JP2007507137A

JP2007507137A - Ｒｃ発振回路

Info

Publication number: JP2007507137A
Application number: JP2006527289A
Authority: JP
Inventors: ダブラモ、パロ; セルベンティ、リカルド
Original assignee: オーストリアマイクロシステムスアーゲー
Priority date: 2003-09-26
Filing date: 2004-08-24
Publication date: 2007-03-22
Also published as: DE10345131A1; US20070103244A1; US7474162B2; DE10345131B4; EP1665528A1; WO2005036748A1

Abstract

充電電流（ＩＰＯＳＣ１）が積分器（１）で積分されるＲＣ発振回路が提供される。積分器の出力電圧は、基準閾値（ＶＴＨ）と、比較器（７）にて比較される。比較に応じて、クロックパルス発生器（９）にて、周期信号が発生する。さらに、回路全体の温度及び供給電圧に応じて基準閾値（ＶＴＨ）が発生される基準発生器（８）が具備される。これにより、発振器の周波数依存性は、供給電圧の変動から大幅に補償される。

Description

本発明は、ＲＣ発振回路に関する。

ＲＣ発振回路では、出力周波数は、ＲＣ網、すなわち抵抗及びコンデンサにより決定される。

ＲＣ発振器は、例えば、コンデンサが一定電流で充電されて、コンデンサに発生する電圧が、閾値または基準値と比較されることにより実現される。コンデンサの電圧が、所定の閾値を超えるとすぐに、コンデンサは急速に放電される。引き続いて、コンデンサの再度の充電が発生する。したがって、主としてコンデンサの充電時定数が、装置の出力信号のクロックパルス速度または周波数を決定する。必要な場合には、発生した鋸歯電圧は、方形波信号に変換可能である。

しかし、ＲＣ発振器の説明した原理では、コンデンサ電圧を基準電圧と比較する比較器が、強い温度変動の影響を受けるという問題が存在する。このために、発振器の出力周波数の周囲温度への好ましくない依存性が発生する。

さらなる欠点は、説明した発振器原理が供給電圧に通常強く依存することにある。したがって、供給電圧の変動も、発振器の出力周波数の好ましくない変動に導く。

本発明の課題は、出力周波数の温度への依存性及び／又は供給電圧についての依存性が減少されるＲＣ発振回路を提供することである。

この課題は、
充電電流を発生する電流発生器と、
前記電流発生器に連結された入力部及び出力部を有する積分器と、
前記積分器の前記出力部と結合された第１入力部及び基準閾値を供給する第２入力部を有する比較器と、
前記比較器の入力部に結合されたクロックパルス発生器と、
ＲＣ発振回路の供給電圧に応じて、前記基準閾値を発生するように構成された基準発生器と、
を備える本発明のＲＣ発振回路により解決される。

提案する原理によれば、比較器またはコンパレータは、１つの入力部が、充電電流を積分する積分器と結合され、さらなる入力部が、基準発生器と結合される。この装置では、基準発生器は、ＲＣ発振回路全体の供給電圧に応じて基準閾値を供給する。

供給電圧に関して基準閾値を調整することにより、補償基準閾値は、クロックパルス発生器により放出された周波数が供給電圧の変動から大幅に独立しているように、供給される。

望ましくは、積分器は、電流発生器によって供給される充電電流により充電される少なくとも１つのコンデンサを有する。

さらに、望ましくは、コンデンサの電圧が基準閾値を超えるとすぐに、コンデンサを放電させる放電装置が提供される。このために、望ましくは、放電装置は、比較器及び／又はクロックパルス発生器により制御される。

代替策として、積分器は、交互に充放電される２つのコンデンサを有することができる。この場合、望ましくは、放電装置が、各コンデンサに提供される。２つのコンデンサの充電電流は、例えばカレントミラーそれぞれを経由して、共通の電流発生器により、コンデンサに供給可能である。

有利なことに、放電電流は、さらなるカレントミラーを経由して電流発生器により提供可能である。この装置では、放電の時定数は、コンデンサの迅速な放電が有利にも実行可能なように、コンデンサを充電するための時定数より明らかに小さいことが確実にされなければならない。

基準発生器における基準閾値の補償のさらなる改良を達成するため、少なくとも１つのコンデンサの実際の電圧に応じて基準閾値が発生されるように、基準発生器が積分器と結合されることが、さらに望ましい。このために、少なくとも１つのコンデンサの実際の電圧が、望ましくは、最初に積分される。

したがって、基準閾値は、発振器の供給電圧及び少なくとも１つのコンデンサの電圧の両方に応じて発生される。

有利なことに、基準閾値の供給電圧についての依存性は、望ましくは、供給電圧が、プログラム可能な分圧器により、始めに、調整可能な値まで分圧され、このようにして得られた信号が、基準閾値を発生するために、基準発生器でさらに処理されることにより達成可能である。

積分器のコンデンサの電圧に応じて基準閾値を発生することに関する提案した改良に基づいて、積分器のコンデンサの充電時定数に及ぼす周囲温度及び／又は供給電圧の変動の効果は、考慮可能であり、問題なく、補償可能である。これにより、有利なことに、速度及び精度についての単にその僅かな要求が満たされることが必要な比較器またはコンパレータが、使用可能である。

望ましくは、基準発生器は、ＲＣ発振器の実際の回路条件に応じて基準閾値を調整する調整システムが形成されるように、ＲＣ発振器回路に挿入され、これによって、供給電圧の変動及び／又は積分器の充電時定数の変更が調整可能、すなわち補償可能である。

望ましくは、基準発生器は、積分増幅器を有する。望ましくは、積分増幅器は、積分器に接続された入力部と、少なくとも１つのコンデンサの積分電圧に応じて基準閾値を供給する出力部を有する。これによって、ＲＣ発振回路の温度変動、供給電圧変動並びに製造変動の一層正確な補償が与えられる。

さらに望ましくは、基準発生器は、供給電圧から導かれた電圧と少なくとも１つのコンデンサの積分電圧との差に応じて、その出力部が基準閾値を供給する差動増幅器を有する。

望ましくは、電流発生器は、分圧器を有する。望ましくは、分圧器は、入力側が供給電位に接続され、出力側が電圧変換器／電流変換器に接続される。電圧変換器／電流変換器は、充電電流を供給する。

有利なことに、電圧変換器／電流変換器は、抵抗を有する。

提案した原理のさらなる詳細及び有利な実施形態は、従属クレームの対象である。

本発明は、以下に、複数の図面の実施形態に基づいて、詳細に説明される。

図１は、提案した原理に基づく実施形態のＲＣ発振回路を示す。積分器１には、充電電流ＩＰＯＳＣ１を供給する第１入力部２と、放電電流ＩＰＯＳＣ２を供給する入力部３とが提供される。充電電流及び放電電流は、図１に示されない電流発生器により供給される。積分器１は、交互に充放電される２つのコンデンサを有する。積分器１は、３つの出力部４，５，６を有する。出力部４では、走査信号の形態のコンデンサ電圧が供給され、一方、２つのコンデンサのそれぞれの実電圧が、出力部５，６に印加される。出力部４は、比較器７の第１入力部と結合される。比較器７の第２入力部は、基準発生器８の出力部と結合される。比較器７の出力部は、コンデンサ電圧ＶＣＡＰの比較器７の基準閾値ＶＴＨとの比較に応じてクロックパルス信号を３つの出力部１０，１１，１２に供給するクロックパルス発生９の入力部と結合される。出力部１０，１１，１２のクロックパルス信号は、参照符号ＯＳＣ１，ＯＳＣ２，ＯＳＣ３を有する。

制御バス１３を介して、クロックパルス発生器９は、積分器１及び基準発生器８の各制御入力と結合される。積分器１は、それぞれのコンデンサ電圧ＣＡＰ１，ＣＡＰ２が印加されるその出力部５，６が、基準発生器８の入力部と結合される。プログラム可能な分圧器１４は、ＲＣ発振回路全体の供給電圧と、分圧器１４の入力部１５のプログラム指令とに応じて、出力電圧ＶＴＨ１，ＶＴＨ２を供給する。

周波数分周器１４は、その出力側に第２補助電圧ＶＴＨ２が供給される３２段の分圧器を有する。分圧器は、５ビットでプログラム可能であり、そのため、発振器の出力周波数が定められる。５ビットのプログラムによって、それによりコンデンサが充電される電圧だけでなく、出力部のクロックパルス周期も影響を受ける。補助電圧ＶＴＨ１，ＶＴＨ２は、共に、回路装置の供給電圧から導かれる。

クロックパルス発生器９により制御されて、積分器１の２つのコンデンサは、交互に充放電される。ランプ形状である走査されたコンデンサ電圧ＶＣＡＰは、比較器７にて、基準閾値ＶＴＨと比較される。特に、基準閾値ＶＴＨは、補助電圧ＶＴＨ１，ＶＴＨ２に依存する。基準閾値によるコンデンサ電圧ＶＣＡＰのそれぞれの切れ目で、比較器からパルスが供給される。クロックパルス発生器９では、発振器の出力信号ＯＳＣ１，ＯＳＣ２，ＯＣＳ３の周波数が、これらのパルスから決定される。

基準閾値ＶＴＨは、基準発生器８で積分される積分器１のコンデンサ電圧ＣＡＰ１，ＣＡＰ２に依存する。さらに、基準閾値ＶＴＨは、分圧器１４にてプログラム可能な分圧比により分圧される回路の供給電圧に依存する。

制御バス１３は、パワーオンリセットＰＯＲ信号、第１切換信号ＰＲＥ１及び第２切換信号ＰＲＥ２により、積分器１と基準発生器８とを制御する。さらなる切換信号ＣＨＧ１，ＣＨＧ２により、積分器１が制御される。追加の切換信号ＣＡＬ１，ＣＡＬ２により、基準発生器８が制御される。

基準閾値の補償された発生に基づいて、提案した原理により、温度変動だけでなく供給電圧の変動を発振器の出力周波数に関して補償可能である。そのため、発振器の出力信号ＯＳＣ１，ＯＳＣ２，ＯＳＣ３の周波数は、有利なことに、回路の周囲温度及び供給電圧から大幅に独立している。

コンデンサが一定電流で充電され、電圧ランプ信号が、基準閾値と比較されることにより、定められたクロックパルス周期が得られる。このとき、充電電流及び放電電流は、温度に依存しないように供給される。

各回路ブロックの機能とそれらの有利な協働とは、以下の図面に基づいて例示的により詳細に説明される。

図２は、その入力部２，３が積分器１と結合され、充電電流ＩＰＯＳＣ１を発生するため、及び放電電流ＩＰＯＳＣ２を発生するために配置された電流発生器の実施形態を示す。図２の電流発生器は、供給電位１８と基準電位２０との間に挿入された２つの抵抗との直列接続を有する分圧器１６，１７を有する。抵抗器１６，１７の間の分岐ノードは、演算増幅器１９の反転入力部と結合される。演算増幅器１９は、その出力部が、電界効果トランジスタ２１のゲート接続を制御する。トランジスタ２１のドレイン接続は、外部抵抗器２２を介して、基準電位２０と演算増幅器１９の非反転入力部とに結合される。トランジスタ２１のソース接続は、実際に任意の数の基準電流を供給するカレントミラー回路２３，２４，２５，２６，２７，２８，２９の多数のうちの１つに結合される。カレントミラー回路２３乃至２９に接続可能な出力電流は、温度に依存しない。

対応する接続１８における供給電圧ＶＤＤの一部は、相互コンダクタンス増幅器１９の負入力部に導かれる。同一の電圧が、相互コンダクタンス増幅器１９の非反転入力部に存在し、外部抵抗器２２を介して降下する。外部抵抗器２２に直列の所謂オンチップ抵抗器を最小限にするため、抵抗器接続部と増幅器１９のプラス接続部との間の結合が、外部で実行される。増幅器１９の出力部は、ｐチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタのゲート接続を制御する。極僅かな電流が、増幅器の正の入力接続により吸収され、そのため、トランジスタ２１の制御された部分を通り、それと同時に外部抵抗器２２も通って流れる電流自体は、式に従って与えられる。

ここで、Ｒ_Ａ，Ｒ_Ｂは、分圧器１６，１７の抵抗値を示し、Ｖ_ＤＤは、供給電位接続１８の電圧を示し、Ｒ_ＥＸＴは、外部抵抗器２２の値を示す。

カレントミラーのミラー比が含まれる場合には、電流発生器により発生され、温度には依存しない総電流が与えられる。

この一定電流により、容量が充電される。

図３は、積分器１の実施形態を示す。２つのコンデンサＣ１，Ｃ２が提供されており、それぞれが、スイッチ３０，３１を介して、積分器１の入力部との接続部に結合され、それぞれのさらなる接続部が供給電位接続１８に配置される。入力部３は、カレントミラー３２及びさらなるスイッチ３３，３４を介して、同様にコンデンサＣ１，Ｃ２それぞれと結合される。コンデンサＣ１，Ｃ２それぞれの接続部は、基準発生器８と連結される積分器１の各出力部５，６と結合される。比較器７が接続される積分器１の出力部４は、スイッチ３５，３６それぞれを介して、コンデンサＣ１，Ｃ２それぞれと結合される。

２つのコンデンサＣ１，Ｃ２は、交互に充放電される。スイッチ３５，３６は、充電中のコンデンサＣ１，Ｃ２それぞれと常に結合されているように、制御信号ＣＨＧ１’，ＣＨＧ２’により作動される。クロックパルス発生器９により供給される切換信号ＣＨＧ１，ＣＨＧ２は、スイッチ３０，３１を制御することにより、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電状態を選択する。スイッチ３３，３４を制御する切換信号ＰＲＥ１，ＰＲＥ２は、それぞれのコンデンサの放電状態を選択する。

この例では、コンデンサＣ１，Ｃ２は、金属酸化物電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴのそれぞれのゲート容量として構成される。この装置では、集積回路の金属オプションに応じて、並列に配置された複数のコンデンサが、クロックパルス周波数を変更するように選択可能である。

スイッチ３０，３１，３３，３４，３５，３６は、トランスミッションゲートとして実施され、それぞれ、ｎチャネル及びｐチャネルのＭＯＳ電界効果トランジスタを有する。スイッチ３０，３１，３３，３４，３５，３６は、それぞれの制御信号が、ｎチャネルトランジスタスイッチに関してＨｉｇｈかつｐチャネルトランジスタに関してＬｏｗであるときに、閉じたスイッチ状態にある。

入力部２，３の一定電流ＩＰＯＳＣ１，ＩＰＯＳＣ２は、それぞれのスイッチにより選択されたコンデンサを充電する、またはこれらを放電するように作用する。コンデンサＣ１，Ｃ２の放電が、充電過程と比較してして非常に速い比率で発生するように、カレントミラー３２は、５：１のミラー比を有する。電荷は、次の充電状態が始まる前に、それぞれのコンデンサから完全に取り去られる。放電状態中の電圧は、出力側のカレントミラートランジスタが飽和されるまで直線であり、その後指数的になる。

制御信号ＰＯＲにより発振回路全体を起動すると、コンデンサＣ２は、分圧器１４の補助電圧ＶＴＨ２だけ差し引かれた供給電圧ＶＤＤの差分電圧まで充電され、コンデンサＣ１は、ＶＤＤまで充電される。

クロックパルス発生器９の出力部におけるクロックパルス周期は、４つのクロックパルス相に分解される。第１クロックパルス相中、コンデンサＣ１は、充電され、コンデンサＣ２の電圧は、一定である。コンデンサＣ１の電圧が、第１補助電圧ＶＴＨ１と交差するとすぐに、第２クロックパルス相が開始する。第２クロックパルス相中、Ｃ１は、継続して充電され、しかし、Ｃ２は、放電中である。コンデンサＣ１の電圧が、第２補助電圧ＶＴＨ２に到達すると、第３クロックパルス相が開始する。第３クロックパルス相中、コンデンサＣ１の電荷は、一定であり、一方、Ｃ２は、充電されている。コンデンサＣ２の電圧が、補助電圧ＶＴＨ１と交差すると、第４で最後のクロックパルス相が開始する。第４クロックパルス相では、Ｃ２は、継続して充電され、しかし、Ｃ１は、放電中である。基準発生器８の出力、すなわち出力電圧ＶＴＨは、周期的に、分圧器１４により供給される補助閾値ＶＴＨ１、閾値ＶＴＨ２の補正により発生する電圧値をとる。第２補助閾値ＶＴＨ２は、比較器７が前の半周期の整流時に発生させる誤差に基づいて、各半周期で導かれる。第１補助閾値ＶＴＨ１は、一定であり、各半周期を２つのさらなる副周期に分割するために使用される。各半周期の第１の相の間、誤差は、それぞれ評価される。

図４は、図１の基準発生器８の実施形態を示す。基準発生器８の出力部には、比較器７にて、充電状態におけるそれぞれのコンデンサ電圧信号と比較される基準閾値ＶＴＨが、供給される。

基準発生器８は、差動増幅器３７を有する。補助電圧ＶＴＨ２を供給するために、差動増幅器３７の非反転入力部は、分圧器１４の出力部と結合される。差動増幅器３７の反転入力部は、直列コンデンサＣＡを介して入力ノードＫと結合され、帰還コンデンサＣＢを介して差動増幅器３７の出力部と結合される。並列に接続され、クロックパルス発生器９によって放電信号ＰＲＥ１，ＰＲＥ２により制御される２つの連成スイッチ３８，３９を介して、直列コンデンサＣＡは短絡可能である。入力ノードＫは、スイッチ４０を介して、積分器１の出力部５と結合され、スイッチ４１を介して積分器１の出力部６と結合され、これらの出力部は、コンデンサＣ１，Ｃ２を介して、常に電圧ＣＡＰ１，ＣＡＰ２を供給する。スイッチ４０，４１は、クロックパルス発生器９からの切換信号ＣＡＬ１，ＣＡＬ２により制御される。差動増幅器３７の出力部は、並列に接続された２つのスイッチ４２，４３を介して、放電信号ＰＲＥ１’，ＰＲＥ２’により制御される基準発生器８の出力部と結合される。同様に並列に接続された２つのさらなるスイッチ４４，４５は、補助電圧ＶＴＨ１を供給するための接続部を介して分圧器１４を基準発生器８の回路閾値ＶＴＨを供給するための出力部と結合する。

図４の回路の機能が、以下に、理想的な場合から始めて、説明される。理想の比較器が使用される理想的な場合には、基準閾値ＶＴＨの値は、補助閾値ＶＴＨ１、ＶＴＨ２の値に等しい。しかし、現実の場合には、ランプ電圧が、誤差電圧ＶＥＲＲが加えられた第２補助閾値ＶＴＨ２の値に達したとき、比較器は、接続される。電圧誤差ＶＥＲＲの生成物、及び容量Ｃと電流Ｉとの商から計算されるクロックパルス周期の誤差が、発生し、ここで、Ｃは、充電容量を表し、Ｉは、充電電流を表す。次の半周期で、ＶＴＨは、始めに、第１補助閾値ＶＴＨ１の値をとる。続いて、基準閾値ＶＴＨは、式に従って、与えられる。

それぞれ、ＣＡは、直列コンデンサＣＡの容量を示し、ＣＢは、図４の帰還コンデンサＣＢの容量を表す。

これによって、クロックパルス周期の誤差が発生する。

比較器誤差が一定に維持されるとき、提案した原理により、クロックパルス周期の誤差が、数Ｎステップの経過後、以下の式により表される値に減少される。

図５，６は、図４に基づく簡略化された回路図を示し、それらによって、図４の回路の機能が説明される。ここでは、最初に、時点Ｔ０及びＴ１の間の第１時間間隔Ｔ、Ｔ０＜Ｔ＜Ｔ１において、帰還コンデンサＣＢの電圧Ｖ１は、０に等しいであろうことから開始する。第１時間間隔では、この関係が生じる。

ここで、Ｖ０は、直列コンデンサＣＡの電圧を表し、ＣＡＬは、コンデンサＣＡに接続された図６のスイッチ用の切換信号である。

第２時間間隔Ｔ１＜Ｔ＜Ｔ２を考える。図６の補償電源ＣＡＰの電圧は、ＣＡＰ＝ＶＴＨ＋ＶＥＲＲとなる。この結果

となる。

が生じる。ここで、信号ＣＡＬにより制御されるスイッチが閉じ、かつ直列コンデンサＣＡに並列で、その切換信号がＰＲＥで示されるスイッチが開放されたとき、ＣＡを通って流れる電流は、電荷Ｑ０を供給する。増幅器の入力部は、電気抵抗が高いので、同一の電流が、図５に示されるように、ＣＢを通っても流れることが成立する。この結果

それ故、

及び

となる。

第３時間間隔Ｔ２＜Ｔ＜Ｔ３では、信号ＣＡＬにより制御されるスイッチは、開放され、コンデンサＣＢは、電荷を受容し、その電圧Ｖ１’を有し、一方、ＣＡのＶ０は、０に等しいことが成立する。

第４間隔Ｔ３＜Ｔ＜Ｔ４では、

が成立する。

第５間隔Ｔ４＜Ｔ＜Ｔ５では、ＣＢが、電圧Ｖ１’’を保持するということを考慮しないで、間隔３と同一のことが成立する。

第６間隔では、Ｔ５＜Ｔ＜Ｔ６

等が成立する。

図７は、概略図に基づく、図３のコンデンサＣ１，Ｃ２が充電される時間に対する電圧を示す。ここで、マルチプレクサを有する分圧器１４により電圧が変更可能であるだけでなく、それによって、コンデンサが充電され、クロックパルス周期も変更可能であることが注意されるべきである。

図８は、クロックパルス発生器９に含まれるシフトレジスタを示す。シフトレジスタは、環状に互いに接続され、それぞれが、比較器７の出力信号により周期化される４つのレジスタセル４６，４７，４８，４９を有する。各クロックパルス周期は、４つのクロックパルス相を有する。各クロックパルス相は、比較器７の切換パルスにより開始する。初期状態では、レジスタセル４６，４７には論理１が予め加えられ、一方、レジスタセル４８，４９には、論理０が予め加えられる。シフトレジスタの初期状態は、従って１１００である。シフトレジスタの内部状態は、比較器のＣＯＭＰ信号の各パルスにより変更される。

したがって、シフトレジスタの状態の順序は、
１１００
０１１０
００１１
１００１
１１００
等である。

シフトレジスタ４６，４７，４８，４９の内部状態は、クロックパルス発生器９の出力部にてそれにより周期的な方形波信号ＯＳＣ１が構成される４つの補助信号を発生する。さらなる出力信号ＯＳＣ２，ＯＳＣ３が、出力信号ＯＳＣ１を、それぞれ、２分周または３２分周することにより得られる。図９は、出力信号ＯＳＣ１及びＯＳＣ２のクロックパルス形状を例示的に示す。

クロックパルス周期の４つの相を制御するすべての補助信号が、論理演算によって図８のシフトレジスタ４６，４７，４８，４９の内部状態から発生することに注意を向けることは重要である。

図１０は、マスタ−スレイブ構造を有するＤフリップフロップに基づく、ポジティブなエッジトリガされたレジスタの回路図の概略図による一例を示す。

図１乃至４の回路の機能をより良好に理解するために、図１１は、選択された信号の時間経過を示す。切換信号ＣＨＧ１，ＣＨＧ２は、図３の積分器１のスイッチ３０，３１を制御するように機能し、クロックパルス発生器９により供給される。信号ＰＲＥ１及びＰＲＥ２は、放電スイッチ３３，３４を切り換えるように機能する。切換信号ＣＡＬ１及びＣＡＬ２は、基準発生器８の走査スイッチ４０，４１を制御するように機能する。ＣＡＰ１及びＣＡＰ２は、積分器１の出力部５，６でのコンデンサ電圧を示す。ＶＣＡＰは、積分器１の出力部４での電圧進行を示し、ここで、それぞれ、出力部でのコンデンサＣ１，Ｃ２の充電フェーズが切り換えられる。ＶＴＨは、基準発生器８により供給される基準閾値の信号経過を示す。発振器のクロックパルス周期の４つの相のそれぞれの始まりに、出力信号ＣＯＭＰは、パルスを示す。ＲＣ発振回路のクロックパルス周期が、正確に４つのクロックパルス相を有することがわかる。

提案した積分されたＲＣ発振器の入力信号として、例示的に、パワーオンリセット信号、所望の出力周波数を特定するための５プログラムビットのような５プログラムビット用の走査信号が提供される。出力信号は、３つのクロックパルス周波数、４つのｎ−タイプ及び２つのｐ−タイプ電流である。さらに、温度依存性のない電流を供給するように機能する外部抵抗器と結合する接続ピンが、提供される。

勿論、示された実施形態と異なる、発振回路の他の実施形態を使用することも本発明の範囲内にある。

提案した原理に基づくＲＣ発振回路の実施形態のブロック回路図である。電流発生器の例示的な回路図である。図１の積分器の一例の回路図である。図１の基準発生器の回路の実施形態である。その機能を説明するための、図４の基準発生器の簡略化した回路図である。図４の基準発生器の機能を説明するためのさらなる回路図である。積分器のコンデンサの充電曲線の一例の模式図である。図１のクロックパルス発生器で使用するためのシフトレジスタの実施形態である。図１のクロックパルス発生器の例示的な出力信号である。図１のクロックパルス発生器で使用するための回路図によるＤ−フリップフロップである。図１の実施形態による提案した原理の機能を説明するための選択された信号の時間経過である。

符号の説明

１積分器
２充電電流入力部
３放電電流入力部
４出力部
５補助出力部
６補助出力部
７比較器
８基準発生器
９クロックパルス発生器
１０出力部
１１出力部
１２出力部
１３制御バス
１４分圧器
１５入力
１６抵抗器
１７抵抗器
１８供給電位接続
１９演算増幅器
２０基準電位接続
２１トランジスタ
２２抵抗器
２３乃至２９カレントミラー
３０スイッチ
３１スイッチ
３２カレントミラー
３３乃至３６スイッチ
３７差動増幅器
３８乃至４５スイッチ
４６乃至４９レジスタセル

Claims

充電電流（ＩＰＯＳＣ１）を発生する電流発生器と、
前記電流発生器と連結される入力部（２）及び出力部（４）を有する積分器（１）と、
前記積分器（１）の前記出力部（４）と結合された第１入力部及び基準閾値（ＶＴＨ）を供給する第２入力部を有する比較器（７）と、
前記比較器（７）の出力部に結合されたクロックパルス発生器（９）と、
該ＲＣ発振回路の供給電圧に応じて、前記基準閾値（ＶＴＨ）を発生するために配置された基準発生器（８）と、
を備えるＲＣ発振回路。
前記積分器（１）は、少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１）を有する、ことを特徴とする請求項１に記載のＲＣ発振回路。
前記積分器（１）は、前記少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１）を放電する放電装置（３２，３３）を有する、ことを特徴とする請求項２に記載のＲＣ発振回路。
前記積分器（１）は、交互に充放電される２つのコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）を有する、ことを特徴とする請求項２又は３に記載のＲＣ発振回路。
前記基準発生器（８）は、前記少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１）の電圧（ＣＡＰ１）に応じて前記基準閾値（ＶＴＨ）が発生されるように、前記積分器と連結される、ことを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項に記載のＲＣ発振回路。
前記基準発生器（８）は、前記積分器（１）と連結される入力部と、前記少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１）の積分電圧に応じて前記基準閾値（ＶＴＨ）を供給する出力部とを有する積分増幅器（３７）を有する、ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のＲＣ発振回路。
前記基準発生器（８）は、前記基準閾値（ＶＴＨ）が、前記供給電圧から導かれた電圧（ＶＴＨ２）と前記少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１）の電圧（ＣＡＰ１）との差に応じて、その出力部に供給されるように配置された差動増幅器（３７）を有する、ことを特徴とする請求項６に記載のＲＣ発振回路。
前記電流発生器は、供給電位接続（１８）と結合された入力部と、電圧／電流変換器（１９，２１，２２）と結合された出力部とを有する分圧器（１６，１７）を有する、ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のＲＣ発振回路。
前記電圧／電流変換器（１９，２１，２２）は、抵抗（２２）を有する、ことを特徴とする請求項８に記載のＲＣ発振回路。
前記電流発生器（１６，１７，１９，２１，２２）は、少なくとも１つのカレントミラー（２３）を介して前記積分器（１）と連結される、ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載のＲＣ発振回路。