JP2008017616A - チャージポンプ型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】無駄な昇圧動作を低減させることにより電源効率を高め、リチウムイオンバッテリの寿命を最大限に引き延ばすことができるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】入力電圧を昇圧する昇圧回路２２と、昇圧回路の出力に接続された負荷３と、負荷から出力される電流を流す定電流回路２１と、負荷に流すべき電流を検知する検知回路２３と、検知回路で検知された電流に応じた電圧を基準電圧として、定電流回路の出力電圧と比較し、該比較の結果に応じて昇圧回路に昇圧動作を行わせる比較器２４とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば白色ＬＥＤの駆動に使用されるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電源効率を向上させる技術に関する。

従来、例えばリチウムイオン電池で駆動される携帯電話、ＰＤＡ、携帯型ゲーム機等といったモバイル機器の液晶画面に用いられる白色ＬＥＤを駆動する電源として、チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。図５は、このような従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた白色ＬＥＤ駆動回路の概略の構成を示すブロック図である。

チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、チャージポンプＩＣ１に、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２および抵抗Ｒ_ＥＸＴが外付けされて構成されている。チャージポンプＩＣ１の電圧入力端子１１には、直流電源としてのリチウムイオンバッテリ２が接続され、電圧出力端子１２には負荷としての白色ＬＥＤ３のアノードが接続され、定電流端子１３には白色ＬＥＤ３のカソードが接続されている。

また、抵抗接続端子１４には抵抗Ｒ_ＥＸＴが接続され、コンデンサ接続端子１５とコンデンサ接続端子１６との間にはコンデンサＣ１が接続され、コンデンサ接続端子１７とコンデンサ接続端子１８との間にはコンデンサＣ２が接続されている。

リチウムイオンバッテリ２は、チャージポンプＩＣ１に入力電圧Ｖ_ＩＮを供給する。白色ＬＥＤ３は、チャージポンプＩＣ１からの出力電圧Ｖ_ＯＵＴが印加されることによりＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴを流して発光する。抵抗Ｒ_ＥＸＴは、白色ＬＥＤ３に流す電流Ｉ_ＯＵＴを設定する。コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２は、詳細は後述するが、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧するために使用される。

チャージポンプＩＣ１は、定電流回路２１、基準電源Ｅ１、比較器Ａｍｐ２および昇圧回路２２を備えている。定電流回路２１は、抵抗Ｒ_ＥＸＴによって決定される一定のＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴを白色ＬＥＤ３に流す。図８は、この定電流回路２１の出力端子（定電流端子１３）に発生する電圧Ｖ_ＤＳとＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴとの関係を示す図である。

図８においては、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴとして３０ｍＡを流す場合は、電圧Ｖ_ＤＳとして０．１Ｖが必要であり、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴとして５ｍＡを流す場合は、電圧Ｖ_ＤＳとして０．０２Ｖが必要であることを示している。比較器Ａｍｐ２は、基準電源Ｅ１からの基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば０．１Ｖ）と電圧Ｖ_ＤＳとを比較し、その比較結果を表す信号を昇圧回路２２にフィードバックする。

昇圧回路２２は、比較器Ａｍｐ２からフィードバックされる信号に応じて、入力電圧Ｖ_ＩＮを１倍（昇圧なし）または１．５倍に昇圧し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴとして出力する。図６は、昇圧回路２２の機能的な構成を示す図である。１倍昇圧の場合は、図６（ａ）に示すように、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とがオンされ、他のスイッチはオフされる。これにより、入力電圧Ｖ_ＩＮが、そのまま出力電圧Ｖ_ＯＵＴとして出力される。１．５倍昇圧の場合は、まず、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ９およびスイッチＳＷ８がオンされ、他のスイッチはオフされる（状態Ａ）。これにより、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とから成る直列回路に入力電圧Ｖ_ＩＮが印加され、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の各々には、入力電圧Ｖ_ＩＮ／２に対応する電荷が充電される。

次に、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ７およびスイッチＳＷ６がオンされ、他のスイッチはオフされる（状態Ｂ）。これにより、入力電圧Ｖ_ＩＮに、コンデンサＣ１の電圧（入力電圧Ｖ_ＩＮ／２）が重畳され、また、コンデンサＣ２の電圧（入力電圧Ｖ_ＩＮ／２）が重畳されて、これらが合成されて入力電圧Ｖ_ＩＮの１．５倍の電圧が出力電圧Ｖ_ＯＵＴとして出力される。以下、状態Ａと状態Ｂとが交互に繰り返されることにより、出力端子からは、入力電圧Ｖ_ＩＮの１．５倍の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが継続的に出力される。この昇圧回路２２の出力は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴとして白色ＬＥＤ３に印加される。

次に、チャージポンプＩＣ１の詳細を説明する。図７は、チャージポンプＩＣ１の詳細な構成を示す回路図である。定電流回路２１は、基準電源Ｅ２、比較器Ａｍｐ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４から成る第１カレントミラー回路３１およびＭＯＳＦＥＴＱ５〜Ｑ８から成る第２カレントミラー回路３２から構成されている。

第１カレントミラー回路３１を構成する、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２とから成る直列回路は、電圧入力端子１１と抵抗接続端子１４との間に配置されている。比較器Ａｍｐ１の非反転入力端子（＋）は、基準電源Ｅ２に接続され、反転入力端子（−）は、抵抗接続端子１４に接続されている。比較器Ａｍｐ１の出力は、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のゲートに接続されている。

ＭＯＳＦＥＴＱ３とＭＯＳＦＥＴＱ４とから成る直列回路は、電圧入力端子１１と第２カレントミラー回路３２との間に配置され、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２とから成る直列回路に流れる電流Ｉ_Ａの例えば８倍の電流Ｉ_Ｂを流す。第２カレントミラー回路３２を構成するＭＯＳＦＥＴＱ５とＭＯＳＦＥＴＱ６から成る直列回路は、第１カレントミラー回路３１とグランドとの間に接続されている。第２カレントミラー回路３２を構成するＭＯＳＦＥＴＱ７とＭＯＳＦＥＴＱ８から成る直列回路は、ＭＯＳＦＥＴＱ５とＭＯＳＦＥＴＱ６から成る直列回路に流れる電流Ｉ_Ｂの例えば５０倍の電流Ｉ_Ｃを流す。

上記のように構成される定電流回路２１において、比較器Ａｍｐ１は、基準電源Ｅ２からの基準電圧Ｖ_Ａと抵抗接続端子１４の電圧Ｖ_Ｂとを比較し、その誤差電圧をＭＯＳＦＥＴＱ１およびＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに供給することにより、電圧Ｖ_Ｂが基準電圧Ｖ_Ａになるように制御する。

したがって、抵抗Ｒ_ＥＸＴの値により第１カレントミラー回路３１のＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２とから成る直列回路に電流Ｉ_Ａが流れる。これにより、第１カレントミラー回路３１のＭＯＳＦＥＴＱ３とＭＯＳＦＥＴＱ４とから成る直列回路に電流Ｉ_Ａの８倍の電流Ｉ_Ｂが流れる。その結果、第２カレントミラー回路３２のＭＯＳＦＥＴＱ７とＭＯＳＦＥＴＱ８とから成る直列回路に電流Ｉ_Ｂの５０倍の電流Ｉ_Ｃ（電流Ｉ_Ａの４００倍の電流）が流れ、定電流端子１３（第２カレントミラー回路３２の出力端子）に電圧Ｖ_ＤＳが発生する。この電流Ｉ_Ｃが白色ＬＥＤ３を流れる電流となる。

基準電源Ｅ１は、電流源Ｓに接続された抵抗Ｒ１から構成されており、所定電圧Ｖｒｅｆ（例えば０．１Ｖ）を生成し、比較器Ａｍｐ２の非反転入力端子（＋）に供給する。比較器Ａｍｐ２は、基準電源Ｅ１から非反転入力端子（＋）に供給される基準電圧Ｖｒｅｆと、第２カレントミラー回路３２から反転入力端子（−）に供給される電圧Ｖ_ＤＳとを比較し、その誤差電圧を昇圧回路２２に送る。

昇圧回路２２は、ＭＯＳＦＥＴ４１、昇圧切替回路４２および昇圧スイッチ４３から構成されている。昇圧スイッチ４３は、図６に示すように接続されたスイッチＳＷ１〜ＳＷ９から構成されている。ＭＯＳＦＥＴ４１は、比較器Ａｍｐ２からの誤差電圧に応じて、入力電圧Ｖ_ＩＮを増幅して昇圧スイッチ４３に送る。

昇圧切替回路４２は、比較器Ａｍｐ２からの誤差電圧に応じて、昇圧スイッチ４３を構成する各スイッチ（図６に示したスイッチＳＷ１〜ＳＷ９）の開閉を制御する。すなわち、入力電圧Ｖ_ＩＮが高く、電圧Ｖ_ＤＳが基準電圧Ｖｒｅｆより大きい場合は、昇圧切替回路４２は、図６（ａ）に示すように昇圧スイッチ４３（スイッチＳＷ１〜ＳＷ９）を設定し、１倍昇圧を行わせる。一方、入力電圧Ｖ_ＩＮが低下し、電圧Ｖ_ＤＳが基準電圧Ｖｒｅｆより小さくなると、図６（ｂ）に示すように昇圧スイッチ４３（スイッチＳＷ１〜ＳＷ９）を設定し、１．５倍昇圧を行わせる。

これらの状態において、比較器Ａｍｐ２は、電圧Ｖ_ＤＳが所定電圧（例えば０．１Ｖ）になるようにＭＯＳＦＥＴ４１を制御する。また、白色ＬＥＤ３には、抵抗Ｒ_ＥＸＴによって設定されたＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴ（電流Ｉ_Ｃ）が流れ、その順方向電圧Ｖｆが所定値以上に保たれて、白色ＬＥＤ３は発光する。

上記のように構成されるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電圧Ｖ_ＤＳをフィードバックして、電圧Ｖ_ＤＳが所定電圧（例えば０．１Ｖ）で固定されるように制御されている。そして、入力電圧Ｖ_ＩＮの低下により、電圧Ｖ_ＤＳを所定電圧に維持できなくなった時（Ｖ_ＩＮ＜Ｖｆ＋Ｖ_ＤＳ）に、昇圧倍率が１倍から１．５倍へ切り換えられる。具体例を挙げて説明すると、白色ＬＥＤ３の順方向電圧Ｖｆ＝３．７Ｖ、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴ＝５ｍＡの場合、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、３．８Ｖ（Ｖｆ＋Ｖ_ＤＳ＝３．７Ｖ＋０．１Ｖ）必要であり、リチウムイオンバッテリ２の出力電圧が低下して、入力電圧Ｖ_ＩＮが３．８Ｖ以下となった時、昇圧倍率が１倍から１．５倍に切り換えられる。

なお、関連する技術として、特許文献１は、出力効率の低い昇圧回路動作時間を少なくし、電源電池の動作時間を長くすることができ、また、回路規模が小さく、実際の負荷（ＬＥＤ）駆動電流電圧との間のマージンも不要になる定電流回路を開示している。

この定電流回路は、白色ＬＥＤのアノード側にチャージポンプ回路を介して電源電池を接続するとともに、電源電池と白色ＬＥＤをショートするスイッチ素子を設け、白色ＬＥＤのカソード側には駆動出力用のＮチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタを接続し、ＬＥＤ駆動電流の減少でＮチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタのゲート電位が変化することを検出するＰＭＯＳ型電界効果トランジスタを設け、このＰＭＯＳ型電界効果トランジスタが検出信号を出力すると、スイッチ素子をオフ状態とし、チャージポンプ回路を昇圧動作に切り替えて、昇圧した駆動電圧を白色ＬＥＤに供給する。
特開２００５−１９６５５６号公報

上述した従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧倍率を切り換える電圧を白色ＬＥＤの順方向電圧Ｖｆのみに基づき設定し、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴが５ｍＡであっても３０ｍＡであっても昇圧倍率を切り換える電圧は一定である。したがって、ＬＥＤ電流が小さく昇圧する必要が無い場合であっても昇圧動作が行われるので、電源効率が約２０％低下してしまうという問題がある。

具体例を挙げると、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴが５ｍＡの場合は、図８に示すように、電圧Ｖ_ＤＳは０．０２Ｖで十分である。仮に、電圧Ｖ_ＤＳが０．０２Ｖであれば、必要な出力電圧Ｖ_ＯＵＴは３．７２Ｖ（３．７Ｖ＋０．０２Ｖ）となり、入力電圧Ｖ_ＩＮが３．８Ｖである場合は、１倍昇圧のままにすることができる。

しかしながら、電圧Ｖ_ＤＳが固定されているため、図９に示すように、昇圧する必要が無い３．８Ｖの場合であっても昇圧動作が行われてしまい、電源効率が低下するという問題がある。なお、電圧Ｖ_ＤＳが０．０２Ｖであれば、図９の破線で示すように、入力電圧Ｖ_ＩＮが３．７２Ｖで昇圧動作が行われるので、電圧Ｖ_ＤＳが０．１Ｖの場合よりも電源効率を向上させることができる。

本発明の課題は、無駄な昇圧動作を低減させることにより電源効率を高め、リチウムイオンバッテリの寿命を最大限に引き延ばすことができるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、入力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の出力に接続された負荷と、負荷から出力される電流を流す定電流回路と、負荷に流すべき電流を検知する検知回路と、検知回路で検知された電流に応じた電圧を基準電圧として、定電流回路の定電流に基づく出力電圧と比較し、該比較の結果に応じて昇圧回路に昇圧動作を行わせる比較器とを備えたことを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、負荷に流すべき電流を設定する抵抗を備え、検知回路は、抵抗によって設定されて流すべき電流を検知することを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、検知回路は、抵抗の抵抗値に応じて変化する、定電流回路に含まれるカレントミラー回路を流れる電流を検知することを特徴とする。

本発明によれば、負荷に流すべき電流を検知し、検知された電流に応じた電圧を基準電圧として、負荷に流れる電流によって発生される電圧と比較し、該比較の結果に応じて入力電圧を昇圧するように構成したので、実際の負荷に応じて昇圧動作が行われる。その結果、負荷に流れる電流によっては昇圧の必要がない場合の昇圧動作を回避できるので、無駄な昇圧動作が低減し、電源効率を高めることができる。これにより、リチウムイオンバッテリの寿命を最大限に引き延ばすことができる。

以下、本発明の実施の形態に係るチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１に係るチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた白色ＬＥＤ駆動回路の概略の構成を示すブロック図である。

このチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、背景技術の欄で説明した従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータのチャージポンプＩＣ１に、Ｉ_ＯＵＴ検知回路２３が追加されるとともに、基準電源Ｅ１が可変基準電源ＥＶに変更され、さらに、比較器Ａｍｐ２が比較器２４に置き換えられて構成されている。

以下では、背景技術の欄で説明した従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータと同一の構成部分には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明を省略または簡略化する。

Ｉ_ＯＵＴ検知回路２３は、本発明の検知回路に対応し、抵抗Ｒ_ＥＸＴによって設定された白色ＬＥＤ３に流すべきＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴを検知し、この検知したＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴに基づき基準電源ＥＶの基準電圧を決定する。この基準電圧は、白色ＬＥＤ３に流れるＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴに応じた電圧Ｖ_ＤＳと比較するために使用される。

図３は、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴと電圧Ｖ_ＤＳの関係を示し、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴを流すために必要な電圧Ｖ_ＤＳが規定されている。

比較器２４は、可変基準電源ＥＶからの基準電圧と電圧Ｖ_ＤＳとを比較し、その比較結果を表す信号を昇圧回路２２にフィードバックする。なお、図１では図示を省略しているが、比較器２４は、電圧Ｖ_ＤＳを所定電圧に保つ機能（図７に示す比較器Ａｍｐ２の機能）をも含んでいる。

図２は、チャージポンプＩＣ１の詳細な構成を示す回路図である。このチャージポンプＩＣ１は、図７に示した従来のチャージポンプＩＣに、比較器Ａｍｐ３が追加されて構成されている。比較器Ａｍｐ３は、その非反転に端子（＋）に供給される第１カレントミラー回路３１から出力される電圧Ｖ_Ｃを基準電圧とし、この電圧Ｖ_Ｃと反転入力端子（−）に供給される電圧Ｖ_ＤＳとを比較し、比較結果を表す信号を昇圧回路２２の昇圧切替回路４２にフィードバックする。

基準電圧となる電圧Ｖ_Ｃは、チャージポンプＩＣ１に接続された抵抗Ｒ_ＥＸＴによって決定される。したがって、抵抗Ｒ_ＥＸＴの抵抗値によって比較器Ａｍｐ３に供給する基準電圧を可変することができ、この機能は、図１のＩ_ＯＵＴ検知回路２３および基準電源ＥＶに対応する。

上記のように構成されるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、抵抗Ｒ_ＥＸＴにより電圧Ｖ_ＤＳの基準電圧が設定され、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴがフィードバックされて、電圧Ｖ_ＤＳが設定された基準電圧になるように制御される。そして、入力電圧Ｖ_ＩＮの低下により、電圧Ｖ_ＤＳを設定した基準電圧に保つことができなくなった時（Ｖ_ＩＮ＜Ｖｆ＋Ｖ_ＤＳ）、昇圧回路２２の昇圧倍率が１倍から１．５倍へ切り換えられる。

具体例を挙げて説明すると、白色ＬＥＤ３の順方向電圧Ｖｆが３．７Ｖ、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴが５ｍＡの場合、図８に示すように、電圧Ｖ_ＤＳは０．０２Ｖに制御され、必要な出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、３．７２Ｖ（Ｖｆ＋Ｖ_ＤＳ＝３．７Ｖ＋０．０２Ｖ）となる。したがって、入力電圧Ｖ_ＩＮが３．７２Ｖになるまで１倍昇圧のままである。

また、白色ＬＥＤ３の順方向電圧Ｖｆが３．７Ｖ、ＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴが１００ｍＡの場合、電圧Ｖ_ＤＳは０．５Ｖに制御され、必要なＶ_ＯＵＴは、４．２Ｖ（Ｖｆ＋Ｖ_ＤＳ＝３．７Ｖ＋０．５Ｖ）となり、入力電圧Ｖ_ＩＮが４．２Ｖまで１倍昇圧のままである。

上記の構成により、電圧Ｖ_ＤＳは抵抗Ｒ_ＥＸＴにより可変できるため、電圧Ｖ_ＤＳの基準電圧を０．０２Ｖに設定した時は、図４に示すように、昇圧する必要が無い３．８Ｖの場合は、昇圧動作は行われず、図４の破線で示すように、入力電圧Ｖ_ＩＮが３．７２Ｖで昇圧動作が行われる。したがって、電圧Ｖ_ＤＳが０．１Ｖで固定の場合に比べて電源効率を向上させることができる。

以上説明したように、本発明の実施例１に係るチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、白色ＬＥＤ３の順方向電圧ＶｆおよびＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴに応じて、昇圧動作を開始させるように構成したので、無駄な昇圧動作は行われない。その結果、効率が約２０％向上し、リチウムイオンバッテリの寿命を最大限に引き延ばすことができる。

なお、上述した実施例１では、負荷として白色ＬＥＤを用いた場合について説明したが、負荷としては、白色ＬＥＤに限らず、他のＬＥＤを用いることもできる。

本発明は、例えば白色ＬＥＤの駆動回路として利用することが可能である。

本発明の実施例１に係るチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた白色ＬＥＤ駆動回路の概略の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係るチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータで使用されるチャージポンプＩＣの詳細な構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係るチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴと電圧Ｖ_ＤＳの関係を示す図である。 本発明の実施例１に係るチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源効率を示す図である。 従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた白色ＬＥＤ駆動回路の概略の構成を示すブロック図である。 従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータで使用されるチャージポンプＩＣの詳細な構成を示す回路図である。 従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータで使用される昇圧回路の機能的な構成を示す図である。 従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるＬＥＤ電流Ｉ_ＯＵＴと電圧Ｖ_ＤＳの関係を示す図である。 従来のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電源効率を示す図である。

符号の説明

１ チャージポンプＩＣ
２ リチウムイオンバッテリ
３ 白色ＬＥＤ
１１ 電圧入力端子
１２ 電圧出力端子
１３ 定電流端子
１４ 抵抗接続端子
１５〜１８ コンデンサ接続端子
２１ 定電流回路
２２ 昇圧回路
２３ Ｉ_ＯＵＴ検知回路
２４ 比較器
３１ 第１カレントミラー回路
３２ 第２カレントミラー回路
４２ 昇圧切替回路
４３ 昇圧スイッチ
４１、Ｑ１〜Ｑ８ ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ_ＥＸＴ、Ｒ１ 抵抗
Ｅ１、Ｅ１ 基準電源
ＥＶ 可変基準電源
Ａｍｐ１〜Ａｍｐ３ 比較器
Ｓ 電流源

Claims (3)

1. 入力電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記昇圧回路の出力に接続された負荷と、
   前記負荷から出力される電流を流す定電流回路と、
   前記負荷に流すべき電流を検知する検知回路と、
   前記検知回路で検知された電流に応じた電圧を基準電圧として、前記定電流回路の定電流に基づく出力電圧と比較し、該比較の結果に応じて前記昇圧回路に昇圧動作を行わせる比較器と、
   を備えたことを特徴とするチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記負荷に流すべき電流を設定する抵抗を備え、
   前記検知回路は、前記抵抗によって設定されて流すべき電流を検知することを特徴とする請求項１記載のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記検知回路は、前記抵抗の抵抗値に応じて変化する、前記定電流回路に含まれるカレントミラー回路を流れる電流を検知することを特徴とする請求項２記載のチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
   
   

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