され、第２のダイオードと前記トランスの第３の一次巻線とから成る第２直列回路と、前記トランスの二次巻線の出力を整流及び平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路で整流及び平滑された出力電圧に基づき前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項２記載の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続され、第１のダイオードとトランスの第２の一次巻線と前記トランスの第１の一次巻線とスイッチング素子とから成る第１直列回路と、前記第１の一次巻線と前記スイッチング素子とから成る直列回路に並列に接続されたコンデンサと、前記第１のダイオードに並列に接続され、第２のダイオードと前記トランスの第３の一次巻線とから成る第２直列回路と、前記トランスの二次巻線の出力を整流及び平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路で整流及び平滑された出力電圧に基づき前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備え、前記トランスの第２の一次巻線は、前記第１の一次巻線に対し疎結合になるように巻回されていることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記トランスは、前記第１の一次巻線と第２の一次巻線とは分離してコアに巻回されていることを特徴とする。

請求項１記載の発明によれば、チョークコイルには、入力された交流電圧に応じたエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子がオン期間では、入力電圧に応じた電流がスイッチング素子に流れるので、入力電流の波形は入力電圧の波形に近くなり、力率が改善される。したがって、従来のＡＣ−ＤＣコンバータで採用されている力率改善回路のようなスイッチング素子や制御回路を備えなくても、従来のトランスの一次巻線に互いに逆極性になるように巻回された第２及び第３の一次巻線を追加することにより高力率で回路間の干渉のないＡＣ−ＤＣコンバータを安価に実現できる。

請求項２記載の発明によれば、トランスの第２の一次巻線は、第１の一次巻線に対し疎結合になるように巻回されているので、リーケージインダクタンスが存在し、請求項１記載の発明におけるチョークコイルと同等に作用する。したがって、請求項１記載の発明からチョークコイルを除去することができるので、さらに部品点数を減らすことができ、安価で高力率のＡＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。

請求項３記載の発明によれば、第１の一次巻線と第２の一次巻線とは分離してコアに巻回されることにより、トランスの第１の一次巻線と第２の一次巻線とを疎結合させるように構成したので、トランスの構造が簡単になる。

以下、本発明の実施の形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータを、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。このＡＣ−ＤＣコンバータは、図６に示した従来のＡＣ−ＤＣコンバータの一次側回路に、チョークコイルＬ１、ダイオードＤ３及びダイオードＤ４が追加されるとともに、トランスＴ１が、他の構造を有するトランスＴ２に変更されて構成されている。以下では、背景技術の欄において図６を参照して説明した従来のＡＣ−ＤＣコンバータと異なる部分を中心に説明する。

トランスＴ２は、従来のＡＣ−ＤＣコンバータのトランスＴ１に、第２の一次巻線Ｎ３と第３の一次巻線Ｎ４とが追加されて構成されている。なお、従来のトランスＴ１の「一次巻線Ｎ１」に対応する巻線を、実施例１では、「第１の一次巻線Ｎ１」と呼ぶ。第２の一次巻線Ｎ３は、第１の一次巻線Ｎ１と逆極性になるように巻回され、その一端は第１の一次巻線Ｎ１に接続され、他端は第３の一次巻線Ｎ４に接続されている。また、第３の一次巻線Ｎ４は、第１の一次巻線Ｎ１と同極性になるように巻回され、その一端は第２の一次巻線Ｎ３の他端に接続され、他端はダイオードＤ４のカソードに接続されている。

また、チョークコイルＬ１の一端は、ダイオードブリッジＤＢの一方の出力端子（正側の出力端子）に接続され、他端はダイオードＤ３及びダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３は本発明の第１のダイオードに対応し、ダイオードＤ４は本発明の第２のダイオードに対応する。ダイオードＤ３のカソードは、第２の一次巻線Ｎ３と第３の一次巻線Ｎ４との接続点に接続されている。ダイオードＤ４のカソードは、第３の一次巻線Ｎ４の他端に接続されている。また、コンデンサＣ１は、第１の一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１とから成る直列回路に対して並列に接続されている。

次に、このように構成された本発明の実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータの動作を、図２及び図３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

まず、外部から商用電源ＡＣが供給されると、ダイオードブリッジＤＢで整流が行われる。ダイオードブリッジＤＢで整流することにより得られた直流電流は、チョークコイルＬ１→ダイオードＤ３→第２の一次巻線Ｎ３→コンデンサＣ１という経路、及び、チョークコイルＬ１→ダイオードＤ４→第３の一次巻線Ｎ４→第２の一次巻線Ｎ３→コンデンサＣ１という経路を流れる。この直流電流により、コンデンサＣ１が所定の電圧まで充電された後に、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作が開始され、ＡＣ−ＤＣ変換動作が開始される。

コンデンサＣ１が所定の電圧に充電されている状態において、制御回路１からのＰＷＭ制御信号によりスイッチング素子Ｑ１がオンされると、トランスＴ２の第１の一次巻線Ｎ１にコンデンサＣ１の電圧が印加される。この場合、図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ１）はゼロである。スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、コンデンサＣ１→第１の一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ１という経路で電流が流れ、この電流により第１の一次巻線Ｎ１にエネルギーが蓄積される。同時に、後述するチョークコイルＬ１→ダイオードＤ３→第２の一次巻線Ｎ３→第１の一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ１という経路で電流が流れるが、第２の一次巻線Ｎ３と第１の一次巻線Ｎ１は逆向きに巻回されているので、磁束が打ち消され、第１の一次巻線Ｎ１にエネルギーが蓄積されない。

また、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ２の第１の一次巻線Ｎ１にコンデンサＣ１の電圧が印加されるため、第１の一次巻線Ｎ１と逆極性になるように巻かれた第２の一次巻線Ｎ３に、第１の一次巻線Ｎ１に印加された電圧と逆向きの電圧が発生する。

今、第１の一次巻線Ｎ１と第２の一次巻線Ｎ３との巻数比が「１：１」とすると、第１の一次巻線Ｎ１に印加される電圧と第２の一次巻線Ｎ３に発生する電圧とが相殺され、第２の一次巻線Ｎ３と第３の一次巻線Ｎ４との接続点Ａの電位は０Ｖになる。その結果、チョークコイルＬ１にはダイオードブリッジＤＢの出力電圧が印加され、ダイオードＤ３の電流Ｉ（Ｄ３）は、ダイオードブリッジＤＢ→チョークコイルＬ１→ダイオードＤ３→第２の一次巻線Ｎ３→第１の一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ１という経路を通って流れる、商用電源ＡＣからの交流電圧に比例した漸増する電流になる。この電流により、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄積される。

このとき、第３の一次巻線Ｎ４にも巻数比に応じた電圧が発生するが、第３の一次巻線Ｎ４は、ダイオードＤ４のカソード側の電位が高くなるような極性を有するので、ダイオードＤ４は導通せず、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉ（Ｄ４）はゼロである。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、二次巻線Ｎ２には、第１の一次巻線Ｎ１に印加される電圧と逆向きの電圧が発生するので、ダイオードＤ２は逆バイアスされ、図２（ｃ）に示すように、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉ（Ｄ２）はゼロになる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、第１の一次巻線Ｎ１に蓄積されたエネルギーは二次側回路へ放出されない。

次に、制御回路１からのＰＷＭ制御信号によりスイッチング素子Ｑ１がオフされると、コンデンサＣ１→第１の一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ１という経路を通って流れていたスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄ（Ｑ１）は、ゼロになり、スイッチング素子Ｑ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ１）は、コンデンサＣ１の電圧と第１の一次巻線Ｎ１のフライバック電圧が足された電圧になる。この状態では、二次巻線Ｎ２には、スイッチング素子Ｑ１のオン期間と逆向きの電圧が発生するので、ダイオードＤ２は順バイアスされ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉ（Ｄ２）は、漸減しながらコンデンサＣ２を充電する。これにより、第１の一次巻線Ｎ１に蓄積されたエネルギーは二次側回路へ放出される。

このとき、第２の一次巻線Ｎ３には出力電圧Ｖｏの巻数比倍の電圧が発生するので、ダイオードＤ３のカソード側の電位（Ａ点の電位）はコンデンサＣ１の電圧に出力電圧Ｖｏの巻数比倍（Ｎ３／Ｎ２）の電圧が加えられた電位になる。その結果、ダイオードＤ３は逆バイアスになるので、ダイオードＤ３の電流Ｉ（Ｄ３）は、ゼロになる。

これに対して、第２の一次巻線Ｎ３と第３の一次巻線Ｎ４との巻数比が「１：１」であれば、第２の一次巻線Ｎ３と第３の一次巻線Ｎ４は互いに逆極性で巻数が等しいため、見かけ上短絡状態となり、ダイオードＤ４のカソード側の電位（Ｂ点の電位）はコンデンサＣ１の電位となる。したがって、ダイオードＤ４の電流Ｉ（Ｄ４）は、チョークコイルＬ１→ダイオードＤ４→第３の一次巻線Ｎ４→第２の一次巻線Ｎ３→コンデンサＣ１という経路で漸減しながら流れ、コンデンサＣ１を充電する。これにより、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ４を通してコンデンサＣ１の充電電流として放出される。

なお、コンデンサＣ１の電圧が所定の電圧になる前にスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを開始しても良い。コンデンサＣ１の電圧が低い場合は、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ２の第１の一次巻線Ｎ１に印加される電圧が低いので、第１の一次巻線Ｎ１に蓄積されるエネルギーが少ない。このため、スイッチング素子Ｑ１はオフしたとき二次側に放出されるエネルギーが少なくなり出力電圧Ｖｏが十分に出力されず、且つ安定化されない。

一方、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、チョークコイルＬ１にはダイオードブリッジＤＢの出力電圧が印加されるので、蓄積されるエネルギーはコンデンサＣ１の電圧に関係ない。このため、コンデンサＣ１を充電するチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーは、コンデンサＣ１の電圧に関係ない。つまり、起動時などのようにコンデンサＣ１の電圧が十分に充電されていないときは、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーでコンデンサＣ１を充電し、コンデンサＣ１の電圧が出力電圧Ｖｏを出力できる電圧まで充電されると、出力電圧Ｖｏは安定化される。ただし、コンデンサＣ１の電圧が所定の電圧になってからスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作を開始する場合は、出力電圧Ｖｏが出力されてから安定化するまでの時間が短い。

以上説明したように、チョークコイルＬ１には、スイッチング素子Ｑ１のオン期間に入力電圧によりエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にコンデンサＣ１にエネルギーが放出される。これにより、スイッチング素子や制御回路を追加せずに、図８に示した従来の力率改善回路と同様の動作を行うことができる。

また、コンデンサＣ１の容量は十分に大きく、商用電源ＡＣの交流入力電圧の１周期内における電圧の変動は少ないので、負荷が一定の場合は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間はほぼ一定となる。したがって、チョークコイルＬ１には、交流入力電圧に応じたエネルギーが蓄えられ、チョークコイルＬ１に流れる電流は交流入力電圧に比例した電流となるので、図３に示す入力電流Ｉ（ＡＣ）の波形は、図３に示す入力電圧Ｖ（ＡＣ）の波形に近い形状になり、力率が改善される。

図４は、本発明の実施例２に係るＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。このＡＣ−ＤＣコンバータは、図１に示した実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータからチョークコイルＬ１が除去されて構成されている。トランスＴ２は、例えば図５に示すように、Ｅ字状のボビン３０に第１の一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２の組と、第２の一次巻線Ｎ３及び第３の一次巻線Ｎ４の組とを分離して配置するとともにコア２０に巻回している。これにより、第１の一次巻線Ｎ１と第２の一次巻線Ｎ３との間の結合が悪くなり（疎結合になり）、リーケージインダクタンスＬｒが存在することになる。リーケージインダクタンスＬｒを流れる電流は第１の一次巻線Ｎ１に伝達されることはないので、等価的に図１に示したチョークコイルＬ１と同じ役割を果たす。したがって、チョークコイルＬ１を削除しても、実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られる。

第１の一次巻線Ｎ１の巻数と第２の一次巻線Ｎ３の巻数とが異なる場合は、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときに、チョークコイルＬ１に印加される電圧が、第１の一次巻線Ｎ１で発生する電圧と第２の一次巻線Ｎ３で発生する電圧の差だけ増加（または減少：どちらの巻数が多いかによって決まる）する。

第２の一次巻線Ｎ３の巻数と第３の一次巻線Ｎ４の巻数とが異なる場合は、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき、コンデンサＣ１を充電する電圧が、第２の一次巻線Ｎ３で発生する電圧と第３の一次巻線Ｎ４で発生する電圧の差だけ異なる。いずれの場合も、それぞれの巻数が同じ場合と同様、力率改善の効果が得られる。

本発明は、高力率のスイッチング電源装置として利用することが可能である。

本発明の実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートを示す図である。 本発明の実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートを示す図である。 本発明の実施例２に係るＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係るＡＣ−ＤＣコンバータのトランスの構造を示す図である。 従来のＡＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 従来のＡＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートを示す図である。 従来のＡＣ−ＤＣコンバータの他の構成を示す回路図である。

符号の説明

１ 制御回路
ＡＣ 商用電源
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ２〜Ｄ４ ダイオード
Ｌ１ チョークコイル
Ｌｒ リーケージインダクタンス
ＤＢ ダイオードブリッジ
Ｑ１ スイッチング素子
Ｔ２ トランス
Ｎ１ 第１の一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｎ３ 第２の一次巻線
Ｎ４ 第３の一次巻線

Claims (3)

1. 交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力端子間に接続され、チョークコイルと第１のダイオードとトランスの第２の一次巻線と前記トランスの第１の一次巻線とスイッチング素子とから成る第１直列回路と、
   前記第１の一次巻線と前記スイッチング素子とから成る直列回路に並列に接続されたコンデンサと、
   前記第１のダイオードに並列に接続され、第２のダイオードと前記トランスの第３の一次巻線とから成る第２直列回路と、
   前記トランスの二次巻線の出力を整流及び平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路で整流及び平滑された出力電圧に基づき前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
   を備えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
2. 交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力端子間に接続され、第１のダイオードとトランスの第２の一次巻線と前記トランスの第１の一次巻線とスイッチング素子とから成る第１直列回路と、
   前記第１の一次巻線と前記スイッチング素子とから成る直列回路に並列に接続されたコンデンサと、
   前記第１のダイオードに並列に接続され、第２のダイオードと前記トランスの第３の一次巻線とから成る第２直列回路と、
   前記トランスの二次巻線の出力を整流及び平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路で整流及び平滑された出力電圧に基づき前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備え、
   前記トランスの第２の一次巻線は、前記第１の一次巻線に対し疎結合になるように巻回されていることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記トランスは、前記第１の一次巻線と第２の一次巻線とは分離してコアに巻回されていることを特徴とする請求項２記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。

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