JP2008014774A - 温度測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧に依存せずに精度よく温度測定を行なうことが可能な温度測定装置を提供する。
【解決手段】温度測定部１Ａは電源電圧Ａが与えられると温度を測定する。温度測定部１Ａは温度の情報と電源電圧Ａの情報とを含む電圧ＶＯＵＴを出力する。さらに、温度測定部１Ａは温度の情報が除外された電源電圧Ａの情報を含む電圧ＶＲＥＦを出力する。温度決定部１Ｂは電圧ＶＯＵＴ，ＶＲＥＦを受ける。温度決定部１Ｂは電圧ＶＯＵＴから電源電圧Ａの情報を除いて温度値を決定する。これにより温度値が電源電圧Ａに依存しなくなる。すなわち正確な温度の情報を得ることが可能になる。
【選択図】図１

Description

本発明は、サーミスタ等、温度に応じて抵抗値が変化する温度測定素子を用いた温度測定装置に関する。特に、本発明は、温度測定素子を駆動するための電源電圧と、Ａ／Ｄ変換回路（アナログディジタル変換回路）を駆動するための電源電圧との間にばらつきがある場合に、温度測定結果を容易に補正することにより測定誤差が生じるのを防ぐことができる温度測定装置に関する。

エアコンを始めとする各種の家電機器には、室温や水温等の温度を電気的に測定して測定結果をそれらの機器の制御に使用したり表示したりする機能がある。

これらの温度の測定には、サーミスタ等、温度に応じて抵抗値が変化する温度測定素子が一般的に使用される。上記の家電機器では温度測定素子の抵抗値の変化は電圧の変化に変換される。この電圧はＡ／Ｄ変換（アナログディジタル変換）回路によってディジタル信号に変換される。ディジタル信号はマイクロコンピュータ等の制御装置に取り込まれる。

マイクロコンピュータ等の制御装置は一定の規則に従ってディジタル信号を温度値に変換する。制御装置はこの温度値に基づいて各種の指示を送る。この指示に従って機器が制御されたり、表示装置に温度値の表示が行なわれたりする。

上記の方法に従って温度測定を行なう場合には、さまざまな要因により測定誤差が発生する可能性がある。測定誤差の要因としては、たとえば温度測定素子の特性（抵抗値の温度変化）のばらつき、温度測定素子の抵抗値の変化を電圧の変化に変換する際の誤差、温度測定回路に供給される電源電圧の変動による誤差、Ａ／Ｄ変換時の誤差、制御装置がディジタル信号を温度値に変換する際の誤差等がある。

一般的にサーミスタの抵抗値は温度に比例せず、温度が変化すると急激に変化する。高精度の温度測定結果を求めなくともよい場合には、温度による抵抗値の変化を電圧値の変化に変換する際に、温度測定素子に生じる電圧が温度に比例するように簡易的にリニアライズする方法が知られている。リニアライズ処理の具体的方法としては、たとえば温度測定素子に固定抵抗を直列に接続する方法がある。

通常、このようなリニアライズを行なう回路とＡ／Ｄ変換回路とは共通の電源が用いられている場合が多い。この場合には電源回路から出力される電源電圧の精度はあまり問われることはない。この理由は、リニアライズ回路とＡ／Ｄ変換回路とで共通の電源を使用しているので、電源電圧のばらつきが多少発生しても、Ａ／Ｄ変換回路で得られる値は同じものになるからである。

しかし、温度測定装置によっては、リニアライズ回路の電源電圧とＡ／Ｄ変換回路の電源電圧との間にばらつきが発生する場合がある。たとえばリニアライズ回路に電源供給を行なう回路と、Ａ／Ｄ変換回路に電源供給を行なう回路とで、供給する電源電圧が互いに異なる場合が考えられる。また、リニアライズ回路とＡ／Ｄ変換回路とで電源電圧発生回路が共通であっても、その電源電圧発生回路とＡ／Ｄ変換回路の間に回路が入ることで、双方の電源電圧にばらつきが発生する場合が考えられる。

上述の例の場合には、リニアライズ回路とＡ／Ｄ変換回路との間における電源電圧のばらつきの程度に応じてＡ／Ｄ変換回路から得られる値が変動する。このため温度測定誤差が発生する。

また、上記のリニアライズ回路は低コストで実現できるものの、あくまでも簡易的にリニアライズを行なうための回路である。よって、ある温度では、温度による抵抗値の変化を電圧値の変化に変換する際に変換誤差が発生し、温度と電圧とが比例しないことが起こり得る。

このような温度測定誤差を補正する様々な方法が従来から提案されている。たとえば特開平７−５５５８８号公報（特許文献１）では、温度測定素子と、温度測定素子に並列に設けられた基準抵抗と、温度測定素子および基準抵抗のいずれかに定電流を供給するよう切替える切替スイッチと、温度測定素子の電圧および基準抵抗の電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路とを備える温度測定装置を開示する。さらに、この温度測定装置は、基準抵抗の電圧をＡ／Ｄ変換した値により補正式を算出し、この補正式を用いてＡ／Ｄ変換値を温度値に変換するマイクロコントロールユニットを備えている。
特開平７−５５５８８号公報

特開平７−５５５８８号公報（特許文献１）に開示される温度測定装置においては、温度測定範囲の上限と下限とにそれぞれ対応した高精度の基準抵抗が２つ必要になる。さらに上述の温度測定装置には、温度測定素子および２つの基準抵抗間で定電流の供給を切替えるための切替スイッチが必要である。さらに上述の温度測定装置には、温度測定素子に生じた電圧と２つの基準抵抗の各々に生じた電圧とのいずれかをＡ／Ｄ変換回路に入力するよう切替えるための切替スイッチが必要である。これら基準抵抗および切替スイッチは温度測定装置のコストを上昇させる要因となる。

また、上述の温度測定装置では、Ａ／Ｄ変換値を温度値に変換する際に、２つの基準抵抗からそれぞれ得られた２つのＡ／Ｄ変換値に基づいた直線近似を行なって温度値を算出する。一般的にサーミスタの抵抗値は温度に比例しないため、ある温度ではサーミスタの実際の特性と、直線近似により求めた特性とに差が生じることがある。この差に起因して温度測定誤差が発生する。

本発明は、これらの課題を解決するためのものであり、電源電圧に依存せずに精度よく温度測定を行なうことが可能な温度測定装置を提供するものである。

本発明は要約すれば、温度測定装置であって、温度測定部と、温度決定部とを備える。温度測定部は、第１の電源電圧が与えられて温度を測定し、温度の情報と第１の電源電圧の情報とを含む第１の電圧を出力するとともに、温度の情報が除外された第１の電源電圧の情報を含む第２の電圧を出力する。温度決定部は、第１の電圧および第２の電圧を受け、第１の電圧から第１の電源電圧の情報を除いて、温度値を決定する。

好ましくは、温度測定部は、温度測定回路と、補正回路とを含む。温度測定回路は、温度に応じて抵抗値が変化する温度測定素子を有し、温度測定素子の抵抗値を第１の電圧に変換して第１の電圧を出力する。補正回路は、固定抵抗素子を有し、固定抵抗素子の抵抗値を第２の電圧に変換して出力する。

より好ましくは、温度測定素子を除いた温度測定回路の残余の部分の構成と、固定抵抗素子を除いた補正回路の残余の部分の構成とは、互いに等しい。

さらに好ましくは、温度測定素子は、温度測定回路の残余の部分に着脱可能である。固定抵抗素子は、補正回路の残余の部分に着脱可能である。温度測定素子と固定抵抗素子とは、１つのケースに収納される。

好ましくは、温度測定部は、温度に応じて抵抗値が変化する温度測定素子と、温度測定素子を着脱可能な電圧出力回路とを備える。電圧出力回路は、温度測定素子が取り外された状態では、第２の電圧を出力し、温度測定素子が接続された状態では、第１の電圧を出力する。

より好ましくは、電圧出力回路は、第１の電源電圧を与える電源ノードに一方端が結合され、第１および第２の電圧を出力する第１の端子に他方端が結合される第１の固定抵抗素子と、接地された第２の端子に一方端が結合される第２の固定抵抗素子と、第２の固定抵抗素子の他方端と第１の端子との結合および非結合を切替えるスイッチとを含む。スイッチは、温度測定素子の一方端および他方端が第１および第２の端子にそれぞれ結合されている場合に、第２の固定抵抗素子の他方端と第１の端子とを非結合状態に設定する。スイッチは、温度測定素子の一方端が第１の端子と結合していない場合には、第２の固定抵抗素子の他方端と第１の端子とを結合する。

好ましくは、温度決定部は、アナログディジタル変換回路と、演算部とを含む。アナログディジタル変換回路は、第１の電源電圧に対して異なり得る第２の電源電圧が供給され、第２の電源電圧に応じた分解能を有し、第１および第２の電圧をアナログディジタル変換して、第１および第２の数値をそれぞれ出力する。演算部は、第２の数値に基づいて第２の電源電圧に対する第１の電源電圧の比を算出して、比と第１の数値とに基づいて温度値を決定する演算部とを含む。

より好ましくは、演算部は、第１の数値を温度値に変換するための変換テーブルを記憶する記憶部を有する。変換テーブルは、温度測定装置が測定可能な温度範囲の全域にわたり所定の間隔で並ぶ複数の温度値と、複数の温度値に１対１で対応した、第１の電源電圧と第２の電源電圧とが等しい場合におけるアナログディジタル変換回路の複数の出力値とを有する。演算部は、変換テーブルを参照して、複数の温度値の中から第１の数値に対応する温度値を決定する演算回路をさらに有する。

より好ましくは、演算部は、第１の数値を温度値に変換するための変換テーブルを記憶する記憶部を有する。変換テーブルは、温度測定装置が測定可能な温度範囲の中から抽出された複数の温度値と、複数の温度値に１対１で対応した、第１の電源電圧と第２の電源電圧とが等しい場合におけるアナログディジタル変換回路の複数の出力値とを有する。演算部は、変換テーブルを参照して、複数の出力値のうち第１の数値の近傍にあり、かつ第１の数値を挟む２つの出力値と、２つの出力値にそれぞれ対応する２つの温度値とを用いて線形補間を行なって、第１の数値に対応する温度値を決定する演算回路をさらに有する。

さらに好ましくは、変換テーブルは、書換可能である。演算回路は、比を複数の出力値に乗じて温度値を決定する。

さらに好ましくは、演算回路は、比を第１の数値に乗じて温度値を決定する。

本発明によれば、電源電圧に依存せずに精度よく温度測定を行なうことが可能になる。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、実施の形態１における温度測定装置の構成を概念的に示す図である。図１を参照して、温度測定装置５０は、温度測定部１Ａと温度決定部１Ｂとを含む。

温度測定部１Ａは電源電圧Ａが与えられると温度を測定する。温度測定部１Ａは温度の情報と電源電圧Ａの情報とを含む電圧ＶＯＵＴを出力する。さらに、温度測定部１Ａは温度の情報が除外された電源電圧Ａの情報を含む電圧ＶＲＥＦを出力する。

温度決定部１Ｂには電源電圧Ｂが与えられる。温度決定部１Ｂは電圧ＶＯＵＴ，ＶＲＥＦを受ける。温度決定部１Ｂは電圧ＶＯＵＴから電源電圧Ａの情報を除いて温度値を決定する。これにより温度値が電源電圧Ａに依存しなくなる。すなわち正確な温度の情報を得ることが可能になる。

なお、電源電圧Ａと電源電圧Ｂとは等しくてもよいし、互いに異なっていてもよい。
温度測定部１Ａは、温度測定回路１と、補正電圧出力回路３とを含む。

温度測定回路１はサーミスタ素子１１とリニアライズ回路１２とを含む。サーミスタ素子１１は温度の変化を抵抗値の変化に変換する温度測定素子である。なお温度に応じて抵抗値が変化する素子であれば、サーミスタ素子１１の他にも、たとえばリニア抵抗器あるいは白金測温抵抗体等を用いることができる。

リニアライズ回路１２は電源電圧Ａに応じた電流をサーミスタ素子１１に電流を流す。これによりサーミスタ素子１１の抵抗値の変化は電圧ＶＯＵＴの変化に変換される。リニアライズ回路１２からは電圧ＶＯＵＴが出力される。後述するように電圧ＶＯＵＴは温度に対してほぼリニアに変化する。

補正電圧出力回路３は、電源電圧Ａを受けて電圧ＶＲＥＦを出力する。なお補正電圧出力回路３の構成は後述する。

温度決定部１Ｂは、Ａ／Ｄ変換回路４と、演算部５とを含む。演算部５は、演算回路１５と、不揮発性メモリ１６とを含む。

Ａ／Ｄ変換回路４は、電源電圧Ｂに応じた分解能（１ビットあたりのアナログ電圧）を有する。Ａ／Ｄ変換回路４は、電圧ＶＯＵＴ，ＶＲＥＦをアナログディジタル変換して第１および第２の数値をそれぞれ生成する。Ａ／Ｄ変換回路４は、第１の数値を示すディジタル信号Ｄ１および第２の数値を示すディジタル信号Ｄ２を出力する。

演算部５は、Ａ／Ｄ変換回路４からディジタル信号Ｄ１，Ｄ２を受ける。演算部５は、第２の数値に基づいて、電源電圧Ｂに対する電源電圧Ａの比を算出する。そして演算部５は、この比と第１の数値とを用いて、温度値を決定する。これにより、電源電圧Ａと電源電圧Ｂとが同じである場合と異なる場合とで温度測定装置５０が行なった温度測定の結果を等しくすることができる。

演算回路１５は上記の処理を行なう回路であり、演算部５の主要部分である。不揮発性メモリ１６は、第１の数値を温度値に変換する際に用いられるＡ／Ｄ変換値−温度変換テーブルを記憶する。不揮発性メモリ１６に記憶されるＡ／Ｄ変換値−温度変換テーブルの内容は演算回路１５によって書換えることができる。

温度測定装置５０は、さらに温度値表示部７を含む。温度値表示部７は、演算部５によって求められた温度値を表示する。

次に、温度測定装置５０による温度測定の方法を説明する。まず電源電圧Ａ，Ｂ間に差がない場合の温度測定方法を説明する。その次に電源電圧Ａ，Ｂがばらつく場合の温度測定方法について、電源電圧Ａ，Ｂ間に差がない場合の温度測定方法との違いを主に説明する。

（１）電源電圧Ａ，Ｂ間に差がない場合の温度測定方法
上述のようにサーミスタ素子１１は温度により抵抗値が変化する素子である。サーミスタ素子１１の特性を図示しながら説明する。

図２は、図１のサーミスタ素子１１の温度−抵抗値の特性の例を示す図である。
図２を参照して、温度が上がるにつれてサーミスタ素子１１の抵抗値は低下する。つまりサーミスタ素子１１は、一般的にＮＴＣ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）サーミスタと呼ばれる種類のサーミスタ素子である。

なおＮＴＣサーミスタは、白金測温抵抗体のような感温素子と比較して安価であり、また、温度に対する感度が高いといった利点を有する。このためＮＴＣサーミスタは温度検出素子として広く用いられている。しかしながら、一般的にサーミスタは温度に対して抵抗値が直線的に変化しないために扱いにくい。このため、多くの場合にはリニアライズ処理が行なわれる。なおリニアライズ処理の手法は色々であるが、本実施の形態では様々な手法のうち最も簡単な手法である電圧モードリニアライズ処理を行なう。

図３は、電圧モードリニアライズを行なうための回路例を示す図である。
図３を参照して、温度測定回路１は、固定抵抗１８とサーミスタ素子１１とを含む。固定抵抗１８とサーミスタ素子１１とは、電源電圧Ａが与えられる電源ノードＮ１と接地ノードとの間に直列に接続される。

図３では、温度測定回路１において図１に示すリニアライズ回路１２に対応する部分を破線の枠で示す。すなわち固定抵抗１８はリニアライズ回路１２に対応する。

固定抵抗１８の一方端は電源ノードＮ１に結合され、固定抵抗１８の他方端は端子Ｔ１に結合される。サーミスタ素子１１の一方端は端子Ｔ１に結合され、サーミスタ素子１１の他方端は接地ノードに結合される。固定抵抗１８およびサーミスタ素子１１は抵抗分圧回路を構成する。端子Ｔ１からは電圧ＶＯＵＴが出力される。

図４は、図３に示す回路によりリニアライズ処理を行なった場合における温度変化と電圧ＶＯＵＴの変化との関係の例を示す図である。

図４および図３を参照して、電源電圧Ａを３．３（Ｖ）とし、固定抵抗１８の抵抗値を１０（ＫΩ）としたときの温度変化と電圧ＶＯＵＴの変化との関係を示す。図４から、サーミスタ素子の周囲温度に対して電圧ＶＯＵＴの値がほぼ反比例することがわかる。

再び図１を参照しながら説明する。リニアライズされた（言い換えれば温度に対して反比例する）電圧ＶＯＵＴは、Ａ／Ｄ変換回路４によりディジタル信号に変換される。なお実施の形態１ではＡ／Ｄ変換回路４の精度は１０ビットである。ディジタル変換された信号は演算回路１５に送られる。演算回路１５は不揮発性メモリ１６に予め記憶されているＡ／Ｄ変換値−温度値変換テーブルを参照して、Ａ／Ｄ変換値（ディジタル信号が示す数値）を温度値に変換する。

続いて、演算回路１５が行なうＡ／Ｄ変換値から温度値への変換処理について説明する。

図５は、Ａ／Ｄ変換値−温度値変換テーブルの例を示す図である。
図５を参照して、変換テーブルには想定される温度範囲（−１０℃から＋５０℃）の全域にわたり所定の間隔ごと（１℃ごと）に並ぶ複数の温度値が格納される。また、変換テーブルには複数の温度値に１対１で対応するＡ／Ｄ変換値が格納される。

なお、温度値とＡ／Ｄ変換値との対応関係は、図１に示すサーミスタ素子１１の温度−抵抗特性、リニアライズ回路１２（図３に示す固定抵抗１８）の抵抗値、および電源電圧Ａに基づいて定義づけられている。また、Ａ／Ｄ変換値は電源電圧Ａと電源電圧Ｂとが等しいときのＡ／Ｄ変換回路４の出力値である。

例えばＡ／Ｄ変換値が６９０〜７００の間の値である場合、演算回路１５はこの変換テーブルを参照する。そして演算回路１５は、このＡ／Ｄ変換値に対応する温度値が＋１０℃であると決定する。

図５に示す変換テーブルを使用する場合には、Ａ／Ｄ変換値と温度値との対応関係が明確になる。この結果、測定精度を向上させることが可能になる。特に、リニアライズ処理を行なったにも拘らず電圧ＶＯＵＴが温度に対して比例していない場合でも測定精度を高めることが可能になる。

しかしながら図５に示す変換テーブルの場合、不揮発性メモリ１６に記憶されるテーブルの容量が大きくなる。コストの観点からは記憶容量の小さい不揮発性メモリ１６を用いることが好ましい。よって図５に示すテーブルよりも容量の小さいテーブルを不揮発性メモリ１６に記憶させることが好ましい。このようなＡ／Ｄ変換値−温度値変換テーブルの例を図６に示す。

図６は、Ａ／Ｄ変換値−温度値変換テーブルの別の例を示す図である。
図６および図５を参照して、図６に示す変換テーブルは、図５の変換テーブルの中からＡ／Ｄ変換値と温度値との組（以下、「レコード」という）を４つ抽出したものに相当する。レコード２０Ａ〜２０Ｄには、想定される温度範囲（−１０℃〜＋５０℃）の中から複数の温度値（−１０℃，＋３℃，＋３６℃，＋５０℃）と、その複数の温度値に１対１で対応する複数のＡ／Ｄ変換値（８７９，７６６，３８９，２６３）とが含まれる。

図７は、温度値とＡ／Ｄ変換値とにより定まる座標平面を示す図である。
図７および図６を参照して、点Ｐ１〜Ｐ４はレコード２０Ａ〜２０Ｄにそれぞれ対応する座標平面上の点である。図１の演算回路１５は、この座標平面において点Ｐ１と点Ｐ２とを結ぶ直線、点Ｐ２と点Ｐ３とを結ぶ直線、および、点Ｐ３と点Ｐ４とを結ぶ直線を仮定する。そして演算回路１５は、これらの直線を用いてＡ／Ｄ変換値から温度値への変換を行なう。つまり演算回路１５は線形補間を行なう。この場合、図４に示す特性曲線は図７に示す３本の直線に近似される。

たとえば演算回路１５に入力されるＡ／Ｄ変換値が５１２である場合には、演算回路１５は図６の変換テーブルを参照して、そのＡ／Ｄ変換値（５１２）の近傍にある前後の２つのＡ／Ｄ変換値が格納されるレコードを探す。この場合には、演算回路１５はレコード２０Ｂとレコード２０Ｃとが該当の２つのレコードであると判断する。そして演算回路１５は図７の点Ｐ２と点Ｐ３とを結ぶ直線を仮定して、Ａ／Ｄ変換値（５１２）に対応する温度値（２５℃）をその直線から求める。

なお、図６のテーブルに含まれるレコードの数が少ないため、演算回路１５が演算の都度、線形補間により温度値を求めることが考えられる。つまり演算回路１５の演算負荷が高くなる可能性がある。また図５に示す変換テーブルを使用して温度値を求めた場合に比べて測定精度が低下する可能性がある。しかし図６のテーブルを不揮発性メモリ１６に記憶させることで、不揮発性メモリ１６に記憶されるテーブルの容量を大幅に減らすことができる。

なお、上述の説明では演算回路１５は３本の直線を用いて近似的に温度を算出するものとした。ただしテーブルに格納されるレコードの数を増やすことによって、演算回路１５が仮に作成する直線の数を増やしてもよい。これにより測定精度を上げることが可能になる。

演算回路１５により算出された温度値は、温度値表示部７へ送られる。温度値表示部７は温度測定結果としてこの温度値を数値表示する。

（２）電源電圧Ａ，Ｂ間にばらつきがある場合の温度測定方法：この場合にはＡ／Ｄ変換値を温度値に変換する際に誤差が生じるため、誤差を補正する必要がある。

再び図１を参照しながら説明する。温度測定回路１（サーミスタ素子１１およびリニアライズ回路１２）で使用する電源電圧Ａと、Ａ／Ｄ変換回路４で使用する電源電圧Ｂとが同じであれば、それらの電源電圧が多少ばらついたとしてもＡ／Ｄ変換に及ぼす影響は小さい。よって、この場合には（１）で説明した温度測定方法を用いることによって温度の測定を精度よく行なうことが可能である。

しかし、たとえば温度測定装置５０の消費電力を低減するといった理由など、さまざまな理由によって温度測定回路１の電源系統とＡ／Ｄ変換回路４の電源系統とを分離させなければならないことがある。

温度測定装置５０の消費電力を単に低減するのであれば、温度測定回路１の電源電圧ＡとＡ／Ｄ変換回路の電源電圧Ｂとを同じ値に保ったまま、従来よりも低い値にすることが考えられる。ただしサーミスタ素子１１の測定精度（感度）をある程度確保しようとするとダイナミックレンジを広げる必要があるので、温度測定回路１に与える電源電圧Ａはある程度大きくしなければならない。一方、温度測定装置５０の消費電力を低減するために、低電圧で動作するＡ／Ｄ変換回路４（および演算回路１５）が用いられる場合がある。このような理由により電源電圧Ａと電源電圧Ｂとが異なることがある。

また、温度測定装置５０の消費電力を小さくするために、演算回路１５を常時動作させながら、測定時にのみサーミスタ素子１１を通電させることが考えられる。この場合には、サーミスタ素子１１の通電を制御するために、トランジスタ等で構成されるスイッチ回路を備える方法も可能である。ただしこの方法よりも、低価格な電源ＩＣを用いて電源系統を２つに分ける方法のほうがコスト面で有利となる。

さらに、演算回路１５からのノイズが温度測定回路１に影響を及ぼさないために電源系統を分ける場合もある。

図１に示す構成では、電源電圧Ａと電源電圧Ｂとが異なることにより温度測定結果にその影響が現われる。この点について図３を参照しながら説明する。

図３において、電源電圧Ａの値をＶＤＤＡ、電源電圧Ｂの値をＶＤＤＢ、固定抵抗１８の抵抗値を１０（ＫΩ）、サーミスタ素子１１の抵抗値をＲ（ＫΩ）とする。このときの電圧ＶＯＵＴは以下の式（１）に従って表わされる。

ＶＯＵＴ＝ＶＤＤＡ×Ｒ÷（１０＋Ｒ） …式（１）
Ａ／Ｄ変換回路４は電圧ＶＯＵＴをＡ／Ｄ変換して、Ａ／Ｄ変換値ＡＤＯＵＴを出力する。Ａ／Ｄ変換回路４の精度は１０ビットであるから、分解能はＶＤＤＢ／１０２４となる。よってＡ／Ｄ変換値ＡＤＯＵＴ（第１の数値）は以下の式（２）に従って表わされる。

ＡＤＯＵＴ＝ＶＤＤＡ×Ｒ÷（１０＋Ｒ）÷（ＶＤＤＢ÷１０２４） …式（２）
ここで、Ｋ＝ＶＤＤＡ÷ＶＤＤＢとすると、式（２）は以下の式（３）のように変形される。

ＡＤＯＵＴ＝Ｋ×１０２４×Ｒ÷（１０＋Ｒ） …式（３）
式（２）および式（３）により、電源電圧Ａと電源電圧Ｂとの間のばらつきがＡ／Ｄ変換値に与える影響はＫ値、つまり、ＶＤＤＡとＶＤＤＢとの比に依存することが分かる。また、式（２）および式（３）から、Ｋ値を求めることによってＡ／Ｄ変換値ＡＤＯＵＴを補正できることがわかる。実施の形態１では、Ａ／Ｄ変換回路４は補正電圧出力回路３から出力される電圧ＶＲＥＦをＡ／Ｄ変換する。演算回路１５はこのときのＡ／Ｄ変換値（第２の数値）に基づいてＫ値を算出する。

図８は、補正電圧出力回路３の例を示す図である。
図８を参照して、補正電圧出力回路３は、電源ノードＮ１と接地ノードとの間に直列に接続された固定抵抗２１，２２を含む。

固定抵抗２１の一方端は電源ノードＮ１に結合され、固定抵抗２２の他方端は端子Ｔ２に結合される。固定抵抗２２の一方端は端子Ｔ２に結合され、固定抵抗２２の他方端は接地ノードに結合される。

図８および図３を参照して、固定抵抗２１の抵抗値は固定抵抗１８の抵抗値に等しい。一方、固定抵抗２２の抵抗値はサーミスタ素子１１が取りうる抵抗値であれば特に限定されない。ここでは固定抵抗２２の抵抗値を１０（ＫΩ）とする。なおこの抵抗値は周囲温度が２５℃のときのサーミスタ素子１１の抵抗値に等しい（図２を参照）。

端子Ｔ２からは電圧ＶＲＥＦが出力される。図８および図３を参照すれば分かるように、補正電圧出力回路３は図３に示す温度測定回路１において、サーミスタ素子１１を固定抵抗２２に置き換えた回路に相当する。これにより補正電圧出力回路３の構成が簡単になる。

別の言い方をすれば、サーミスタ素子１１を除いた温度測定回路１の残余の部分の構成（固定抵抗１８）と、固定抵抗２２を除いた補正電圧出力回路３の残余の部分の構成（固定抵抗２１）とは互いに等しい。これにより補正電圧出力回路３の構成がより簡単になる。

図１に戻り説明する。Ａ／Ｄ変換回路４は補正電圧出力回路３から出力される電圧ＶＲＥＦをＡ／Ｄ変換する。演算回路１５はこのときのＡ／Ｄ変換値（第２の数値）を受けてＫ値を算出する。Ｋ値はサーミスタ素子１１の抵抗値Ｒに代えて固定抵抗２２の抵抗値（１０ＫΩ）を式（３）に代入することで得られる。よってＫ値は以下の式（４）に従って表わされる。

Ｋ＝ＡＤＯＵＴ÷５１２ …式（４）
Ｋ値が１でないということは電源電圧Ａと電源電圧Ｂとが異なることを意味する。そして演算回路１５はこのＫ値に基づいて、温度測定誤差を補正する。

補正方法の１つとして、図５（あるいは図６）に示すＡ／Ｄ変換値−温度値変換テーブルに格納されるＡ／Ｄ変換値を補正する方法がある。この場合には演算回路１５は変換テーブルに記憶される複数のＡ／Ｄ変換値を一様にＫ倍する。この結果、不揮発性メモリ１６には元のＡ／Ｄ変換値をＫ倍した値が書き込まれる。つまり演算回路１５は電源電圧Ａと電源電圧Ｂとの比に基づいてテーブルに格納されるＡ／Ｄ変換値を補正する。よって電源電圧Ａに依存しない温度値が得られる。

この補正は、たとえば温度測定装置の生産時に一度だけ行なわれてもよい。また、不揮発性メモリ１６は、電源電圧Ａと電源電圧Ｂとの間にばらつきが発生していない場合のＡ／Ｄ変換値−温度値変換テーブル（つまり、Ｋ値が１であるときの変換テーブル）と、その変換テーブルのＡ／Ｄ変換値をＫ倍した変換テーブル（補正された変換テーブル）との２つの変換テーブルを記憶してもよい。

上記２つの変換テーブルを用いる場合には、たとえば電源投入時またはユーザーの指示が送られた時に演算回路１５は補正を行ない、補正用の変換テーブルに格納されるＡ／Ｄ変換値を変更する。不揮発性メモリ１６に２つの変換テーブルを記憶することによって、温度変化や経年変化による電源電圧Ａ，電源電圧Ｂ間のばらつきに対応することが可能になる。

さらに別の補正方法として、Ａ／Ｄ変換回路４の出力であるＡ／Ｄ変換値ＡＤＯＵＴ（第１の数値）に直接補正を行なう方法がある。この場合、演算回路１５はＡ／Ｄ変換値ＡＤＯＵＴを１／Ｋ倍する。つまり演算回路１５は電源電圧Ａと電源電圧Ｂとの比に基づいてＡ／Ｄ変換値ＡＤＯＵＴを補正する。よって、電源電圧Ａに依存しない温度値が得られる。

この場合には不揮発性メモリ１６には電源電圧Ａと電源電圧Ｂとの間にばらつきが発生していない場合の変換テーブル（Ｋ値が１の時の変換テーブル）のみ記憶される。よって不揮発性メモリ１６の記憶容量が小さくてもよくなる。また生産時に不揮発性メモリ１６に書込みを一度行なうと、変換テーブルの内容を以後変更しなくてもよいという利点も得られる。

以上のように実施の形態１によれば、温度測定素子を含む温度測定回路で使用する第１の電源電圧とＡ／Ｄ変換回路で使用する第２の電源電圧との間のばらつきが原因で発生する温度測定誤差を、補正電圧出力回路からの電圧を用いて補正できる。よって、精度の高い温度測定を行なうことができる。

また、実施の形態１によれば、補正電圧出力回路の構成は温度測定回路の温度測定素子を固定抵抗で置き換えたものである。よって補正電圧出力回路の構成が簡易となるので補正電圧出力回路を低コストで実現できる。

また、実施の形態１によれば、想定される温度範囲（温度測定装置が測定可能な温度範囲）の全域にわたる複数の温度値と、その複数の温度値に１対１で対応する複数のＡ／Ｄ変換値とを含む温度変換テーブルが不揮発性メモリに記憶される。これによりリニアライズ回路での処理に拘らず温度測定回路から出力される電圧が温度に比例していなくても、高精度な温度測定が可能となる。

また、実施の形態１によれば、想定される温度範囲から抽出された複数の温度値と、その複数の温度値に１対１で対応する複数のＡ／Ｄ変換値とを含む温度変換テーブルが不揮発性メモリに記憶される。これにより変換テーブルに存在しない温度値については線形補間によって温度値を算出することが可能になるので、不揮発性メモリに記憶されるテーブルの容量を削減することができる。

また、実施の形態１によれば、補正は変換テーブルに格納されるＡ／Ｄ変換値に対して行なわれる。これにより、電源電圧間のばらつきによるＡ／Ｄ変換値を補正するための演算を最低１回行なうだけでよい（たとえば生産時に上記の演算を行なえばよい）。この結果、通常の温度測定時には補正処理を行なわなくてもよくなるので、Ａ／Ｄ変換回路の出力値を温度値に変換する際に演算回路の演算負荷を低下させることが可能である。

また、実施の形態１によれば、補正をＡ／Ｄ変換回路の出力値に対して行なう。これにより、生産時には予め用意されたテーブルを書換えるという調整作業を行なわなくてもよいので生産時間を短縮できる。また、演算回路が補正処理を行なう際に処理時間を短縮させたり演算負荷を低下させたりすることができる。

［実施の形態２］
実施の形態２の温度測定装置の全体構成は、図１に示す温度測定装置５０の構成と同様であるので、以後の説明は繰返さない。なお、以下では必要に応じて図１、図３、図８等を参照しながら実施の形態２の温度測定装置を説明する。

また、実施の形態２の温度測定装置が行なう温度測定処理、および補正については、実施の形態１と同様であるので以後の説明は繰返さない。

図９は、実施の形態２の温度測定装置における温度測定回路および補正電圧出力回路の構成例を示す図である。

図９を参照して、実施の形態２の温度測定装置は、本体部２５とセンサーユニット部２６とを含む。センサーユニット部２６は本体部２５に着脱可能である。

本体部２５は、電源ノードＮ１に一方端が結合され、端子Ｔ１Ａに他方端が結合される固定抵抗１８と、電源ノードＮ１に一方端が結合され、端子Ｔ２Ａに他方端が結合される固定抵抗２１とを含む。なお本体部２５において端子Ｔ３Ａは接地ノードに結合される。

センサーユニット部２６には端子Ｔ１Ｂ，Ｔ２Ｂ，Ｔ３Ｂが設けられる。センサーユニット部２６を本体部２５に取り付けた際に端子Ｔ１Ｂ，Ｔ２Ｂ，Ｔ３Ｂは端子Ｔ１Ａ，Ｔ２Ａ，Ｔ３Ａにそれぞれ結合される。

センサーユニット部２６は、端子Ｔ１Ｂに一方端が結合され、端子Ｔ３Ｂに他方端が結合されるサーミスタ素子１１と、端子Ｔ２Ｂに一方端が結合され、端子Ｔ３Ｂに他方端が結合される固定抵抗２２と、サーミスタ素子１１と固定抵抗２２とを収納するケース２７とを含む。

図９と図３とを参照して説明すると、実施の形態２では端子Ｔ１Ａと端子Ｔ１Ｂとが結合され、かつ、端子Ｔ３Ａと端子Ｔ３Ｂとが結合されることにより、サーミスタ素子１１および固定抵抗１８は温度測定回路１として機能する。また、図９と図８とを参照して説明すると、実施の形態２では端子Ｔ２Ａと端子Ｔ２Ｂとが結合され、かつ、端子Ｔ３Ａと端子Ｔ３Ｂとが結合されることにより、固定抵抗２１，２２は補正電圧出力回路３として機能する。

図９に示すようにセンサーユニット部２６を本体部２５に着脱自在とし、センサーユニット部２６にサーミスタ素子１１と固定抵抗２２とを内蔵することによって、実施の形態２の温度測定装置は、さまざまな特性を有するサーミスタ素子を取り替えて温度測定を行なうことができる。

さらに実施の形態２の温度測定装置では、サーミスタ素子１１の抵抗値の温度特性に応じて固定抵抗２２の抵抗値を調整することで、図１に示す電源電圧Ａと電源電圧Ｂとの間のばらつき、あるいは、サーミスタ素子１１の特性ばらつきに起因する温度測定誤差を高精度に補正できる。

実施の形態１では周囲温度２５℃のときの抵抗値が１０（ＫΩ）となるサーミスタを使用した。実施の形態２では、たとえば周囲温度２５℃のときの抵抗値が５０（ＫΩ）となるサーミスタ素子１１を使用する。この場合には、固定抵抗２２として抵抗値が５０（ＫΩ）である固定抵抗が用いられる。図１の不揮発性メモリ１６は、上記サーミスタ素子１１に対応したＡ／Ｄ変換値−温度変換テーブルを記憶する。

なお特性の異なる複数のサーミスタ素子１１がそれぞれ収められた複数のセンサーユニット部を取り替えて本体部２５に接続することも可能である。この場合には、不揮発性メモリ１６は複数のサーミスタ素子１１にそれぞれ対応する複数のテーブル（図５または図６のテーブルと同様のテーブル）を記憶する。これにより本体部２５に接続されるセンサーユニット部２６を交換しても温度測定が可能になるとともに、電源電圧Ａと電源電圧Ｂとの間のばらつきによる測定誤差を補正できる。

また、サーミスタ素子１１自身の特性がばらつくことがある。この場合には固定抵抗２２は抵抗値の調整（トリミング）が可能なように構成されることが好ましい。たとえば周囲温度２５℃でのサーミスタ素子の抵抗値に合わせて固定抵抗２２の抵抗値を調整することにより、測定誤差を補正することが可能になる。

以上のように実施の形態２によれば、温度測定素子と補正電圧出力回路に含まれる固定抵抗とを一体化するとともに、本体部に着脱可能なように構成する。これにより、さまざまな特性を有する温度測定素子を必要に応じて取り替えることが可能になる。

また実施の形態２によれば、固定抵抗の抵抗値を温度測定素子の特性に応じて調整することにより、温度測定素子自身の特性ばらつきに起因する温度測定誤差を補正することが可能となる。

［実施の形態３］
実施の形態３の温度測定装置の全体構成は、図１に示す温度測定装置５０の構成と同様であるので、以後の説明は繰返さない。なお、以下では必要に応じて図１、図３、図８等を参照しながら実施の形態３の温度測定装置を説明する。

また、実施の形態３の温度測定装置が行なう温度測定処理、および補正については、実施の形態１と同様であるので以後の説明は繰返さない。

図１０は、実施の形態３の温度測定装置における温度測定回路、補正電圧出力回路の構成例を示す図である。

図１０および図９を参照して、実施の形態３の温度測定装置は、本体部２５とセンサーユニット部２６Ａとを含む。センサーユニット部２６Ａは本体部２５に着脱可能である。

本体部２５は、電源ノードＮ１に一方端が結合され、端子ＴＡに他方端が結合される固定抵抗１８と、端子ＴＢに一方端が結合され、他方端が端子ＴＤに結合される固定抵抗２２とを含む。なお端子ＴＤは接地されている。

端子ＴＡ，ＴＤはセンサーユニット部２６Ａの端子ＴＣ，ＴＥにそれぞれ結合される。本体部２５は、さらに、端子ＴＢと端子ＴＡとの結合および非結合を切替えるスイッチＳＷを備える。

センサーユニット部２６Ａは、一方端が端子ＴＣに結合され、他方端が端子ＴＤに結合されるサーミスタ素子１１を含む。

センサーユニット部２６Ａが本体部２５から外されている場合（端子ＴＡと端子ＴＣとが結合されていない場合）には、スイッチＳＷにより端子ＴＡが端子ＴＢに結合される。この場合には固定抵抗１８，２２により図８に示す補正電圧出力回路３と同様の補正電圧出力回路が構成され、端子ＴＡにおける電圧は電圧ＶＲＥＦに等しくなる。

一方、センサーユニット部２６Ａを本体部２５に取り付けた場合には、端子ＴＤと端子ＴＥとが結合されるとともに、端子ＴＡと端子ＴＣとが結合される。この場合には、スイッチＳＷは端子ＴＡと端子ＴＢとを非結合状態にする。そうすると固定抵抗１８およびサーミスタ素子１１によって図３に示す温度測定回路１と同様の温度測定回路が構成され、端子ＴＡにおける電圧は電圧ＶＯＵＴに等しくなる。なおこの場合の電圧ＶＯＵＴは温度に比例した（リニアライズされた）電圧である。

つまり図１０に示す固定抵抗１８は温度測定回路１に用いられる固定抵抗であるが、図８に示す補正電圧出力回路３に用いられる固定抵抗２２も兼ねている。

実施の形態１および形態２の場合には、温度測定回路に用いられる固定抵抗と補正電圧出力回路に用いられる第１の固定抵抗（図８に示す固定抵抗２２）とが別である。よってこれらの固定抵抗の間で抵抗値がばらついた場合には測定誤差が生じ得る。

実施の形態３によれば上記の２つの固定抵抗を１つの固定抵抗で兼用するので、上述の理由による測定誤差の問題を考慮しなくてもよくなる。すなわち実施の形態３によれば実施の形態１および２よりも高精度な温度測定が可能となる。

なお、上記において、リニアライズ回路１２は本発明における「温度測定素子を除いた温度測定回路の残余の部分」に対応し、補正電圧出力回路３は本発明における「補正回路」に対応する。また、図８に示す固定抵抗２１は本発明における「固定抵抗素子を除いた補正回路の残余の部分」に対応する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

実施の形態１における温度測定装置の構成を概念的に示す図である。 図１のサーミスタ素子１１の温度−抵抗値の特性の例を示す図である。 電圧モードリニアライズを行なうための回路例を示す図である。 図３に示す回路によりリニアライズ処理を行なった場合における温度変化と電圧ＶＯＵＴの変化との関係の例を示す図である。 Ａ／Ｄ変換値−温度値変換テーブルの例を示す図である。 Ａ／Ｄ変換値−温度値変換テーブルの別の例を示す図である。 温度値とＡ／Ｄ変換値とにより定まる座標平面を示す図である。 補正電圧出力回路３の例を示す図である。 実施の形態２の温度測定装置における温度測定回路および補正電圧出力回路の構成例を示す図である。 実施の形態３の温度測定装置における温度測定回路、補正電圧出力回路の構成例を示す図である。

符号の説明

１Ａ 温度測定部、１Ｂ 温度決定部、１ 温度測定回路、３ 補正電圧出力回路、４ Ａ／Ｄ変換回路、５ 演算部、７ 温度値表示部、１１ サーミスタ素子、１２ リニアライズ回路、１５ 演算回路、１６ 不揮発性メモリ、１８，２１，２２ 固定抵抗、２０Ａ〜２０Ｄ レコード、２５ 本体部、２６，２６Ａ センサーユニット部、２７ ケース、５０ 温度測定装置、Ｄ１，Ｄ２ ディジタル信号、Ｎ１ 電源ノード、Ｐ１〜Ｐ４ 点、ＳＷ スイッチ、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ１Ａ〜Ｔ３Ａ，Ｔ１Ｂ〜Ｔ３Ｂ，ＴＡ〜ＴＤ 端子。

Claims (11)

1. 第１の電源電圧が与えられて温度を測定し、前記温度の情報と前記第１の電源電圧の情報とを含む第１の電圧を出力するとともに、前記温度の情報が除外された前記第１の電源電圧の情報を含む第２の電圧を出力する温度測定部と、
   前記第１の電圧および前記第２の電圧を受け、前記第１の電圧から前記第１の電源電圧の情報を除いて、温度値を決定する温度決定部とを備える、温度測定装置。
2. 前記温度測定部は、
   温度に応じて抵抗値が変化する温度測定素子を有し、前記温度測定素子の抵抗値を前記第１の電圧に変換して前記第１の電圧を出力する温度測定回路と、
   固定抵抗素子を有し、前記固定抵抗素子の抵抗値を前記第２の電圧に変換して出力する補正回路とを含む、請求項１に記載の温度測定装置。
3. 前記温度測定素子を除いた前記温度測定回路の残余の部分の構成と、前記固定抵抗素子を除いた前記補正回路の残余の部分の構成とは、互いに等しい、請求項２に記載の温度測定装置。
4. 前記温度測定素子は、前記温度測定回路の残余の部分に着脱可能であり、
   前記固定抵抗素子は、前記補正回路の残余の部分に着脱可能であり、
   前記温度測定素子と前記固定抵抗素子とは、１つのケースに収納される、請求項３に記載の温度測定装置。
5. 前記温度測定部は、
   温度に応じて抵抗値が変化する温度測定素子と、
   前記温度測定素子を着脱可能な電圧出力回路とを備え、
   前記電圧出力回路は、前記温度測定素子が取り外された状態では、前記第２の電圧を出力し、前記温度測定素子が接続された状態では、前記第１の電圧を出力する、請求項１に記載の温度測定装置。
6. 前記電圧出力回路は、
   前記第１の電源電圧を与える電源ノードに一方端が結合され、前記第１および第２の電圧を出力する第１の端子に他方端が結合される第１の固定抵抗素子と、
   接地された第２の端子に一方端が結合される第２の固定抵抗素子と、
   前記第２の固定抵抗素子の他方端と前記第１の端子との結合および非結合を切り替えるスイッチとを含み、
   前記スイッチは、前記温度測定素子の一方端および他方端が前記第１および第２の端子にそれぞれ結合されている場合に、前記第２の固定抵抗素子の他方端と前記第１の端子とを非結合状態に設定し、前記温度測定素子の一方端が前記第１の端子と結合していない場合には、前記第２の固定抵抗素子の他方端と前記第１の端子とを結合する、請求項５に記載の温度測定装置。
7. 前記温度決定部は、
   前記第１の電源電圧に対して異なり得る第２の電源電圧が供給され、前記第２の電源電圧に応じた分解能を有し、前記第１および第２の電圧をアナログディジタル変換して、第１および第２の数値をそれぞれ出力するアナログディジタル変換回路と、
   前記第２の数値に基づいて前記第２の電源電圧に対する前記第１の電源電圧の比を算出して、前記比と前記第１の数値とに基づいて前記温度値を決定する演算部とを含む、請求項１に記載の温度測定装置。
8. 前記演算部は、
   前記第１の数値を前記温度値に変換するための変換テーブルを記憶する記憶部を有し、
   前記変換テーブルは、
   前記温度測定装置が測定可能な温度範囲の全域にわたり所定の間隔で並ぶ複数の温度値と、
   前記複数の温度値に１対１で対応した、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧とが等しい場合における前記アナログディジタル変換回路の複数の出力値とを有し、
   前記演算部は、
   前記変換テーブルを参照して、前記複数の温度値の中から前記第１の数値に対応する前記温度値を決定する演算回路をさらに有する、請求項７に記載の温度測定装置。
9. 前記演算部は、
   前記第１の数値を前記温度値に変換するための変換テーブルを記憶する記憶部を有し、
   前記変換テーブルは、
   前記温度測定装置が測定可能な温度範囲の中から抽出された複数の温度値と、
   前記複数の温度値に１対１で対応した、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧とが等しい場合における前記アナログディジタル変換回路の複数の出力値とを有し、
   前記演算部は、
   前記変換テーブルを参照して、前記複数の出力値のうち前記第１の数値の近傍にあり、かつ前記第１の数値を挟む２つの出力値と、前記２つの出力値にそれぞれ対応する２つの温度値とを用いて線形補間を行なって、前記第１の数値に対応する前記温度値を決定する演算回路をさらに有する、請求項７に記載の温度測定装置。
10. 前記変換テーブルは、書換可能であり、
    前記演算回路は、前記比を前記複数の出力値に乗じて前記温度値を決定する、請求項８または請求項９に記載の温度測定装置。
11. 前記演算回路は、前記比を前記第１の数値に乗じて前記温度値を決定する、請求項８または請求項９に記載の温度測定装置。

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