JP2007281710A - ポップ音抑制回路 - Google Patents

Abstract

【課題】
電源オン時に発生するポップ音を抑制する回路の素子を削減する。
【解決手段】
制御回路１４により、充電回路１５とオペアンプ１とが、同時に動作しないように制御される。これにより、オペアンプ１の吐出し電流用出力段１１を、充電回路１５の出力段として兼用することができる。すなわち、充電回路を構成する素子を削減できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ポップ音抑制回路に関し、特に、電源オン時に発生するポップ音を抑制するポップ音抑制回路に関する。

オーディオパワーアンプは、オーディオ帯域の低周波増幅回路として用いられている。オーディオパワーアンプは、その電源投入時において、各部の電圧が立ち上がるまでの過渡期に、スピーカからポップ音と呼ばれる異音が発生し易いことが知られている。

図３は、一般的に用いられているオーディオパワーアンプの回路図を示す。音声信号は、第１のコンデンサＣ１を経由して入力端子２に入力される。前記第１のコンデンサＣ１は、音声信号内の不要な直流成分の伝播を阻止し、交流成分のみを伝播させるために設けられた直流阻止コンデンサである。

前記入力端子２に印加された音声信号は、オペアンプ１により増幅される。前記オペアンプ１は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定されるアンプである。前記入力端子２は、前記抵抗Ｒ１を介して、前記オペアンプ１の反転端子１Ａに接続されているため、前記オペアンプ１からは、位相の反転した音声信号（反転信号）が出力される。

また、前記オペアンプ１の非反転入力１Ｂには、基準電圧電源１６が接続されている。

また、前記オペアンプ１の出力端子３には、第２のコンデンサＣ２を介して、スピーカ４が接続されている。前記第２のコンデンサＣ２は、前記第１のコンデンサＣ１と同様、音声信号内の不要な直流成分の伝播を阻止し、交流成分のみを伝播させるために設けられた直流阻止コンデンサである。

図４は、前記スイッチＳ４オンのタイミング（図４（ａ））と、前記反転入力１Ａの電位変化（図４（ｂ））とを示す。この回路では、その起動直後において、前記基準電圧電源１６及び前記非反転端子１Ｂの電圧は最初から立ち上がる。一方、前記反転端子１Ａの電圧は、前記第１のコンデンサＣ１が充電されるまで、前記非反転端子１Ｂの電圧よりも低くなる。このとき、図４（ｂ）に示すように、前記スピーカ４に印加される出力音声信号は、電位変化を起こしポップ音が発生していた。

ここで、前記基準電圧電源１６の電圧が、緩やかに上昇するようにすれば、ポップ音は低減する。しかしながら、図３に示す回路では、ポップ音を気にならないレベルまで低減するためには、前記基準電圧電源１６の電圧は、時間を十分にかけて緩やかに上昇しなければならず、電源投入から使用可能となるまでの時間が長くなるという問題があった。また、前記基準電圧電源１６に斯かる機能を備えるためには、前記基準電圧電源１６に容量の大きなコンデンサを外付けする必要があり、微細化の大きな妨げとなっていた。

このため、電源投入時に、前記オペアンプ１を動作せずに、前記第１のコンデンサＣ１及び前記第２のコンデンサＣ２を充電するために、充電回路を別に設ける技術が考えられる。この場合も、充電時にポップ音が発生しないように、前記第１のコンデンサＣ１及び前記第２のコンデンサＣ２を緩やかに充電する必要がある。しかしながら、充電時には、前記オペアンプ１は動作していないため、上述した回路ほどは、電圧の上昇は緩やかでなくてもポップ音は発生しない。そのため、容量の大きなコンデンサを必要としない。

関連した技術文献としては、例えば以下の特許文献が挙げられる。
特開２００５−２８７２７９号公報

しかしながら、ＩＣの微細化の点から、前記充電回路を構成する素子数を削減する必要がある。特に、前記オペアンプ１のチャンネル数が増えた場合、それぞれの前記オペアンプ１に前記充電用回路を設ける必要があるため、上記の要請が高まる。

上記に鑑み、本発明に係るポップ音抑制回路は、第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサを介して入力音声信号が印加される入力端子と、基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、前記入力音声信号と前記基準電圧とが印加されて前記入力音声信号に基づく出力音声信号を出力するオペアンプと、前記出力音声信号が印加される出力端子と、前記出力端子から前記出力音声信号が印加される第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサを充電する充電回路と、前記オペアンプと前記充電回路とが同時に動作しないように制御する制御回路と、を有し、前記充電回路の出力段は、前記オペアンプの出力段と兼用されていることを特徴とする。

また、前記オペアンプは、前記入力端子と前記出力端子との間に帰還抵抗を有し、前記制御回路は、前記充電回路が動作している時に、前記帰還抵抗を短絡するスイッチをオンするように制御し、前記充電回路は、前記オペアンプの反転入力と非反転入力との電位が印加される差動増幅器を備えることを特徴とする。

また、前記充電回路は、定電流により、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの充電時間を制御することを特徴とする。

また、前記基準電圧は、前記基準電圧発生回路に内蔵された第３のコンデンサを充電することで緩やかに上昇することを特徴とする。

また、前記制御回路は、設定された閾値電圧と前記基準電圧との値を比較して、前記充電回路、前記オペアンプ、及び前記スイッチを制御することを特徴とする。

本発明によれば、充電回路の出力段を構成する素子を削減できる。

また、オペアンプの出力段と充電回路の出力段とが兼用されているにもかかわらず、オペアンプの起動時において、充電回路からノイズが混入しない。

また、充電回路が動作しているとき、帰還抵抗を短絡するスイッチがオンしているため、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの電位は同じになり、反転端子と非反転端子との電位差が生じないように充電できる。

また、基準電圧発生回路に接続される第３のコンデンサの容量を大きくする必要がない。

また、充電時に流れる電流は、一定値に制限されており、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサに過大な電流が流れないため、ポップ音が発生することを抑制することができる。

また、制御回路の閾値電圧を設定することで、充電回路、オペアンプ、及びスイッチの制御されるタイミングを変更できる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

先ず、本実施形態に係るポップ音抑制回路の構成について説明する。

図１は、本実施形態に係るポップ音抑制回路の回路図を示す。

図１のポップ音抑制回路では、音声信号は、第１のコンデンサＣ１を経由して入力端子２に印加される。前記第１のコンデンサＣ１は、音声信号内の不要な直流成分の伝播を阻止し、交流成分のみを伝播させるために設けられた直流阻止コンデンサである。

次に、前記入力端子２に印加された音声信号は、オペアンプ１で増幅される。前記オペアンプ１は、負帰還をかけて使用されるものであり、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比によって決まる帰還率に応じてその利得が決定される。前記入力端子２は、抵抗Ｒ１を介して前記オペアンプ１の反転端子１Ａに接続されており、前記オペアンプ１からは、出力段を介して出力端子３に位相の反転した音声信号（反転信号）が出力される。ここで、前記オペアンプ１の出力段において、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２とは、カレントミラー回路を構成しており、前記オペアンプ１の吐出し電流用出力段１１として配置されている。また、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とは、カレントミラー回路を構成しており、前記オペアンプ１の吸込み電流用出力段１２として配置されている。

また、前記オペアンプ１の非反転入力１Ｂには、基準電圧発生回路１３が接続されている。前記基準電圧回路１３は、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、及びコンデンサＣ３から構成されており、前記抵抗Ｒ３と前記抵抗Ｒ４により抵抗分割された電圧が、基準電圧となる。ここで、当該基準電圧は、前記コンデンサＣ３の容量に応じて、緩やかに上昇する。

また、前記オペアンプ１の出力端子３には、第２のコンデンサＣ２を介して、スピーカ４が接続されている。前記第２のコンデンサＣ２は、前記第１のコンデンサＣ１と同様、音声信号内の不要な直流成分の伝播を阻止し、交流成分のみを伝播させるために設けられた直流阻止コンデンサである。

また、前記非反転端子１Ｂ及び前記基準電圧発生回路１３には、前記オペアンプ１の出力を負帰還とする充電回路１５が接続される。前記充電回路１５において、トランジスタＱ５は、トランジスタＱ６とカレントミラー回路を構成している。ここで、トランジスタＱ７及びトランジスタＱ８は、前記トランジスタＱ７へ印加される前記オペアンプ１の出力基準電圧を一方の入力とし、前記トランジスタＱ８へ印加される前記オペアンプ１の出力音声信号を他方の入力とする差動増幅器を構成する。また、トランジスタＱ９とトランジスタＱ１０とは、カレントミラー回路を構成している。

また、前記トランジスタＱ１０は、前記オペアンプ１の吐出し電流用出力段１１を構成する前記トランジスタＱ１に接続される。

また、本実施形態に係るポップ音抑制回路には、４つのスイッチが配置されている。当該４つのスイッチは、前記基準電圧発生回路１３を起動させるスイッチＳ１と、前記充電回路１５を起動させるスイッチＳ２と、前記オペアンプ１の帰還抵抗である抵抗Ｒ２を短絡状態とするためのスイッチＳ３と、前記オペアンプ１を起動するためのＳ４と、からなる。

ここで、前記スイッチＳ１は、外部より制御され、前記スイッチＳ２乃至前記スイッチＳ４は、前記制御回路１４により制御される。すなわち、前記制御回路１４は、基準電圧と、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の抵抗分割により決定される閾値Ｖｔｈとを、コンパレートして、前記スイッチＳ２乃至スイッチＳ４のタイミングを制御する。

次に、本実施形態に係るポップ音抑制回路の電源投入時における動作について説明する。

図２は、前記スイッチＳ１（図２（ａ））がオンされ電源が投入された直後における、基準電圧の変化（図２（ｂ））と、前記制御回路１４により制御される前記スイッチＳ２（図２（ｃ））、前記スイッチＳ３（図２（ｄ））、及び前記スイッチＳ４（図２（ｅ））のタイミングを示す。

電源が投入される前は、前記基準電圧発生回路１３、前記オペアンプ１、及び前記充電回路１５はオフ状態であり、前記オペアンプ１の出力基準電圧及び出力音声信号は、ＧＮＤ（グランド）レベルである。この状態から、先ず、外部より前記スイッチＳ１をオンして電源投入すると、図２（ｂ）に示すように、基準電位が緩やかに上昇を始める。このとき、図２（ｃ）及び図２（ｄ）に示すように、前記制御回路１４により、前記スイッチＳ２及び前記スイッチＳ３が同時にオンされる。すなわち、電源投入と同時に、前記充電回路１５が動作を始め、また、前記オペアンプ１の帰還抵抗である抵抗２が短絡状態となる。

このとき、前記充電回路１５において、定電流源５により印加される電流Ｉ１が、トランジスタＱ５を流れる。そして、前記トランジスタＱ５は、前記トランジスタＱ６とカレントミラー回路を構成しているため、前記電流Ｉ１は、前記トランジスタＱ６にも流れる。そして、差動増幅器は、前記トランジスタＱ７のベースに印加される出力基準電圧と、前記トランジスタＱ８のベースに印加される出力信号との差電圧に基づいて、前記トランジスタＱ６のコレクタから印加される前記電流Ｉ１を分配する。そして、その分配比に応じた電流Ｉ２が、前記トランジスタＱ８に流れる。また、トランジスタＱ９は、トランジスタＱ１０とカレントミラー回路を構成しているため、前記電流Ｉ２は、トランジスタＱ１０にも流れる。

次に、前記トランジスタＱ１０は、前記オペアンプ１の前記吐出し電流用出力段１１を構成する前記トランジスタＱ１に接続されているため、前記電流Ｉ２は、前記トランジスタＱ１に流れる。ここで、トランジスタＱ１は、トランジスタＱ２とカレントミラー回路を構成しているため、前記トランジスタＱ２に、前記トランジスタＱ１と前記トランジスタＱ２とのサイズ比によってきまる電流Ｉ３が流れる。

次に、前記電流Ｉ３は、前記第１のコンデンサＣ１及び前記第２のコンデンサＣ２を充電する。ここで、図２（ｄ）に示すように、前記充電回路１５が動作している間は、前記スイッチＳ３はオンされており、前記オペアンプ１の帰還抵抗である抵抗Ｒ２が短絡状態となる。したがって、前記充電回路１５は、前記反転入力１Ｂの電位と、前記非反転入力１Ａ及び前記基準電圧発生回路１３の電位との電位差が生じないように、前記第１のコンデンサＣ１及び前記第２のコンデンサＣ２を充電することができる。

そして、図２（ｂ）、図２（ｃ）、図２（ｄ）、及び図２（ｅ）に示すように、基準電圧が、前記抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の抵抗分割により決定される閾値Ｖｔｈを越えるときに、前記スイッチＳ２及び前記スイッチＳ３がオフされて、前記スイッチＳ４がオンされる。すなわち、前記閾値Ｖｔｈを設置することにより、前記第１のコンデンサＣ１及び前記第２のコンデンサＣ２の充電時間を制御することができる。

ここで、前述したように、本実施形態に係るポップ音抑制回路では、前記制御回路１４により、前記オペアンプ１と前記充電回路１５とが、同時に動作しないように制御される。したがって、前記オペアンプ１が動作している間は、前記充電回路１５を構成する全てのトランジスタがオフされるため、前記充電回路１５の出力段が、前記吐出し電流用出力段と兼用されていることを起因とするノイズ等は発生しない。

また、本実施形態に係るポップ音抑制回路では、前記充電回路１５を構成する定電流源５の電流値を設定することにより、充電速度を制御できる。したがって、前記基準電圧発生回路１３を構成する前記コンデンサＣ３を大きな容量にしなくても、充電時のポップ音は、気にならない程度まで十分に抑制できる。

以上、説明したように、本実施に係るポップ音抑制回路では、前記充電回路の出力段を構成する素子を削除できる。したがって、多チャンネルのオペアンプから構成される場合、微細化の効果が大きくなる。

尚、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。

例えば、本実施形態では、音声信号は、オペアンプの反転入力に印加されるとしたが、非反転入力に印加されても同様に実施できる。

また、基準電圧発生回路は、本実施形態に係る構成に限定されず、適度に緩やかに電位が上昇すれば、他の構成でもよい。

また、本実施形態に係るポップ音抑制回路は、ＢＴＬ（Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ Ｌｅｓｓ）方式の音声増幅器にも同様に適用できる。

本発明の実施形態に係るポップ音抑制回路の回路図を示す。 本発明の実施形態に係るポップ音抑制回路のシーケンスを示す。 従来技術に係るポップ音抑制回路の回路図を示す。 ポップ音発生時の電位変化を説明するためのグラフを示す。

符号の説明

１ オペアンプ
１Ａ 反転入力
１Ｂ 非反転入力
２ 入力端子
３ 出力端子
４ スピーカ
５ 定電流源
１１ 吐出し電流用出力段
１２ 吸込み電流用出力段
１３ 基準電圧発生部
１４ 制御回路
１５ 充電用増幅器
１６ 基準電圧電源
Ｑ１〜Ｑ１０ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Ｉ１〜Ｉ３ 電流

Claims (5)

1. 第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサを介して入力音声信号が印加される入力端子と、
   基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、
   前記入力音声信号と前記基準電圧とが印加されて前記入力音声信号に基づく出力音声信号を出力するオペアンプと、
   前記出力音声信号が印加される出力端子と、
   前記出力端子から前記出力音声信号が印加される第２のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサを充電する充電回路と、
   前記オペアンプと前記充電回路とが同時に動作しないように制御する制御回路と、を有し、
   前記充電回路の出力段は、前記オペアンプの出力段と兼用されていることを特徴とするポップ音抑制回路。
2. 前記オペアンプは、前記入力端子と前記出力端子との間に帰還抵抗を有し、
   前記制御回路は、前記充電回路が動作している時に、前記帰還抵抗を短絡するスイッチをオンするように制御し、
   前記充電回路は、前記オペアンプの反転入力と非反転入力との電位が印加される差動増幅器を備えることを特徴とする請求項１に記載のポップ音抑制回路。
3. 前記充電回路は、定電流により、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの充電時間を制御することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のポップ音抑制回路。
4. 前記基準電圧は、前記基準電圧発生回路に内蔵された第３のコンデンサを充電することで緩やかに上昇することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のポップ音抑制回路。
5. 前記制御回路は、設定された閾値電圧と前記基準電圧との値を比較して、前記充電回路、前記オペアンプ、及び前記スイッチを制御することを特徴とする請求項４に記載のポップ音抑制回路。