JP2011029683A - オーディオアンプのポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】電源オン、オフ時のポップノイズの発生を防止する。
【解決手段】差動増幅回路50の一方の入力に基準電圧を、他方にオーディオ信号INを入力するオーディオアンプのオン時およびオフ時に逆V字型の電圧を発生する三角電圧発生回路10と、定電圧回路60と、三角電圧発生回路10の出力電圧または定電圧回路60の出力電圧が入力され、入力電圧に比例した電流を生成する電圧電流変換回路20と、電圧電流変換回路20の出力電流により充放電されるコンデンサC2を備え、起動時に電圧電流変換回路20の出力電流によりコンデンサC2を充電し、この充電電圧を基準電圧として用い、三角電圧発生回路10の出力である逆V字型の電圧波形の終わりの部分で、コンデンサC2に充電される電圧値が基準電圧Vrefまで上がっていない場合は、定電圧回路60の出力電圧を電圧電流変換回路20の入力に接続することでコンデンサC2の充電電圧値を上昇させる。
【選択図】図1
【解決手段】差動増幅回路50の一方の入力に基準電圧を、他方にオーディオ信号INを入力するオーディオアンプのオン時およびオフ時に逆V字型の電圧を発生する三角電圧発生回路10と、定電圧回路60と、三角電圧発生回路10の出力電圧または定電圧回路60の出力電圧が入力され、入力電圧に比例した電流を生成する電圧電流変換回路20と、電圧電流変換回路20の出力電流により充放電されるコンデンサC2を備え、起動時に電圧電流変換回路20の出力電流によりコンデンサC2を充電し、この充電電圧を基準電圧として用い、三角電圧発生回路10の出力である逆V字型の電圧波形の終わりの部分で、コンデンサC2に充電される電圧値が基準電圧Vrefまで上がっていない場合は、定電圧回路60の出力電圧を電圧電流変換回路20の入力に接続することでコンデンサC2の充電電圧値を上昇させる。
【選択図】図1
Description
本発明は、オーディオアンプの起動時や停止時に発生するポップ音を低減するポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路に係り、特に、より安定したポップ音低減動作を行うのに好適な技術に関するものである。
オーディオパワーアンプにおいて、電源オンまたはオフ時、あるいは待機モード解除時に、オーディオパワーアンプ回路の各部の電圧が立ち上がるまでの過渡期に、スピーカ等から衝撃性の異音が発生する。この異音は「ポップ音」もしくは「ボツ音」と呼ばれており、聴き手にとって非常に耳障りであり、大きな不快感をもたらす音である。更には、このポップ音がスピーカ等を破損させる場合もある。
ポップ音を低減するための技術として、例えば、特許文献1に記載のように、起動時および停止時にオーディオアンプの基準電圧をライズドコサイン波形で立ち上げることによって低減できることが知られている。
図4は、このような従来のポップ音低減回路の例を示した回路図であり(例えば、特許文献1参照。)、図5は、図4の回路の動作例を示したタイミングチャートである。図5では、図4のA4〜C4点の各電圧及びNMOSトランジスタM403,M404のドレイン電流i401,i402の各波形を示している。
図4では、電源がオンして電源電圧Vddが入力されると、抵抗R401を介してコンデンサC401が充電されるため、A4点の電圧は対数曲線で上昇する。A4点の電圧はNMOSトランジスタM401とPMOSトランジスタM402の各ゲートに入力されるため、ドレイン電流i401はA4点の電圧によって変化する。
すなわち、A4点の電圧が低い場合は、PMOSトランジスタM402はオンしているが、NMOSトランジスタM401はオフしているので、ドレイン電流i401はほとんど流れない。
A4点の電圧が上昇して、NMOSトランジスタM401がオンし始めると、ドレイン電流i401が流れ出し、A4点の電圧の上昇と共に増えていく。A4点の電圧が電源電圧Vddの1/2近辺でNMOSトランジスタM401とPMOSトランジスタM402の合成抵抗が最も小さくなりドレイン電流i401が最大になる。
A4点の電圧が更に上昇すると、NMOSトランジスタM401のオン抵抗は更に低下するが、PMOSトランジスタM402のオン抵抗の増加がNMOSトランジスタM401のオン抵抗の低下を上回り、ドレイン電流i401は減少し始める。
A4点の電圧が更に上昇して電源電圧Vdd近くになると、PMOSトランジスタM402はオフするため、ドレイン電流i401は流れなくなる。
ドレイン電流i401は、NMOSトランジスタM403のドレイン電流になっており、NMOSトランジスタM403とM404はカレントミラー回路を構成していることから、NMOSトランジスタM404のドレイン電流i402もドレイン電流i401と同様の変化をする。
コンデンサC402はドレイン電流i402で充電されるため、コンデンサC402の電圧は上昇する。なお、音声再生回路401からの出力電圧が一定(例えば接地電圧)である場合、演算増幅器402の出力電圧とコンデンサC402の端子電圧は比例関係になっているため、B4点の電圧はコンデンサC402の端子電圧と同様の変化で上昇する。
すなわちB4点の電圧は電源オン直後はゆっくりと上昇し、途中で速く上昇し、最後にまたゆっくり上昇するような電圧波形になる。この結果、C4点の電圧波形の波高値を低く抑えることができ、ポップ音を低減させることができる。
また、図4のコンデンサC402に相当するコンデンサを充電するための電流源を複数備え、電源の立ち上がりにあわせてコンデンサC402を充電する電流源を切り換えて、図5のB4電圧に示すような電圧波形を生成するようにしたものもあった(例えば、特許文献2参照。)。
しかし、図4の場合は、A4点の電圧が対数曲線で上昇するため、電源オンの直後は急速に上昇し、時間と共に上昇速度が遅くなってしまうため、PMOSトランジスタM402のオン時間は短く、NMOSトランジスタM401のオン時間が長くなるため、ドレイン電流i401の波形が図5で示したような左右対称にはならなかった。
更に、ドレイン電流i401の値は、NMOSトランジスタM401とPMOSトランジスタM402のしきい値電圧に大きく左右されるため、ドレイン電流i401はトランジスタの製造条件で大きくばらついていた。
また、カレントミラー回路を構成しているNMOSトランジスタM403とM404では、NMOSトランジスタM404のソースと接地電圧Vssとの間にコンデンサC402が接続されているため、コンデンサC402の電圧が高くなるに連れ、NMOSトランジスタM404のドレイン電流が減少し、正確なミラー効果が得られなかった。
このため、ドレイン電流i402は、時間の経過にしたがってドレイン電流i401よりもかなり小さい電流となり、図5で示したようなドレイン電流i402の波形の対称性はドレイン電流i401以上に変化してしまう。
その結果、B4点の電圧の変化は後半で非常に緩やかとなり、基準電圧の設定に時間がかかり、しかも、B4点の電圧には高調波が多く発生してポップ音の低減効果を阻んでしまうという問題があった。
また、図4のコンデンサC402に相当するコンデンサを充電するための電流源を複数備えた場合は、図4の回路の不具合を改善させることができるが、時間の経過に伴ってコンデンサC402を充電する電流源を切り換えるため、該切り換え時に高調波が多く発生し、ポップ音の発生原因になってしまうという問題があった。
解決しようとする問題点は、従来の技術では、電源オン後半に差動増幅回路の出力端(B点)の電圧の変化が非常に緩やかになり基準電圧の設定に時間がかかってしまう点と、B点の電圧に高周波が多く発生してポップ音の低減効果を阻んでしまう点である。
本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、より安定したポップ音低減動作を提供することである。
上記目的を達成するため、本発明は、差動増幅回路の一方の入力に基準電圧を入力し、差動増幅回路の他方の入力にオーディオ信号を入力し、入力したオーディオ信号を増幅して出力するパワーアンプの起動時および動作停止時に発生するポップ音を低減させるポップ音低減回路に、基準電圧を発生する基準電圧回路と、パワーアンプ回路の起動時および動作停止時に、逆V字型の電圧を発生させて出力する三角電圧発生回路と、この三角電圧発生回路の出力電圧を入力して、この電圧に比例した電流を生成して出力する電圧電流変換回路と、パワーアンプ回路の起動時に電圧電流変換回路からの出力される電流を充電して、差動増幅回路に入力する基準電圧を生成するコンデンサと、一定の電圧を発生する定電圧回路と、コンデンサで生成される基準電圧の電圧値と基準電圧回路の出力電圧を測定し、三角電圧発生回路の出力電圧である逆V字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサで生成される基準電圧の電圧値が基準電圧回路の出力電圧付近まで上がっていない場合に、電圧電流変換回路の入力を、三角電圧発生回路の出力電圧から定電圧回路の出力電圧に切り替える制御回路とを設けた構成とすることで、コンデンサの充電期間の終わりの部分において電圧電流変換回路の出力電流を一定とすることができ、安定した回路でコンデンサへの充電を行うことができる。また、制御回路は、オーディオアンプの停止時に、電圧電流変換回路の出力電流によりコンデンサを放電する際、三角電圧発生回路の出力電圧である逆V字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサに充電されている電圧値が接地電位付近まで下がっていない場合は、定電圧回路の出力電圧を、電圧電流変換回路の入力に接続することで、コンデンサの放電期間の終わりの部分において電圧電流変換回路の出力電流を一定とすることができ、安定した回路でコンデンサの放電を行うことができる。
本発明によれば、より安定したポップ音低減動作を提供することができ、ポップ音低減回路を具備したオーディオ回路の性能の向上を図ることが可能である。
以下、図を用いて本発明を実施するための最良の形態例を説明する。まず、図3を用いて、本発明に係るポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の基となる技術について説明する。
図3に示す構成のポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路は、特許文献1,2に記載の技術における問題点を解決するものであり、本願発明の出願人が特願2008−180175号として発明したものである。尚、この回路の構成と動作の詳細な説明に関しては、図1において説明する本例のポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の説明において行う。
この図3における回路は、差動増幅回路50の一方の入力に基準電圧を、他方の入力にオーディオ信号を入力するようにしたオーディオアンプ31において、オーディオアンプ31の起動および停止時に、逆V字型の電圧を発生する三角電圧発生回路10の出力電圧を、入力電圧に比例した電流を生成する電圧電流変換回路20の入力に接続し、その出力電流によりコンデンサC2を充放電し、コンデンサC2の充電電圧を、差動増幅回路50の一方に入力する基準電圧として用いるようにした回路である。
コンデンサC2を充放電する電圧電流変換回路20の出力電流は、入力の逆V字型電圧に比例して刻々と変化するものであり、逆V字型電圧の電圧値が0V付近においては出力電流がほぼ0Aとなるものである。
すなわち、オーディオアンプ31の起動時または停止時において、差動増幅回路50の基準電圧とするコンデンサC2の充電電圧が、ライズドコサイン波形に近い遷移を示し、ポップ音を低減するものである。
また、ライズドコサイン波形に沿ってコンデンサC2が充放電された後、コンデンサC2には抵抗R2を介して基準電圧回路40に、または抵抗R3を介して接地電圧に接続されることで、定常時の安定を計っている。
しかし、このような構成のポップ音低減回路32では、電圧電流変換回路20の出力であるコンデンサC2への充電電流が、ほぼ0Aに近く微弱になる状態が発生する。この状態はすなわち、電圧電流変換回路20の出力抵抗が高インピーダンスとなっている状態であり、回路として不安定である。
この不安定な状態のままコンデンサC2への充放電が行われるため、たとえば外部要因によるノイズの影響や漏れ電流により、コンデンサC2の充電電圧が所望の電圧値まで変化しないことが起こりうる。
コンデンサC2の充電電圧値が所望の電圧値である基準電圧や接地電圧から差がある状態で、コンデンサC2に抵抗を介して基準電圧回路40や接地電圧を接続すると、電圧差からポップ音として現れてしまうという問題がある。
図1に示す本例のポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路では、図3に示す回路技術を用いつつ、さらに、より安定したポップ音低減動作を可能としたものである。
以下、図1に示す本発明に係るポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路の構成と動作について詳細に説明する。
図1に示すポップ音低減回路とそれを具備したオーディオ回路において、ポップ音低減回路は、三角電圧発生回路10、電圧電流変換回路20、制御回路30、基準電圧回路40、定電圧回路60、コンデンサC2、スイッチS5〜S7、および抵抗R2〜R5で構成されている。そして、このようなオーディオ回路と、演算増幅回路50と抵抗R6,R7、コンデンサC3およびスピーカSPからなるパワーアンプ部とにより、本例のオーディオ回路が構成されている。
三角電圧発生回路10は、PMOSトランジスタM1〜M3、NMOSトランジスタM4,M5、電流源I1、スイッチS1,S2、およびコンデンサC1で構成されている。
PMOSトランジスタM1のソースは電源端子Vddに接続され、ドレインは電流源I1を介して接地端子Vssに接続されている。またゲートはPMOSトランジスタM2とM3のゲートに接続されると共に、自身のドレインに接続されている。
PMOSトランジスタM2のソースは電源端子Vddに接続され、ドレインはNMOSトランジスタM4のドレインに接続されている。
NMOSトランジスタM4のソースは接地端子Vssに接続され、ゲートはNMOSトランジスタM5のゲートに接続されると共に、自身のドレインに接続されている。
NMOSトランジスタM5のドレインはスイッチS2の一端に接続されている。スイッチS2の他端はスイッチS1の一端とコンデンサC1の一端および三角電圧発生回路10の出力端子T1に接続されている。さらに、スイッチS2の制御端子には後述する制御回路30の出力である制御信号S2Cが接続されている。
スイッチS1の他端はPMOSトランジスタM3のドレインに接続され、スイッチS1の制御端子には制御回路30の出力である制御信号S1Cが接続されている。また、PMOSトランジスタM3のソースは電源端子Vddに接続されている。
上記の構成により、PMOSトランジスタM1とPMOSトランジスタM2およびPMOSトランジスタM3はカレントミラー回路を構成し、NMOSトランジスタM4とNMOSトランジスタM5もカレントミラー回路を構成している。
スイッチS7は入力端子Aと入力端子Bおよび出力端子Cをもつ。入力端子Aには定電圧回路60の出力Vdcが接続され、入力端子Bには三角電圧発生回路10の出力端子T1が接続される。また、出力端子Cには電圧電流変換回路20の入力端子T3が接続される。さらに、スイッチS7の制御端子には制御回路30の出力である制御信号S7Cが接続される。
電圧電流変換回路20は、演算増幅回路21、PMOSトランジスタM6〜M9、NMOSトランジスタM10〜M12、スイッチS3,S4、および抵抗R1で構成されている。
演算増幅回路21の反転入力は電圧電流変換回路20の入力端子T3に接続され、非反転入力はPMOSトランジスタM6のソースに接続され、出力はPMOSトランジスタM6とPMOSトランジスタM7のそれぞれのゲートに接続されている。
PMOSトランジスタM6のドレインは抵抗R1を介して接地端子Vssに接続され、ソースは電源端子Vddに接続されている。
PMOSトランジスタM7のソースは電源端子Vddに接続されているので、PMOSトランジスタM6とPMOSトランジスタM7はカレントミラー回路を構成している。また、PMOSトランジスタM7のドレインはNMOSトランジスタM10のドレインに接続されている。
NMOSトランジスタM10のソースは接地端子Vssに接続され、ゲートはNMOSトランジスタM11とNMOSトランジスタM12のそれぞれのゲートと接続されると共に、自身のドレインに接続されている。
NMOSトランジスタM11とNMOSトランジスタM12のソースは接地端子Vssに接続されているので、NMOSトランジスタM10とNMOSトランジスタM11およびNMOSトランジスタM12はカレントミラー回路を構成している。
NMOSトランジスタM11のドレインはPMOSトランジスタM8のドレインに接続されている。このPMOSトランジスタM8のソースは電源端子Vddに接続され、ゲートはPMOSトランジスタM9のゲートと自身のドレインに接続されている。
PMOSトランジスタM9のソースは電源端子Vddに接続されているので、PMOSトランジスタM8とPMOSトランジスタM9はカレントミラー回路を構成している。
NMOSトランジスタM12のドレインはスイッチS4の一端に接続され、スイッチS4の他端はスイッチS3の一端に接続されると共に、電圧電流変換回路20の出力端子T2を介して、抵抗R2,R3、コンデンサC2の一端に接続され、さらに制御回路30に入力されている。
PMOSトランジスタM9のドレインはスイッチS3の他端に接続され、このスイッチS3およびスイッチS4の制御端子にはそれぞれ、制御回路30の出力である制御信号S3CとS4Cが接続されている。
抵抗R2の他端はスイッチS5を介して基準電圧回路40から出力されている基準電圧Vrefに接続されている。また、抵抗R3の他端はスイッチS6を介して接地端子Vssに接続されている。コンデンサC2の他端は接地端子Vssに接続されている。
スイッチS5,S6の制御端子のそれぞれには、制御回路30の出力である制御信号S5C,S6C接続されている。
制御回路30には、バイアス制御信号BIASCNTと、基準電圧Vrefを抵抗R4と抵抗R5で半分(1/2)にした基準電圧Vref/2と、電圧電流変換回路20の出力端子T2の電圧VT2が入力され、これら入力信号の状態に応じて各スイッチS1〜S6のオン・オフ制御を行なう。
さらに、本例の制御回路30においては、本発明に特徴的な機能として、電圧VT2および制御回路30に入力される三角電圧発生回路10の出力端子T1の電圧VT1の電圧値に応じて、スイッチS7の切り替え制御を行う機能を有する。
尚、演算増幅回路50と抵抗R6,R7、コンデンサC3およびスピーカSPからなるパワーアンプ部の構成は一般的な回路なので説明は省略する。
図2は、図1に示すポップ音低減回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
図2において、BIASCNTは制御回路30に入力されるバイアス制御信号、S1Cは制御回路30から出力されるスイッチS1の制御信号、S2Cは制御回路30から出力されるスイッチS2の制御信号、S3Cは制御回路30から出力されるスイッチS3の制御信号、S4Cは制御回路30から出力されるスイッチS4の制御信号、S5Cは制御回路30から出力されるスイッチS5の制御信号、S6Cは制御回路30から出力されるスイッチS6の制御信号、S7Cは制御回路30から出力されるスイッチS7の制御信号である。
また、図2において、VT1は三角電圧発生回路10の出力端子T1における電圧波形、Vdcは定電圧回路60の出力電圧波形、VT3は電圧電流変換回路20の入力端子T3における電圧波形、VT2は電圧電流変換回路20の出力端子T2における電圧波形である。
以下、図2を用いて、図1に示すオーディオ回路の動作説明を行なう。
図示しない電源スイッチがオンして、電源端子Vddに電圧が印加されると、時刻t1でバイアス制御信号BIASCNTがハイレベルに変化する。なお、時刻t1以前はスイッチS1〜S6は全てオフしており、スイッチS7は入力端子B側に接続されているものとする。
バイアス制御信号BIASCNTがハイレベル(offからon)に変化すると(t1)、制御回路30は、所定の時間経過した後の時刻t2で制御信号S1CとS2Cを出力してスイッチS1とスイッチS3をオンにする。
三角電圧発生回路10のPMOSトランジスタM1のドレインには定電流源I1が接続されているので、PMOSトランジスタM1のドレイン電流Id1は電流源の電流I1となる。
PMOSトランジスタM1,M2,M3はカレントミラー回路なので、PMOSトランジスタM2とPMOSトランジスタM3のそれぞれのドレイン電流Id2,Id3は電流I1に比例する。
また、PMOSトランジスタM2のドレイン電流Id2がNMOSトランジスタM4のドレイン電流Id4となる。
NMOSトランジスタM4とNMOSトランジスタM5もカレントミラー回路なので、NMOSトランジスタM5のドレイン電流Id5も電流I1に比例する。
PMOSトランジスタM2とPMOSトランジスタM3、NMOSトランジスタM4とNMOSトランジスタM5にそれぞれ同特性のトランジスタを用いると、PMOSトランジスタM3のドレイン電流Id3とNMOSトランジスタM5のドレイン電流Id5は等しくなる。
今、スイッチS1がオンすると、PMOSトランジスタM3のドレイン電流Id3は全てコンデンサC1に供給され、コンデンサC1の端子電圧VT1は、図2に示すように直線的に上昇する。この電圧が電圧電流変換回路20に入力される。
電圧VT1はスイッチS7を通じて電圧VT3となり演算増幅回路21の反転入力に印加される。演算増幅回路21は非反転入力に接続されている抵抗R1における電圧降下が電圧VT3と等しくなるようにPMOSトランジスタM6のゲート電圧を制御する。
すなわち、PMOSトランジスタM6のドレイン電流Id6は電圧VT3に比例した電流となる。PMOSトランジスタM6とPMOSトランジスタM7はカレントミラー回路なのでM7のドレイン電流Id7も電圧VT3に比例した電流となる。
PMOSトランジスタM7のドレイン電流Id7はNMOSトランジスタM10のドレイン電流Id10になり、NMOSトランジスタM10,M11,M12はカレントミラー回路なので、NMOSトランジスタM11のドレイン電流Id11とNMOSトランジスタM12のドレイン電流Id12も電圧VT1に比例した電流となる。
また、NMOSトランジスタM11のドレイン電流Id11はPMOSトランジスタM8のドレイン電流Id8となる。PMOSトランジスタM8とPMOSトランジスタM9もカレントミラー回路なので、PMOSトランジスタM9のドレイン電流Id9も電圧VT1に比例した電流となる。
NMOSトランジスタM11とNMOSトランジスタM12、PMOSトランジスタM8とPMOSトランジスタM9にそれぞれ同特性のトランジスタを用いると、PMOSトランジスタM9のドレイン電流Id9とNMOSトランジスタM12のドレイン電流Id12は等しくなる。
今、スイッチS3がオンするとPMOSトランジスタM9のドレイン電流Id9は全てコンデンサC2に供給され、コンデンサC2の端子電圧VT2は図2に示すように、最初はゆっくりと上昇し、次第に上昇速度が速くなる電圧となる。
制御回路30には、電圧電流変換回路20の出力端子T2の電圧VT2と基準電圧Vrefを半分(1/2)にした電圧Vref/2が入力されている。時刻t3で電圧VT2が電圧Vref/2に達したことを制御回路30が検出すると、制御回路30は、スイッチS1をオフし、スイッチS2をオンにする。
すると、コンデンサC1に蓄えられている電荷は、スイッチS2とNMOSトランジスタM5を介して放電される。NMOSトランジスタM5のドレイン電流Id5は前述したようにPMOSトランジスタM3のドレイン電流Id3と同じなので、コンデンサC1の電圧低下速度は充電時の上昇速度と同じになる。
このため、三角電圧発生回路10の出力端子電圧VT1は図2に示すように上昇時と同じ傾斜で直線的に低下する。
そのため、電圧電流変換回路20のコンデンサC2の充電速度は、スイッチS1がオンしていたときとは逆に時間の経過に連れて上昇速度が遅くなる。
ここで、三角電圧発生回路10の出力端子電圧VT1が小さい場合、すなわち電圧電流変換回路20の出力端子T2からコンデンサC2へ充電される電流が小さい場合において、出力端子T2は高インピーダンス出力となり、回路として不安定な状態となる。
これにより外的要因などの影響を受けやすくなり、コンデンサC2の充電電圧が期待する電圧変化で上昇しないことが起こりうる。
このような問題に対処するために、本例のオーディオ回路におけるポップ音低減回路では、三角電圧発生回路10の出力端子電圧VT1が、ある一定の定電圧VT1Aを下回る時刻t4’において、電圧電流変換回路20の出力電圧VT2を制御回路30で監視し、電圧VT2が別の定電圧VT2Aを超えていないと判断された場合は、制御回路30は、スイッチS7の端子Cの接続先を入力端子Aへ切り替える制御を行う。
スイッチS7の端子Cとの接続先が、端子Bから端子Aへ切り換わると、定電圧回路60の出力である電圧Vdcが電圧電流変換回路20の入力端子T3へ接続されて電圧VT3は電圧Vdcに等しくなる。
このため、電圧電流変換回路20のPMOSトランジスタM9のドレイン電流Id9は電圧VT3に応じて一定となり、コンデンサC2の充電電圧(電圧電流変換回路20の出力電圧VT2)は一定の速度で直線的に上昇する。
尚、時刻t4’において、電圧電流変換回路20の出力電圧VT2が別の定電圧VT2Aを超えていると判断された場合は、制御回路30は、スイッチS7の切り替え制御を行わない。
三角波電圧VT1のピーク電圧は、電圧電流変換回路20の出力電圧VT2が基準電圧Vrefの1/2に達したときなので、三角波電圧VT1が接地電位Vssに戻ったときの、電圧電流変換回路20の出力電圧VT2はほぼ基準電圧Vrefに達している。
かつ、ここで外的要因などにより電圧VT2が基準電圧Vrefに十分満たない場合でも、上述の通り、スイッチS7の接続を入力端子Aへ切り替えることで電圧VT2をほぼ基準電圧Vrefまで上昇させることができる。
このように、電圧電流変換回路20の電圧VT2を確実にほぼ基準電圧Vrefとすることで、後述するスイッチS5がオンする時刻t4において、電圧VT2と基準電圧Vrefとの電圧差を最小限にし、時刻t4で発生するポップ音を低減することができる。
制御回路30は、電圧電流変換回路20の出力電圧VT2がほぼ基準電圧Vrefに達したと判断すると、スイッチS2をオンしてからコンデンサC1の放電とコンデンサC2の充電が停止したと思われる時刻か、それより少し経過した時刻t4で、スイッチS2とスイッチ3をオフにし、スイッチS5をオンにする。
このように、時刻t4において、スイッチS2がオフすると、NMOSトランジスタM5によるコンデンサC1の放電経路が遮断され、また、スイッチS3がオフするとPMOSトランジスタM9によるコンデンサC2への充電経路が遮断される。
そして、スイッチS5がオンすると、コンデンサC2は抵抗R2を介して基準電圧Vrefに接続されるので、時刻t4時点で、コンデンサC2の電圧が基準電圧Vrefと少しずれていたとしても、スイッチS5をオンすることで、コンデンサC2の電圧は確実に基準電圧Vrefと等しくなる。
その結果、オーディオ回路が動作中は、演算増幅回路50の非反転入力は常に基準電圧Vrefが維持される。
以上のように、電源オンなどで起動する場合、オーディオ回路の基準電圧を、基準電圧の1/2の電圧で、上下が完全に対称な電圧波形で立ち上げることができ、しかも立ち上がり途中に変極点が無いため、不要な高調波成分を少なくでき、ポップ音の大幅な低減が可能である。
さらに、本例では、立ち上げ途中に発生する回路の不安定動作の影響によるコンデンサの充電電圧不足を補うことができ、ポップ音の発生を最小限に抑えることが可能である。
次にオーディオ回路を停止する場合について説明する。
図示しない電源スイッチがオフするなどして、オーディオ回路が停止する場合は、時刻t5でバイアス制御信号BIASCNTがローレベルとなる。すると、制御回路30は、所定の時間経過した後の時刻t6でスイッチS5をオフ、スイッチS1とスイッチS4をオンにする。
スイッチS5がオフすると、基準電圧回路40からの基準電圧VrefのコンデンサC2への充電は停止する。
スイッチS1がオンした場合の三角電圧発生回路10の動作は電源スイッチオンの場合と全く同じであり説明は省略する。
スイッチS4がオンすると、コンデンサC2の電荷はスイッチS4とNMOSトランジスタM12を介して放電される。このため、電圧電流変換回路20の出力端子T2の電圧VT2は、図2に示すように、始めはゆっくりだが次第に低下速度が速くなるように低下する。
時刻t7で出力電圧VT2が基準電圧Vrefの1/2の電圧に到達すると、制御回路30はスイッチS1をオフ、スイッチS2をオンにする。すると電源オン時の場合と同様、三角波電圧VT1は低下を始める。このため、出力電圧VT2の低下速度は次第に遅くなる。
図3の説明で前述した通り、三角波電圧VT1が小さい場合、すなわち、電圧電流変換回路20の出力端子T2からコンデンサC2へ充電される電流が小さい場合において、出力端子T2は高インピーダンス出力となり回路として不安定な状態となる。
これにより外的要因などの影響を受けやすくなり、コンデンサC2の充電電圧が期待する電圧変化で下降しないことが起こりうる。
このような問題に対処するため本例では、三角電圧発生回路10の出力端子電圧VT1が、ある一定の定電圧VT1Aを下回る時刻t8’において、電圧電流変換回路20の出力電圧VT2を制御回路30で監視し、電圧VT2が別の定電圧VT2Bを下回っていないと判断された場合は、制御回路30は、スイッチS7の端子Cの接続先を端子Bから端子Aに切り替える制御を行う。
このようにスイッチS7が入力端子Aへ切り換わると、定電圧回路60の出力である電圧Vdcが電圧電流変換回路20の入力端子T3へ接続されて電圧VT3は電圧Vdcに等しくなる。
このため、電圧電流変換回路20のNMOSトランジスタM12のドレイン電流Id12は電圧VT3に応じて一定となり、コンデンサC2の充電電圧は一定の速度で直線的に下降する。
尚、時刻t8’において電圧VT2が別の定電圧VT2Bを下回っていると判断された場合は、制御回路30は、スイッチS7の切り替え制御を行わない。
制御回路30は、スイッチS2をオンしてからコンデンサC1の放電が完了する時間、またはそれよりやや長い時間経過した時刻t8で、スイッチS2とスイッチS4をオフにし、スイッチS6をオンにする。
このように、スイッチS2がオフするとNMOSトランジスタM5によるコンデンサC1の放電経路が遮断され、また、スイッチS4がオフするとNMOSトランジスタM12によるコンデンサC2からの放電経路が遮断される。
そして、スイッチS6がオンすると、コンデンサC2は抵抗R3を介して接地端子に接続されるので、コンデンサC2の電位は完全に接地電位となる。
以上のように、電源オフ時のような停止時には、起動時と対称の基準電圧をオーディオパワーアンプの基準電圧に印加することができるので、停止時にもポップ音の大幅な低減が可能である。
さらに、本例の構成とすることにより、立ち下げ途中に発生する回路の不安定動作の影響によるコンデンサの放電不足を補うことができ、ポップ音の発生を最小限に抑えることが可能である。
以上、図1,2を用いて説明したように、本例のポップ音低減回路およびそれを具備したオーディオ回路では、差動増幅回路50の一方の入力に基準電圧Vrefを、他方の入力にオーディオ信号INを入力するようにしたオーディオアンプの起動時および停止時に、逆V字型の電圧を発生する三角電圧発生回路10と、一定の電圧を発生する定電圧回路60と、三角電圧発生回路10の出力電圧または定電圧回路60の出力電圧が入力され、入力電圧に比例した電流を生成する電圧電流変換回路20と、電圧電流変換回路20の出力電流により充放電されるコンデンサC2を備え、オーディオアンプの起動時には、電圧電流変換回路20の出力電流によりコンデンサC2を充電し、この充電電圧をオーディオアンプの基準電圧として用いるようにし、三角電圧発生回路10の出力電圧である逆V字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサC2に充電される電圧値が基準電圧回路40の出力電圧Vref付近まで上がっていない場合は、定電圧回路60の出力電圧を電圧電流変換回路20の入力に接続する。このことにより、コンデンサC2の充電期間の終わりの部分において電圧電流変換回路20の出力電流を一定とすることができ、安定したコンデンサC2への充電を行うことができる。
また、オーディオアンプの停止時には、電圧電流変換回路20の出力電流によりコンデンサC2を放電し、オーディオアンプの基準電圧としてコンデンサC2の電圧を用いるが、三角電圧発生回路10の出力電圧である逆V字型の電圧波形の終わりの部分において、コンデンサC2に充電されている電圧値が接地電位Vss付近まで下がっていない場合は、定電圧回路60の出力電圧を電圧電流変換回路20の入力に接続する。このことにより、コンデンサC2の放電期間の終わりの部分において、電圧電流変換回路20の出力電流を一定とすることができ、安定したコンデンサC2の放電を行うことができる。
また、オーディオアンプの起動時に、コンデンサC2の電圧がほぼ基準電圧Vrefに等しくなった時点で、コンデンサC2に抵抗R2を介して基準電圧回路40からの基準電圧を接続するようにした。このことにより、起動後のコンデンサC2の電圧を正確に基準電圧Vrefに設定することができる。
また、オーディオアンプの停止時に、コンデンサC2の電圧がほぼ接地電圧Vssに等しくなった時点で、コンデンサC2に抵抗R3を介して接地電圧Vssを接続するようにした。このことにより、停止後のコンデンサC2の電荷を完全に放電することができる。
10:三角電圧発生回路、20:電圧電流変換回路、30:制御回路、:40:基準電圧回路、21:差動増幅回路、50:差動増幅回路、60:定電圧回路、C1〜C3:コンデンサ、I1:電流源、M1〜M12:MOSトランジスタ、R1〜R7:抵抗、S1〜S7:スイッチ、SP:スピーカ、Vdd:電源電圧、Vref:基準電圧。
Claims (5)
- 差動増幅回路の一方の入力に基準電圧Vrefを入力し、上記差動増幅回路の他方の入力にオーディオ信号を入力して該入力したオーディオ信号を増幅して出力するオーディオアンプの起動時および動作停止時に発生するポップ音を低減させるポップ音低減回路であって、
上記基準電圧Vrefを発生する基準電圧回路と、
上記パワーアンプ回路の起動時および動作停止時に、逆V字型の電圧VT1を発生させて出力する三角電圧発生回路と、
該三角電圧発生回路の出力電圧VT1を入力して該電圧に比例した電流を生成して出力する電圧電流変換回路と、
上記パワーアンプ回路の起動時に上記電圧電流変換回路から出力される電流を充電して上記差動増幅回路の上記一方の入力に入力する電圧VT2を生成するコンデンサと、
予め定められた一定の電圧を発生する定電圧回路と、
上記パワーアンプ回路の起動時に、上記三角電圧発生回路の出力電圧VT1と上記コンデンサで生成される電圧VT2を測定し、上記三角電圧発生回路の出力電圧VT1が逆V字型で減少して予め定められた値VT1A以下になった時点で、上記コンデンサで生成される電圧VT2が上記基準電圧Vrefまで上がっていない場合、上記電圧電流変換回路への入力を、上記三角電圧発生回路の出力電圧VT1から上記定電圧回路の出力電圧に切り替えて、上記コンデンサで生成される電圧VT2を上昇させる制御回路と
を設けたことを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。 - 請求項1に記載のオーディオアンプのポップ音低減回路であって、
上記制御回路は、
オーディオアンプの停止時に、上記電圧電流変換回路の出力電流により上記コンデンサを放電させ、かつ、該コンデンサの電圧VT2を上記差動増幅回路の上記一方の入力に入力させると共に、
上記三角電圧発生回路の出力電圧VT1が逆V字型で減少して上記VT1A以下になった時点で、上記コンデンサの電圧VT2が接地電位まで下がっていない場合、上記電圧電流変換回路への入力を、上記三角電圧発生回路の出力電圧VT1から上記定電圧回路の出力電圧に切り替えて、上記コンデンサの電圧VT2を下げることを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。 - 請求項1もしくは請求項2のいずれかに記載のオーディオアンプのポップ音低減回路であって、
上記制御回路は、
上記オーディオアンプの起動時に、上記コンデンサの電圧VT2が上記基準電圧Vrefに等しくなった時点で、上記コンデンサに抵抗を介して上記基準電圧回路からの出力を接続することを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。 - 請求項1から請求項3のいずれかに記載のオーディオアンプのポップ音低減回路であって、
上記制御回路は、
上記オーディオアンプの停止時に、上記コンデンサの電圧が接地電圧に等しくなった時点で、上記コンデンサに抵抗を介して上記接地電圧を接続することを特徴とするオーディオアンプのポップ音低減回路。 - 差動増幅回路の一方の入力に基準電圧Vrefを入力し、上記差動増幅回路の他方の入力にオーディオ信号を入力して該入力したオーディオ信号を増幅して出力するパワーアンプ回路と、該パワーアンプ回路の起動時および動作停止時に発生するポップ音を低減させるポップ音低減回路とを備えたオーディオ回路であって、
上記ポップ音低減回路として、
請求項1から請求項4のいずれかに記載のオーディオアンプのポップ音低減回路における当該ポップ音低減回路を用いることを特徴とするオーディオ回路。
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