JP2007282238A - 負荷のインピーダンス整合システム並びに整合方法、及びそれを適用したネットワーク分析器 - Google Patents

Abstract

【課題】より正確で迅速なインピーダンスマッチングを行うことを可能とする負荷のインピーダンス整合システム並びに整合方法、及びそれを適用したネットワーク分析器を提案する。
【解決手段】インピーダンス整合システムは、負荷を介して出力される電流と、負荷を介して入力される電流の少なくとも一部を抽出してそれぞれ出力信号と入力信号を生成する信号抽出部と、出力信号と入力信号の位相と振幅をそれぞれ比較する比較部と、比較部から提供された比較結果を用いて反射係数を求める係数算出部と、反射係数が予め設定された値を有するように、出力信号と入力信号の振幅及び位相を整合させる整合回路を制御する信号を発生する回路制御部とを含む。
【選択図】図１

Description

本発明は負荷のインピーダンス整合システム並びに整合方法、及びそれを適用したネットワーク分析器に関し、より詳細には負荷のインピーダンスマッチングをより正確で迅速に行うことを可能とする負荷のインピーダンス整合システム並びに整合方法、及びそれを適用したネットワーク分析器に関する。

一般的にアンテナのような負荷の場合、負荷の出力を最適化するためのインピーダンス値が予め設定されている。たとえば、一部のアンテナの場合、インピーダンスが５０Ωと設定されている。
よって、負荷の性能を最適に維持するためには、インピーダンスが常に予め設定された値を維持するようにすることが重要である。しかし、インピーダンス値は、外部環境、線形性などによって簡単に変化する。たとえば、温度や湿度が極端に高かったり低かったりすると、アンテナの周辺に金属製物質がある場合、インピーダンス値が変化する。

このようにインピーダンス値が変化すると、ＲＦ信号の送信時、アンテナを介して出力されるべきＲＦ信号の電力効率が低下し、その結果、送信されるべきＲＦ信号の一部がアンテナの入力端側で反射し、逆方向に流れて送信回路に入力される。また、ＲＦ信号の受信時には、受信されるＲＦ信号の電力効率が低下し、受信されるべきＲＦ信号が正確に受信されず、受信されたＲＦ信号が逆方向に流れてアンテナを介して出力される。

このようなＲＦ信号の送受信時、アンテナを介して出力されるＲＦ信号に対して反射される信号の振幅割合と位相差は反射係数で示すことができ、反射係数はインピーダンスの変化度合とアンテナの性能劣化度合を示す。ＲＦ信号の送信時に送信回路に反射される信号がなく、ＲＦ信号の受信時にアンテナを介して出力される信号がない場合に、反射係数は理想的な値となり０となる。従って、反射係数はインピーダンスを判断する基準にすることができる。

このようなインピーダンス値の変化時、インピーダンスを５０Ωにマッチングし直すために様々な方法が使われており、そのうち整合回路を用いてインピーダンスをマッチングさせる方法が主に使われている。
一般的に整合回路は、インダクタとキャパシタなどの素子で形成されており、そのうちキャパシタは電圧に応じて容量が変化するバラクタで形成される。そのため、整合回路に提供される電圧を変化させると、インダクタンスとコンデンサの容量が変化するので、インピーダンスを変化させることができる。

このような整合回路を使う場合、整合回路に提供される電圧を正確に決定することが正確なインピーダンスマッチングのためのキーポイントとなり、電圧決定のために多様な方法が使われている。
一方、近年は携帯電話機の小型化に伴ってアンテナのサイズも小型になっており、更には携帯電話機内にアンテナが内蔵される場合もある。ところが、アンテナのサイズが小さくなるほど製造時にインピーダンス整合が難しくなり、動作時には一般サイズのアンテナより環境の影響を受けやすくなる。

従って、小型のアンテナの場合、従来に使われていた電圧決定方法では十分に正確なインピーダンス整合を行うことが難しいだけではなく、所望するインピーダンスにマッチングさせるためにはインピーダンス整合過程を何回も繰り返さなければならない。これにより、より正確で迅速なインピーダンスマッチングを行うための方法を模索する必要がある。
米国特許出願公開第２００２−１４５４８３号 米国特許第５６５４６７９号 欧州特許第１５４２０２６号 特開昭６３−１２０５１４号公報

本発明は前述の問題点を解決するために提案されたもので、本発明の目的はより正確で迅速なインピーダンスマッチングを行うことを可能とする負荷のインピーダンス整合システム並びに整合方法、及びそれを適用したネットワーク分析器を提供することにある。

前述の目的を達成するための本発明の構成は、負荷を介して出力される電流と、負荷を介して入力される電流の少なくとも一部を抽出してそれぞれ出力信号と入力信号を生成する信号抽出部と、前記出力信号と入力信号の位相と振幅をそれぞれ比較する比較部と、前記比較部から提供された比較結果を用いて反射係数を求める係数算出部と、前記反射係数が予め設定された値を有するように、前記出力信号と入力信号の振幅及び位相を整合させる整合回路を制御する信号を発生する回路制御部とを含むことを特徴とする。

前記信号抽出部は、送信回路の動作時、前記負荷を介して出力される電流を所定の割合で抽出して出力信号を生成し、前記負荷で反射された電流を所定の割合で抽出して入力信号を生成する方向性カプラで構成することができる。
前記信号抽出部は、受信回路の動作時、前記負荷を介して入力される電流を所定の割合で抽出して入力信号を生成し、前記受信回路で反射された電流を所定の割合で抽出して出力信号を生成する方向性カプラで構成することができる。

前記出力信号と前記入力信号のそれぞれと所定の周波数とをミキシングし、前記出力信号と前記入力信号を一定周波数帯域にダウンさせる一対のミキサーを更に含むように構成できる。
基底帯域周波数と前記一定周波数帯域差を有する周波数成分を発振し、前記ミキサーに提供する局部発振器を更に含むように構成できる。

前記出力信号と入力信号をフィルタリングする一対のフィルタを含むように構成できる。
前記各フィルタは、前記一定周波数帯域を中心に信号をフィルタリングする一対のＢＰＦで構成することができる。
前記各フィルタは、前記一定周波数帯域以上の信号をフィルタリングする一対のＬＰＦで構成することができる。

前記出力信号と入力信号を増幅する一対の増幅器を更に含むように構成できる。
前記増幅器は、前記出力信号と入力信号の増幅割合を調節できるＶＧＡとすることができる。前記増幅器は、前記出力信号と入力信号を同一の割合で増幅することが好ましい。
前記出力信号と入力信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータを更に含むように構成できる。

前記ＬＰＦでフィルタリングされ、前記ＡＤコンバータでデジタル信号に変換された前記出力信号と入力信号を、一定帯域を基準にフィルタリングするＢＰＦを更に含むことが好ましい。
前記比較部は、デジタル化された前記出力信号と入力信号の振幅を比較し、前記出力信号と入力信号の振幅をそれぞれ算出する振幅比較部を含むことが好ましい。

前記比較部は、デジタル化された前記出力信号と入力信号の位相を比較し、前記出力信号と入力信号の位相差を算出する位相比較部を含むことが好ましい。
前記回路制御部は、前記係数算出部で算出された反射係数に応じて、前記整合回路を構成する素子のうち可変素子に加えられる電圧値を決定することが好ましい。
前記回路制御部は、前記整合回路によって負荷のインピーダンスが５０Ωになるように前記電圧値を決定することが好ましい。

一方、前記目的は、本発明の他の実施形態によると、負荷を介して出力される電流と、負荷を介して入力される電流の少なくとも一部を抽出してそれぞれ出力信号と入力信号を生成する信号抽出部と、前記出力信号と入力信号の位相と振幅をそれぞれ比較する比較部と、前記位相比較部と振幅比較部から提供された比較結果を用いて反射係数を求める係数算出部とを含むことを特徴とする負荷のネットワーク分析器によっても達成できる。

一方、前記目的は、本発明の他の分野によると、負荷を介して出力される電流と、負荷を介して入力される電流の少なくとも一部を抽出して出力信号と入力信号を生成する生成ステップと、前記出力信号と入力信号の位相と振幅をそれぞれ比較する比較ステップと、前記比較結果を用いて反射係数を算出する算出ステップと、前記反射係数が予め設定された値を有するように、整合回路に提供される電圧値を決定する決定ステップとを含むことを特徴とする負荷のインピーダンス整合方法によっても達成できる。

本発明によると、反射係数をより正確で簡単に測定できるので、負荷のインピーダンスマッチングを迅速で正確に行うことができる。これにより、アンテナの小型化に寄与することができる。

以下、添付の図面に基づいて本発明の好適な実施形態を詳述する。
＜実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に従ってアンテナに適用したインピーダンス整合システムの構成図である。
本実施形態のインピーダンス整合システムは、アンテナ１と送受信回路との間に設置され、方向性カプラ１０、処理ブロック１１、振幅比較部４０、位相比較部４５、係数算出部５０、回路制御部５５、整合回路６０を含む。

方向性カプラ１０は、アンテナ１と送受信回路とを接続するライン上に設置され、アンテナ１を介して出力される電流である出力信号と、アンテナ１を介して入力される電流である入力信号を所定の割合で抽出する。このとき、方向性カプラ１０において抽出される出力信号と入力信号の抽出割合は同一である。ここで、出力信号と入力信号は相対的にその振幅の差が大きく、送信回路が動作するか受信回路が動作するかに応じて、出力信号の振幅が大きい場合と入力信号の振幅が大きい場合とがある。

たとえば、方向性カプラ１０は、送信回路が動作する場合には、アンテナ１を介して出力される出力信号と、アンテナ１で反射され送信回路に戻ってくる入力信号を所定の割合で抽出するが、この場合は出力信号が入力信号より大きい。そして、方向性カプラ１０は、受信回路が動作する場合には、アンテナ１を介して入力される入力信号と、受信回路で反射された出力信号を所定の割合で抽出するが、この場合は入力信号が出力信号より大きい。

一方、送信回路が動作する場合、方向性カプラ１０を介して抽出される出力信号はＡｃｏｓω_ｃｔで示すことができ、入力信号はＡ’ｃｏｓω_ｃｔ＋Δφで示すことができる。ここで、Ａ、Ａ’はそれぞれ出力信号と入力信号の振幅であり、ω_ｃ＝２πｆ_ｃは受信周波数であり、Δφは出力信号と入力信号間の位相差である。
処理ブロック１１は、方向性カプラ１０において抽出された入力信号と出力信号を位相と振幅の比較が可能な状態に処理し、局部発振器２０、一対のミキサー１５、一対のＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）２５、一対のＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）３０、一対のＡＤコンバータ３５を含む。

局部発振器２０は、アンテナを介して出力または入力される信号の搬送波周波数帯域（ｆ_ｃ）より所定の周波数帯域幅（Δｆ）だけ大きいか小さい周波数（ｆ_ｃ＋Δｆ又はｆ_ｃ−Δｆ）の局部発振信号を生成してミキサー１５に提供する。このとき、局部発振器２０で生成される局部発振信号は、ｃｏｓ（ω_ｃ＋Δω）ｔで示すことができる。
局部発振器２０は、既存の送受信回路で使用される局部発振器を用いることもできるが、この場合、局部発振器から出力された周波数を調節できる別の素子が必要となる。

一対のミキサー１５は、方向性カプラ１０から抽出された入力信号及び出力信号と、局部発振器２０から提供された局部発振信号とをかける。すると、ミキサー１５から出力された入力信号と出力信号は基底帯域ではなく所定の周波数帯域にダウンされる。出力信号が入力されたミキサー１５では、出力信号と入力信号とがかけ合わされて、

で示すことができる信号がミキサー１５から出力される。また、入力信号が入力されたミキサー１５では入力信号と局部発振信号とがかけ合わされて、

で示すことができる信号が出力される。
このようなミキサー１５において入力信号と出力信号を基底帯域にダウンさせると、入力信号と出力信号との位相を比較できないという理由から、基底帯域にダウンさせないようにしている。

一対のＢＰＦ２５は、各ミキサー１５において所定周波数帯域にダウンされた入力信号と出力信号とを、それぞれ中心周波数（Δｆ）を基準に所定の幅だけフィルタリングする。フィルタリングの後、出力信号が入力されたＢＰＦ２５では、

の信号が出力され、入力信号が入力されたＢＰＦ２５では、

の信号が出力される。
一対のＶＧＡ３０は、増幅係数を調節して利得を可変することができる増幅器であって、位相比較部４５と振幅比較部４０において入力信号と出力信号の位相と振幅を比較できる程度の大きさに入力信号と出力信号を増幅する。そのため、各ＶＧＡ３０の増幅係数は、入力信号と出力信号の大きさに応じて決定する。たとえば、入力信号と出力信号の大きさが小さい場合には増幅係数を大きくし、入力信号と出力信号の大きさが大きい場合には増幅係数を小さくする。そして、各ＶＧＡ３０の増幅係数は相互に同一に設定するが、これは同一の増幅係数で増幅しないと入力信号と出力信号の実際の振幅差が分からないからである。

一対のＡＤコンバータ３５は、各ＶＧＡ３０において増幅された入力信号と出力信号をデジタル信号に変換してデジタル入力信号とデジタル出力信号を生成する。
振幅比較部４０は、デジタル出力信号とデジタル入力信号との振幅を比較し、デジタル出力信号とデジタル入力信号の振幅Ａ、Ａ’の割合を算出する。
位相比較部４５は、デジタル化された出力信号と入力信号との位相を比較し、出力信号と入力信号の位相差Δφを算出する。

一方、係数算出部５０は、振幅比較部４０と位相比較部４５において算出されたデジタル出力信号とデジタル入力信号の振幅Ａ、Ａ’の割合と、出力信号と入力信号の位相差Δφとを用いて反射係数を算出する。一般的に反射係数は、

で示すことができ、振幅比較部４０において算出されたＡ、Ａ’の割合と、位相比較部４５において算出された位相差Δφを反射係数の式に代入すると、反射係数を算出することができる。

回路制御部５５は、係数算出部５０において算出された反射係数に応じて、整合回路６０を制御するための制御信号を生成する。
一般的に整合回路６０は、インダクタとキャパシタなどの素子からなっており、そのうちキャパシタは電圧に応じて容量が可変するバラクタで形成される。これにより、整合回路６０に提供される電圧を変化させると、インダクタンスとコンデンサの容量が変化する。

これにより、回路制御部５５は、インダクタとキャパシタに加えられる電圧値を決定して制御信号を整合回路に提供し、このとき、回路制御部５５は反射係数が０となるように電圧値を決定する。反射係数が０になると、アンテナ１のインピーダンスが予め設定された固有のインピーダンス値である５０Ωとなる。
このような回路制御部５５は、ルックアップテーブルを用いて整合回路６０に加えられる電圧値を決定することができる。すなわち、反射係数に応じて整合回路６０に加えられる電圧値を決定してルックアップテーブルを形成しておき、係数算出部５０からの反射係数が算出されると、回路制御部５５はルックアップテーブルから電圧値を引き出して整合回路６０に制御信号を提供することができる。

図２は、本発明の第２実施形態に従ってアンテナ１０１に適用したインピーダンス整合システムの構成図である。
本実施形態のインピーダンス整合システムは、方向性カプラ１１０、処理ブロック１１１、振幅比較部１４０、位相比較部１４５、係数算出部１５０、回路制御部１５５、整合回路１６０を含むという点で、第１実施形態の構成とほぼ同様である。但し、処理ブロック１１１の構造が第１実施形態と多少相違している。

本処理ブロック１１１は、一対のミキサー１１５、局部発振器１２０、一対のＬＰＦ１２５、一対のＶＧＡ１３０、ＡＤコンバータ１３５、一対のＢＰＦ１３７を含む。
各ミキサー１１５は、局部発振器１２０から所定周波数帯域幅の局部発振信号を受信し、出力信号及び入力信号とかけ合わせて出力信号と入力信号とを所定周波数帯域にダウンさせる。

一対のＬＰＦ１２５は、各ミキサー１１５においてダウンされた出力信号と入力信号とを、一定周波数を基準としてそれ以上の信号をフィルタリングする。
各ＶＧＡ１３０は出力信号と入力信号とを増幅し、各ＡＤコンバータ１３５は出力信号と入力信号とをデジタル化してデジタル出力信号とデジタル入力信号とを出力する。
一対のＢＰＦ１３７では、デジタル出力信号とデジタル入力信号とを、所定周波数帯域を基準にしてフィルタリングする。

すなわち、第１実施形態ではミキサー１５から出力された出力信号と入力信号をＢＰＦ２５とを用いて一回のフィルタリングを行う一方、第２実施形態ではミキサー１１５から出力された出力信号と入力信号とをＬＰＦ１２５において１次フィルタリングし、出力信号と入力信号とをデジタル化した後、ＢＰＦ１３７を用いて２次フィルタリングする。このような第２実施形態の整合システムは、出力信号と入力信号の処理過程の一部をデジタル化してより精巧なフィルタリングが可能となる。

図３は、本発明の第３実施形態に係るネットワーク分析器の構成図である。
本ネットワーク分析器は、方向性カプラ２１０、処理ブロック２１１、振幅比較部２４０、位相比較部２４５、係数算出部２５０を含み、１つのボードに形成されアンテナ２０１に直接取り付けられる。
方向性カプラ２１０は、アンテナ２０１から出力信号と入力信号を抽出し、処理ブロック２１１を介して出力信号と入力信号がデジタル化されると、振幅比較部２４０と位相比較部２４５において算出された結果に応じて、係数算出部２５０では反射係数を算出する。ここで、処理ブロック２１１は、図１に示された第１実施形態のように構成することもでき、図２に示された第２実施形態のように構成することもできることは言うまでもない。図３においては、第１実施形態に係る処理ブロックを適用したネットワーク分析器を示している。

一般的に、従来のアンテナの反射係数を測定するために使われたネットワーク分析器は、ケーブルを介してアンテナに接続される。ところが、このようなネットワーク分析器の使用時、アンテナの反射係数がケーブルによって影響を受け、アンテナとケーブルの反射係数が測定される。これにより、アンテナだけの正確な反射係数を測定することが難しい。特に、小型アンテナの場合には正確な測定が更に難しい。

しかしながら、本ネットワーク分析器は、アンテナ２０１に直接取り付けられるため、ケーブルによって影響を受ける恐れがない。そのため、アンテナ２０１の反射係数を正確に測定することができ、小型アンテナ２０１の場合にはその有用性が更に大きい。
このような構成による第１実施形態に係るインピーダンス整合システムのインピーダンス整合過程を図４に基づいて説明すると次の通りである。

アンテナ１が作動すると、方向性カプラ１０ではアンテナ１から送受信回路に伝達される電流と、送受信回路からアンテナ１に伝達される電流を所定の割合で抽出してそれぞれ出力信号と入力信号を生成する。
抽出された出力信号と入力信号とは、各ミキサー１５に伝達され所定周波数帯域にダウンされ、ＢＰＦ２５において所定周波数帯域を中心にフィルタリングされる。フィルタリングされた出力信号と入力信号は同一の増幅係数でＶＧＡ３０において増幅された後、ＡＤコンバータ３５においてデジタル出力信号とデジタル入力信号に変換される。

デジタル出力信号とデジタル入力信号は、振幅比較部４０と位相比較部４５にそれぞれ伝達される。振幅比較部４０では、デジタル出力信号とデジタル入力信号とを用いて出力信号と入力信号との振幅割合を算出する。このとき、振幅比較部４０は、送信回路が作動する場合には出力信号/入力信号の振幅割合を算出し、受信回路が作動する場合には入力信号/出力信号の振幅割合を算出する。位相比較部４５においては、デジタル出力信号とデジタル入力信号間の位相を比較し出力信号と入力信号との位相差を算出する。

振幅比較部４０と位相比較部４５から算出された振幅割合と位相差は係数算出部５０に提供され、係数算出部５０においては振幅割合と位相差とを用いて反射係数を算出する。
回路制御部５５においては、反射係数が０となるように整合回路６０のインダクタとキャパシタに提供される電圧を決定して整合回路６０に制御信号を出力する。このことにより、整合回路６０のインダクタとキャパシタに提供される電圧が変化し、インピーダンスのマッチングが行われる。

このように、本インピーダンス整合システムは、出力信号と入力信号の位相と振幅を比較して反射係数を算出することにより、一回の整合過程を通して整合回路に提供される電圧値を決定することができる。よって、整合回路６０を即座に制御してインピーダンスの整合を迅速に行うことができる。すなわち、気温、湿度、他機器などの外部影響によりインピーダンスの変化に、リアルタイムで対処してアンテナ１のインピーダンスをリアルタイムでマッチングさせることができるので、アンテナ１の電力送受信を最大効率に向上できる。

特に、アンテナ１のサイズが小型であるか内蔵されている場合は、環境の影響を受けやすいので、本インピーダンス整合システムは更に大きい効果が得られる。そのため、アンテナ１を小型化しても容易にインピーダンスマッチングを行うことができるので、アンテナ１の小型化に寄与することができる。
一方、本ネットワーク分析器の場合、アンテナ１に直接取り付けられて反射係数を測定することにより、反射係数をより正確で簡単に測定することができる。

前述した実施形態では、アンテナ１に適用されたインピーダンス整合システムを一例として説明したが、アンテナ１のほかＲＦ部品及びＲＦ回路にも適用可能であることは言うまでもない。
以上、本発明の好適な実施形態を図示及び説明してきたが、本発明の技術的範囲は前述の実施形態に限定するものではなく、特許請求の範囲に基づいて定められ、特許請求の範囲において請求する本発明の要旨から外れることなく当該発明が属する技術分野において通常の知識を有する者であれば誰もが多様な変形実施が可能であることは勿論のことであり、該変更した技術は特許請求の範囲に記載された発明の技術的範囲に属するものである。

本発明の第１実施形態に従ってアンテナに適用したインピーダンス整合システムの構成図である。 本発明の第２実施形態に従ってアンテナに適用したインピーダンス整合システムの構成図である。 本発明の第３実施形態に係るネットワーク分析器の構成図である。 図１の第１実施形態に係るインピーダンス整合システムのインピーダンス整合過程を示すフローチャートである。

符号の説明

１、１０１、２０１ アンテナ
１０，１１０、２１０ 方向性カプラ
１１、１１１、２１１ 処理ブロック
１５、１１５ ミキサー
２０、１２０ 局部発振器
２５、１３７ ＢＰＦ
３０、１３０ ＶＧＡ
３５、１３５ ＡＤコンバータ
４０、１４０、２４０ 振幅比較部
４５、１４５、２４５ 位相比較部
５０、１５０、２５０ 係数算出部
５５、１５５ 回路制御部
６０、１６０ 整合回路
１２５ ＬＰＦ

Claims (44)

1. 負荷を介して出力される電流と、負荷を介して入力される電流の少なくとも一部を抽出してそれぞれ出力信号と入力信号を生成する信号抽出部と、
   前記出力信号と入力信号の位相と振幅をそれぞれ比較する比較部と、
   前記比較部から提供された比較結果を用いて反射係数を求める係数算出部と、
   前記反射係数が予め設定された値を有するように、前記出力信号と入力信号の振幅及び位相を整合させる整合回路を制御する信号を発生する回路制御部と、
   を含むことを特徴とする負荷のインピーダンス整合システム。
2. 前記信号抽出部は、送信回路の動作時、前記負荷を介して出力される電流を所定の割合で抽出して出力信号を生成し、前記負荷で反射された電流を所定の割合で抽出して入力信号を生成する方向性カプラであることを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
3. 前記信号抽出部は、受信回路の動作時、前記負荷を介して入力される電流を所定の割合で抽出して入力信号を生成し、前記受信回路で反射された電流を所定の割合で抽出して出力信号を生成する方向性カプラであることを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
4. 前記出力信号と前記入力信号のそれぞれと所定の周波数とをミキシングし、前記出力信号と前記入力信号を一定周波数帯域にダウンさせる一対のミキサーを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
5. 基底帯域周波数と前記一定周波数帯域差を有する周波数成分を発振させ、前記ミキサーに提供する局部発振器を更に含むことを特徴とする請求項４に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
6. 前記出力信号と入力信号をフィルタリングする一対のフィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
7. 前記各フィルタは、前記一定周波数帯域を中心に信号をフィルタリングする一対のＢＰＦで構成されることを特徴とする請求項６に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
8. 前記各フィルタは、前記一定周波数帯域以上の信号をフィルタリングする一対のＬＰＦで構成されることを特徴とする請求項６に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
9. 前記出力信号と入力信号を増幅させる一対の増幅器を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
10. 前記増幅器は、前記出力信号と入力信号の増幅割合を調節できるＶＧＡであることを特徴とする請求項９に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
11. 前記増幅器は、前記出力信号と入力信号を同一な割合で増幅させることを特徴とする請求項９に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
12. 前記出力信号と入力信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
13. 前記ＬＰＦでフィルタリングされ、前記ＡＤコンバータでデジタル信号に変換された前記出力信号と入力信号を、一定帯域を基準にフィルタリングするＢＰＦを更に含むことを特徴とする請求項１２に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
14. 前記比較部は、デジタル化された前記出力信号と入力信号の振幅を比較し、前記出力信号と入力信号の振幅をそれぞれ算出する振幅比較部を含むことを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
15. 前記比較部は、デジタル化された前記出力信号と入力信号の位相を比較し、前記出力信号と入力信号の位相差を算出する位相比較部を含むことを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
16. 前記回路制御部は、前記係数算出部で算出された反射係数に応じて、前記整合回路を構成する素子のうち可変素子に加えられる電圧値を決定することを特徴とする請求項１に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
17. 前記回路制御部は、前記整合回路によって負荷のインピーダンスが５０Ωになるように前記電圧値を決定することを特徴とする請求項１６に記載の負荷のインピーダンス整合システム。
18. 負荷を介して出力される電流と、負荷を介して入力される電流の少なくとも一部を抽出してそれぞれ出力信号と入力信号を生成する信号抽出部と、
    前記出力信号と入力信号の位相と振幅をそれぞれ比較する比較部と、
    前記位相比較部と振幅比較部から提供された比較結果を用いて反射係数を求める係数算出部と、
    を含むことを特徴とする負荷のネットワーク分析器。
19. 前記信号抽出部は、前記各方向の電流から前記出力信号と前記入力信号を所定の割合で抽出する方向性カプラであることを特徴とする請求項１８に記載の負荷のネットワーク分析器。
20. 前記出力信号と前記入力信号のそれぞれと所定の周波数とをミキシングし、前記出力信号と前記入力信号を一定周波数帯域にダウンさせる一対のミキサーを更に含むことを特徴とする請求項１８に記載の負荷のネットワーク分析器。
21. 基底帯域周波数と前記一定周波数帯域差を有する周波数成分を発振させ、前記ミキサーに提供する局部発振器を更に含むことを特徴とする請求項２０に記載の負荷のネットワーク分析器。
22. 前記出力信号と入力信号をフィルタリングする一対のフィルタを更に含むことを特徴とする請求項１８に記載の負荷のネットワーク分析器。
23. 前記各フィルタは、前記一定周波数帯域を中心に信号をフィルタリングする一対のＢＰＦで構成されることを特徴とする請求項２２に記載の負荷のネットワーク分析器。
24. 前記各フィルタは、前記一定周波数帯域以下の信号をフィルタリングする一対のＬＰＦで構成されることを特徴とする請求項２２に記載の負荷のネットワーク分析器。
25. 増幅割合の可変が可能であり、前記出力信号と入力信号とを同一の割合で増幅させるＶＧＡを更に含むことを特徴とする請求項１８に記載の負荷のネットワーク分析器。
26. 前記出力信号と入力信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータを更に含むことを特徴とする請求項１８に記載の負荷のネットワーク分析器。
27. 前記ＬＰＦでフィルタリングされ、前記ＡＤコンバータでデジタル信号に変換された前記出力信号と入力信号を、一定帯域を基準にフィルタリングするＢＰＦを更に含むことを特徴とする請求項２６に記載の負荷のネットワーク分析器。
28. 前記比較部は、前記処理ブロックで処理されデジタル化された出力信号と入力信号の振幅を比較し、前記出力信号と入力信号の振幅をそれぞれ算出する振幅比較部を含むことを特徴とする請求項１８に記載の負荷のネットワーク分析器。
29. 前記比較部は、前記処理ブロックで処理されデジタル化された出力信号と入力信号の位相を比較し、前記出力信号と入力信号の位相差を算出する位相比較部を含むことを特徴とする請求項１８に記載の負荷のネットワーク分析器。
30. 負荷を介して出力される電流と、負荷を介して入力される電流の少なくとも一部を抽出して出力信号と入力信号を生成する生成ステップと、
    前記出力信号と入力信号の位相と振幅をそれぞれ比較する比較ステップと、
    前記比較結果を用いて反射係数を算出する算出ステップと、
    前記反射係数が予め設定された値を有するように、整合回路に提供される電圧値を決定する決定ステップと、
    を含むことを特徴とする負荷のインピーダンス整合方法。
31. 前記生成ステップは、送信回路から前記負荷を介して出力される電流を所定の割合で抽出して出力信号を生成し、前記負荷で反射された電流を所定の割合で抽出して入力信号を生成するステップであることを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
32. 前記生成ステップは、受信回路から前記負荷を介して入力される電流を所定の割合で抽出して入力信号を生成し、前記受信回路で反射された電流を所定の割合で抽出して出力信号を生成するステップであることを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
33. 前記抽出ステップにおいて抽出された前記出力信号と前記入力信号のそれぞれと所定の周波数とをミキシングし、前記出力信号と前記入力信号を一定周波数帯域にダウンさせるステップを更に含むことを特徴とする請求項３２に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
34. 前記出力信号と入力信号をフィルタリングするステップを更に含むことを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
35. 前記フィルタリングステップは、ＢＰＦを用いて一定周波数帯域を中心とする所定帯域幅をフィルタリングするステップであることを特徴とする請求項３４に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
36. 前記フィルタリングステップは、ＬＰＦを用いて一定周波数帯域以下の信号をフィルタリングするステップであることを特徴とする請求項３４に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
37. 前記出力信号と入力信号を所定の割合で増幅させるステップを更に含むことを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
38. 前記増幅ステップは、前記出力信号と入力信号を同一な増幅割合で増幅させるステップであることを特徴とする請求項３７に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
39. 前記出力信号と入力信号をデジタル信号に変換するステップを更に含むことを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
40. 前記ＬＰＦでフィルタリングされた後、デジタル信号に変換された前記出力信号と入力信号を、ＢＰＦを用いて一定周波数帯域を基準にフィルタリングするステップを更に含むことを特徴とする請求項３９に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
41. 前記比較ステップは、前記出力信号と入力信号の振幅割合を算出するステップを含むことを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
42. 前記比較ステップは、前記出力信号と入力信号の位相差を算出するステップを含むことを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
43. 前記決定ステップは、前記反射係数に応じて、整合回路を構成する素子のうち可変素子に加えられる電圧値を決定するステップを含むことを特徴とする請求項３０に記載の負荷のインピーダンス整合方法。
44. 前記決定ステップは、負荷のインピーダンスが５０Ωになるように前記整合回路を構成する素子のうち可変素子に加えられる電圧値を決定するステップであることを特徴とする請求項４３に記載の負荷のインピーダンス整合方法。

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