JP2007081731A - 隣接チャンネル漏洩電力比測定装置及び測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】隣接チャンネル漏洩電力測定装置の周波数変換部を実現する場合、イメージ周波数成分を除去するため多段の局部発振器、周波数変換器及びフィルタが必要になり、回路構成及び周波数構成が複雑になり回路規模が大きくなる。
【解決手段】隣接チャンネル漏洩電力測定装置は、送信機などの被測定物となるＤＵＴ１１と接続されている周波数変換部２０と、Ａ／Ｄ変換部３１と、ＤＳＰを有する演算部３２と、これらを制御する制御部３３を備えている。さらに、周波数変換部２０は、ミキサー２２、局部発振器１２と周波数設定器１３，１４及びフィルタ２４を有している。本測定装置は、隣接チャンネル漏洩電力測定を、上測帯と下測帯の合成電力比として測定を簡略化することにより、測定に必要な回路規模を大幅に簡素化した形で、上測帯と下測帯を合成したＡＣＬＲ測定を正確に測定することを可能とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、隣接チャンネル漏洩電力比測定に関する測定装置及び測定方法に関する。

近年、移動体通信に関する技術の急速な発展に伴い、ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access：周波数分割多重接続）方式、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access：時分割多重接続）方式及びＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）方式などの多用な通信方式が使用されるようになった。このデジタル通信方式の送信機に関する重要な規格の一つに隣接チャンネル漏洩電力比（Adjacent Channel Leakage Power Ratio以下、ＡＣＬＲと呼ぶ。）の測定がある。

図８は、本発明を理解する上で参考となる参考構成における処理の流れを説明する説明図であり、横軸周波数、縦軸電力の送信チャンネルにおける周波数スペクトラムである。通常、送信機の送信波の周波数スペクトラムは、歪みやノイズ成分により、図８のようにスカート状に広がり、Δｆ離れた隣接チャンネルへの漏洩電力となる。この漏洩電力は、隣接チャンネルを受信する受信機にとっては、妨害電力成分となる。ＡＣＬＲ測定は、隣接するチャンネルへの干渉を少なくするために規定されている規格の一つである。さらにＡＣＬＲ測定は、送信チャンネル（ｆ＝Ｆｃ）の電力と各々の隣接チャンネル（ｆ＝Ｆｃ±Δｆ）漏洩電力の比を測定するものであり、特にＷ−ＣＤＭＡではＦｃ±２Δｆとの電力比の測定も行う。

このＡＣＬＲ測定を規格どおりに、上測帯と下測帯においてそれぞれの漏洩電力比として正確に測定するためには、スペクトラムアナライザのように、イメージ周波数成分を除去できる各種フィルタ機能を有する測定器などを使用する必要がある。

例えば、デジタル信号処理技術を用いた送信機の隣接チャンネル漏洩電力の測定装置及び測定方法が、特許文献１に記載されている。特許文献１によると、ＡＣＬＲ測定の処理方法は、被測定信号を周波数変換器にて局部発振器の周波数と乗算し、和信号又は差信号としてＩＦ信号に変換する。

次に、変換されたＩＦ信号を帯域制限フィルタに通し、注目信号のみを取り出して、その信号をＡ／Ｄ変換器にてアナログ信号からデジタル信号に変換する。さらに、変換されたデジタル信号から、ＤＳＰにて本波の電力と隣接チャンネルの電力を計算してＡＣＬＲの計算を行うことが示されている。

特開平８−１５３５３号公報

しかしながら、上述した周波数変換部を実現する場合、イメージ周波数成分を除去するために多段の局部発振器、周波数変換器及びフィルタなどの部品が必要となり、回路構成及び周波数構成が複雑になるため、回路規模が大きくなるという問題がある。

従来、移動体無線通信機の製造又は保守において、ＡＣＬＲを測定する場合、規格に対してＯＫかＮＧの判定ができれば良い場合でも、スペクトラムアナライザのような高価な測定器を用意しなければならなかった。

以上のような問題を解決するために、本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定装置は、送信機から出力される送信チャンネル信号と、送信チャンネルの隣接チャンネルに混入する信号と、の電力比を測定し、送信機の性能を測定する測定装置において、送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする周波数変換部と、不要な周波数成分を除去するローパスフィルタと、ローパスフィルタからのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部で変換されたデジタル信号から、送信チャンネルの電力の測定と送信チャンネルの上測帯と下測帯の隣接チャンネル漏洩電力の合成電力を測定し、送信チャンネルの電力と送信チャンネル周波数の上測帯と下測帯が合成された隣接チャンネルの合成電力の漏洩電力比を演算する演算部と、を備えることを特徴とする。

ここで、従来のＡＣＬＲ測定に対して、本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定であるＡＣＬＲ測定を、ＡＣＬＲ ＤＳＢ（Double Side Band）測定と呼ぶ。また、合成した測定値を半分にすることにより、上測帯と下測帯の平均電力値を簡単に測定することが可能となる。

また、本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定装置において、周波数変換部は、送信機から出力される信号の周波数に対して、測定する信号の変調周波数帯域の少なくとも２倍以上の周波数だけ低い又は高い周波数を、周波数局部発振器に設定してダウンコンバートする送信チャンネル周波数変換手段と、送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする隣接チャンネル周波数変換手段と、を備え、ローパスフィルタで不要な周波数成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換部で処理されたデジタル信号から送信チャンネルと隣接チャンネルの電力測定を行うことを特徴とする。

さらに、本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定装置において、演算部は、合成された電力値を平均化することにより、上測帯と下測帯の合成電力平均値を算出することを特徴とする。ここで、合成電力平均値を、（ＡＣＬＲ ＤＳＢ）／２測定値と呼ぶ。

本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定方法は、送信機から出力される送信チャンネル信号と、送信チャンネルの隣接チャンネルに混入する信号と、の電力比を測定し、送信機の性能を測定する測定方法において、送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする周波数変換工程と、不要な周波数成分を除去するローパスフィルタ工程と、ローパスフィルタ工程からのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換工程と、Ａ／Ｄ変換工程で変換されたデジタル信号から、送信チャンネルの電力と隣接チャンネルの電力を測定し、送信チャンネルと送信チャンネル周波数の上測帯と下測帯が合成された隣接チャンネルの合成電力と、の漏洩電力比を演算する演算工程と、を含むことを特徴とする。

また、本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定方法において、周波数変換工程は、送信機から出力される信号の周波数に対して、測定する信号の変調周波数帯域の少なくとも２倍以上の周波数だけ低い又は高い周波数を、周波数局部発振器に設定してダウンコンバートする送信チャンネル周波数変換工程と、送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする隣接チャンネル周波数変換工程と、を含み、ローパスフィルタで不要な周波数成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換部で処理されたデジタル信号から送信チャンネルと隣接チャンネルの電力測定を行うことを特徴とする。

さらに、本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定方法において、演算工程は、合成された電力値を平均化することにより、上測帯と下測帯の合成電力平均値を算出することを特徴とする。

さらにまた、本発明に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定方法は、隣接チャンネル漏洩電力測定を、上測帯と下測帯の合成電力比として測定を簡略化することにより、測定に必要な回路規模を大幅に簡素化した形で、上測帯と下測帯を合成したＡＣＬＲ測定を正確に測定することを可能とする。

本発明を用いると、アナログ回路部の回路構成及び周波数構成が容易となり、回路設計が簡単になる。また、周波数変換部やフィルタなどの部品点数を削減できることにより、回路を物理的に小さくできると共に大幅にコストが削減可能となる。

さらに、被測定ＩＦ信号に関して、測定に必要な周波数帯域を片測帯（以下、上測帯と下測帯を合わせて両測帯と、両測帯に対して片測帯とも呼ぶ）の限られた周波数帯域とすることで従来の１／２以下に狭くすることができる。このため、その分デジタル信号処理速度を低速にすることが可能となるので、デジタル信号処理部の設計も容易となり、デジタル部のコストも下げることが可能となるという効果がある。

以下、本発明を理解する上で参考となる構成（以下、参考構成という）と本発明の実施の形態（以下、実施形態という）を、図面に従って説明する。

１．参考構成
図５は、参考構成における測定装置の構成を示す構成図である。参考構成は、送信機などの被測定物となるＤＵＴ１１１と接続されている周波数変換部１２０と、Ａ／Ｄ変換部１３１と、ＤＳＰを有する演算部１３２と、これらを制御する制御部１３３を備えている。さらに、周波数変換部１２０は、イメージ除去フィルタ、ミキサー、局部発振器とフィルタを有し、参考構成は例えば３段の周波数変換手段とした。

図６は、参考構成における処理の流れを示したフローチャート図であり、図７は参考構成における処理の流れを説明する説明図である。以下、図６の処理の流れに基づいて図５及び図７を用いて処理の流れを説明する。なお、理解を容易にするために、例えば、被測定ＲＦ信号は２ＧＨｚの信号を用い、ＩＦ信号は２０ＭＨｚとして説明する。

ＤＵＴ１１１から出力された被測定ＲＦ信号は、隣接チャンネル漏洩電力比測定装置１０１の周波数変換部１２０に入力される（ステップＳ３０）。最初に、信号はイメージ除去フィルタ＃１（１１５）により不要な周波数成分が除去され、ミキサー１２１に出力される（ステップＳ３２）。図７のＳ１を参照のこと。

次に、被測定ＲＦ信号（例えば、２０００ＭＨｚ）と周波数ＩＦ１（例えば５００ＭＨｚ）ずれた周波数（例えば２５００ＭＨｚ）を有するＩＦ１局部発振器１１２は、正弦波をミキサー１２１に出力（ステップＳ３６）し、ミキサー１２１において乗算による周波数変換が行われ（ステップＳ３４）、ミキサー１２１からダウンコンバートされた信号が出力される（ステップＳ３８）。図７のＳ２と変換１を参照のこと。

次に、ステップＳ４０において、被測定ＩＦ周波数までダウンコンバートできたか判定して、達しない場合は、さらにダウンコンバートを行うためステップＳ３８へ移動してステップＳ３２に戻り同様の処理が行われる。

変換されたＩＦ信号１（例えば５００ＭＨｚ）は、イメージ除去フィルタ＃２（１１６）を通り、ＩＦ信号１（例えば５００ＭＨｚ）と周波数ＩＦ２（例えば３００ＭＨｚ）ずれた周波数（たとえば８００ＭＨｚ）を有するＩＦ２局部発振器１１３によって出力される正弦波と、ミキサー１２２で乗算されＩＦ信号２に変換されて出力される（ステップＳ３４〜Ｓ３８）。図７のＳ３，Ｓ４及び変換２を参照のこと。

ステップＳ４０において被測定ＩＦ周波数までダウンコンバートされていないと判断されると、再びステップＳ３２〜Ｓ３８の処理を繰り返す。

変換されたＩＦ信号２（例えば３００ＭＨｚ）は、イメージ除去フィルタ＃３（１１７）を通り、ＩＦ信号２（例えば３００ＭＨｚ）と周波数ＩＦ３（例えば２０ＭＨｚ）ずれた周波数（例えば３２０ＭＨｚ）を有するＩＦ３局部発振器１１４によって出力される正弦波と、ミキサー１２３で乗算されＩＦ信号３に変換されて出力される（ステップＳ３４〜Ｓ３８）。図７のＳ５，Ｓ６及び変換３を参照のこと。

変換されたＩＦ信号３（例えば２０ＭＨｚ）は、不要な周波数成分を除去するフィルタ１２４を通り、Ａ／Ｄ変換部１３１によりアナログ信号からデジタル信号に変換される。

図８は、参考構成における処理の流れを説明する説明図であり、周波数変換部から出力されるＩＦ信号３の周波数スペクトラムを示したものである。演算部１３２は、得られたデジタル信号からＡＣＬＲの測定値を算出する。ＡＣＬＲ算出方法は、得られたデータから送信チャンネル帯域を取り出すデジタルフィルタ（ＢＰＦ）を掛け、得られたデータの平均電力計算（２乗平均）を行い、この値をＰとする。同様に測定したい隣接チャンネル帯域のデータを取り出すバンドパスデジタルフィルタ（ＢＰＦ）を掛け、得られたデータの平均電力計算を行い、この値をＰ１とする。Ｐ１−Ｐ（ｄＢ）が測定した上測帯の隣接チャンネルのＡＣＬＲ測定値となる。同様の測定を他の隣接チャンネルについても行う。

２．本実施形態
図１は、本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定装置１の構成を示す構成図である。本実施形態は、送信機などの被測定物となるＤＵＴ１１と接続されている周波数変換部２０と、Ａ／Ｄ変換部３１と、ＤＳＰを有する演算部３２と、これらを制御する制御部３３を備えている。さらに、周波数変換部２０は、ミキサー２２、局部発振器１２と送信チャンネル測定用の周波数設定器１３と隣接チャンネル測定用の周波数設定器１４及びフィルタ２４を有している。また、参照構成と比較すると周波数変換部の回路構成が簡素化されている。

周波数変換部２０の構造は、ＤＵＴ１１からの被測定ＲＦ信号と、局部発振器１２で発生させた被測定ＲＦ信号と同じ周波数の信号と、をミキサー２２に加えるものである。これにより、被測定ＩＦ信号を直接取り出すことが可能となっている。フィルタ２４を用いて取り出した信号から不要な周波数成分を除去し、Ａ／Ｄ変換部によりアナログ信号からデジタル信号に変換する。

図４は、本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定の処理の流れを説明した説明図であり、演算部で得られる周波数スペクトラムの概要である。図４に示すように、被測定ＲＦ信号の周波数と局部発振器の周波数を同じにして、周波数変換を行うと、上測帯と下測帯はお互いがイメージ周波数帯域になるので、イメージ除去フィルタが不要となる。これにより、ＡＣＬＲ ＤＳＢで必要な上測帯と下測帯の合成電力が周波数変換１段のみで得ることが出来る。

図２は、本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定の処理の流れを示したフローチャート図である。図２を用いて具体的なＡＣＬＲ ＤＳＢ算出処理を説明する。

最初に、ステップＳ１０において、ＤＵＴ１１から入力された被測定ＲＦ信号（例えば２０００ＭＨｚ）を取得する。ステップＳ１２とステップＳ２４は繰り返しループであり、ループ処理により送信チャンネルの電力測定と隣接チャンネルの電力測定を行う。

最初に送信チャンネルの電力を測定する。図４に示したように、送信チャンネルの電力はＤＣ（０Ｈｚ）で観測されるため、ＤＣオフセットの影響を取り除く必要がある。もっとも簡単にＤＣオフセットの影響を取り除くためにＩＦ信号をＡＣ信号（例えば、７．８ＭＨｚ）に変換する。これによりイメージ周波数帯のノイズ成分が加算されることになるが、通常送信チャンネルの電力は、このノイズ成分よりも十分大きいので、ほとんどの場合、問題とならない。

図３は、本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定の処理の流れを説明した説明図であり、演算部で得られる周波数スペクトラムの概要である。図３に示すように、被測定ＲＦ信号に対して、送信チャンネル測定用発信周波数（例えば２０００ＭＨｚ＋７．８ＭＨｚ）を使用してミキサー２２へ出力する（ステップＳ１６）。

ステップＳ１４，Ｓ１８において、被測定ＩＦ信号を取得してフィルタ２４を用いて帯域制限処理を実行し、ステップＳ２２において、Ａ／Ｄ変換処理を行い、デジタル信号に変換して演算部３２に出力する。演算部３２は、送信チャンネル信号を取り出すバンドパスデジタルフィルタ（ＢＰＦ）を掛け、得られたデータの平均電力計算を行い、この値をＰ’として記憶する（ステップＳ２４）。

次に、ステップＳ２６からループ１２へ戻り、隣接チャンネル帯域である両測帯の合成電力を求める。ＩＦ信号をＤＣ信号に変換するように被測定ＲＦ信号に対して、隣接チャンネル測定用発信周波数（例えば２０００ＭＨｚ）を使用してミキサー２２へ出力する（ステップＳ１６）。

さらに、ステップＳ１４，１８において、被測定ＩＦ信号を取得してフィルタ２４を用いて帯域制限処理を実行し、ステップＳ２２において、Ａ／Ｄ変換処理を行い、デジタル信号に変換して演算部３２に出力する。演算部３２は、隣接チャンネル信号を取り出すバンドパスデジタルフィルタ（ＢＰＦ）を掛け、得られたデータの平均電力計算を行い、この値をＰ１’として記憶する。

ステップＳ２４において、隣接チャンネルのＡＣＬＲ ＤＳＢであるＰ１’−Ｐ’（ｄＢ）を算出し、上測帯と下測帯の平均値である（ＡＣＬＲ ＤＳＢ）／２は、ＡＣＬＲ ＤＳＢ測定値を半分にした値（−３．０１ｄＢ）として得ることができる。以上で処理が終了する。同様の測定を他の隣接チャンネルにて行う。同様の測定を他の隣接チャンネルについても行う。

以下に、一例として通常のＡＣＬＲ測定と本実施形態のＡＣＬＲ ＤＳＢ測定及び（ＡＣＬＲ ＤＳＢ）／２測定の測定結果についてＷ−ＣＤＭＡの規格形式で示す。得られた結果によると、離調周波数５ＭＨｚ離れと１０ＭＨｚ離れにおいて、ＡＣＬＲ測定の簡易測定値を示すことが分かる。

以上、上述したように、本実施形態を用いることで、測定装置の回路構成が大幅に簡略化でき、それに伴い、回路設計も容易になるという効果がある。また、回路規模も小さくでき、大幅にコストダウンが可能となる。

測定方法の簡略化により、規格で定められた測定値の形式とは異なる目安としての測定値の所得となるが、通常の移動体無線機の製造ラインや保守では、規格に対してＯＫかＮＧの判定ができれば良い場合がある。このような場合に、高価なスペクトラムアナライザを使用しなくてもＯＫ／ＮＧの判定が出来るという効果がある。

なお、参考構成と本実施形態では、説明のために具体的な数値を用いたが、これらの数値に限定するものではない。また、当業者であれば、これらの数値は、回路設計や使用する素子特性により様々な値を取り得ることは明白である。

また、携帯電話などに関する８００ＭＨｚ帯から２ＧＨｚ帯のＷ−ＣＤＭＡを中心に説明したが、これに限定するものではなく、他の通信方式や周波数帯にも応用できることはいうまでもない。

本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定装置の構成を示す構成図である。 本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定の処理の流れを示したフローチャート図である。 本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定の処理の流れを説明した説明図である。 本発明の実施形態に係る隣接チャンネル漏洩電力比測定の処理の流れを説明した説明図である。 参考構成における測定装置の構成を示す構成図である。 参考構成における処理の流れを示したフローチャート図である。 参考構成における処理の流れを説明する説明図である。 参考構成における処理の流れを説明する説明図である。

符号の説明

１，１０１ 隣接チャンネル漏洩電力比測定装置、１１，１１１ ＤＵＴ、１２，１１２，１１３，１１４ 局部発振器、１３，１４ 周波数設定器、２０，１２０ 周波数変換部、２２，１２１，１２２，１２３ ミキサー、２４，１２４ フィルタ、３１，１３１ Ａ／Ｄ変換部、３２，１３２ 演算部、３３，１３３ 制御部、１１５，１１６，１１７ イメージ除去フィルタ＃Ｎ。

Claims (6)

1. 送信機から出力される送信チャンネル信号と、送信チャンネルの隣接チャンネルに混入する信号と、の電力比を測定し、送信機の性能を測定する測定装置において、
   送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする周波数変換部と、
   不要な周波数成分を除去するローパスフィルタと、
   ローパスフィルタからのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
   Ａ／Ｄ変換部で変換されたデジタル信号から、送信チャンネルの電力と隣接チャンネルの電力を測定し、送信チャンネルの電力と送信チャンネル周波数の上測帯と下測帯が合成された隣接チャンネルの合成電力の漏洩電力比を演算する演算部と、
   を備えることを特徴とする隣接チャンネル漏洩電力比測定装置。
2. 請求項１に記載の隣接チャンネル漏洩電力比測定装置において、
   周波数変換部は、
   送信機から出力される信号の周波数に対して、測定する信号の変調周波数帯域の少なくとも２倍以上の周波数だけ低い又は高い周波数を、周波数局部発振器に設定してダウンコンバートする送信チャンネル周波数変換手段と、
   送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする隣接チャンネル周波数変換手段と、
   を備え、
   ローパスフィルタで不要な周波数成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換部で処理されたデジタル信号から送信チャンネルと隣接チャンネルの電力測定を行うことを特徴とする隣接チャンネル漏洩電力比測定装置。
3. 請求項１又は２に記載の隣接チャンネル漏洩電力比測定装置において、
   演算部は、合成された電力値を平均化することにより、上測帯と下測帯の合成電力平均値を算出することを特徴とする隣接チャンネル漏洩電力比測定装置。
4. 送信機から出力される送信チャンネル信号と、送信チャンネルの隣接チャンネルに混入する信号と、の電力比を測定し、送信機の性能を測定する測定方法において、
   送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする周波数変換工程と、
   不要な周波数成分を除去するローパスフィルタ工程と、
   ローパスフィルタ工程からのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換工程と、
   Ａ／Ｄ変換工程で変換されたデジタル信号から、送信チャンネルの電力と隣接チャンネルの電力を測定し、送信チャンネルの電力と送信チャンネル周波数の上測帯と下測帯が合成された隣接チャンネルの合成電力の漏洩電力比を演算する演算工程と、
   を含むことを特徴とする隣接チャンネル漏洩電力比測定方法。
5. 請求項４に記載の隣接チャンネル漏洩電力比測定方法において、
   周波数変換工程は、
   送信機から出力される信号の周波数に対して、測定する信号の変調周波数帯域の少なくとも２倍以上の周波数だけ低い又は高い周波数を、周波数局部発振器に設定してダウンコンバートする送信チャンネル周波数変換工程と、
   送信機から出力される信号と同じ周波数を局部発振器に設定し、ＲＦ帯域からＩＦ帯域にダウンコンバートする隣接チャンネル周波数変換工程と、
   を含み、
   ローパスフィルタで不要な周波数成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換部で処理されたデジタル信号から送信チャンネルと隣接チャンネルの電力測定を行うことを特徴とする隣接チャンネル漏洩電力比測定方法。
6. 請求項４又は５に記載の隣接チャンネル漏洩電力比測定方法において、
   演算工程は、合成された電力値を平均化することにより、上測帯と下測帯の合成電力平均値を算出することを特徴とする隣接チャンネル漏洩電力比測定方法。
   

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