JP2007280458A - 基準電圧発生回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】電源電圧に対する依存性と、温度に対する依存性とを独立に制御することが可能な基準電圧発生回路を提供する。
【解決手段】第1電流発生回路100は、温度Tが一定の場合には電源電圧(VAA)に拘らず一定である電流I3を発生させる一方温度Tが変化する場合にはその変化に従って電流I3の大きさが変化する回路である。第2電流発生回路200は、電源電圧(VAA)に依存する電流I6を発生させる。出力回路300は、電流I3と電流I6とを加算して生成される電流I4を流すための抵抗301を有し、この抵抗301の電圧降下により生じる出力電圧VDCを出力する。
【選択図】図1
【解決手段】第1電流発生回路100は、温度Tが一定の場合には電源電圧(VAA)に拘らず一定である電流I3を発生させる一方温度Tが変化する場合にはその変化に従って電流I3の大きさが変化する回路である。第2電流発生回路200は、電源電圧(VAA)に依存する電流I6を発生させる。出力回路300は、電流I3と電流I6とを加算して生成される電流I4を流すための抵抗301を有し、この抵抗301の電圧降下により生じる出力電圧VDCを出力する。
【選択図】図1
Description
本発明は、半導体記憶装置等において用いられる基準電圧を発生させるための基準電圧発生回路に関する。
強誘電体メモリ(Ferro−electric Random Access Memory:FeRAM)においてメモリ容量の大容量化の実現に適した1T1Cタイプメモリセル(1T1C型)の開発が進められている。このタイプは、1ビットデータを1つのトランジスタと1つのキャパシタを用いて記憶するため、データ読み出しは、メモリセルの読み出し電位と参照電位との比較により行う必要がある。メモリセルの読み出し電位はビット線に読み出され、参照電位はこれと対をなす相補的なビット線に読み出され、センスアンプにおいて増幅され比較される。
この参照電位の発生のために、データの記憶のための通常のメモリセルとは別に、参照電位を発生させる選択トランジスタとダミーキャパシタとからなるダミーセルが設けられる。
ダミーキャパシタの両電極間に印加される電位VDCは、特許文献1に記載されているように、正の温度依存性を有すると同時にアレイ電圧(センスアンプの動作電圧)VAAに依存するようにされる必要が指摘されている。特許文献1には温度依存性とアレイ電圧依存性を共に持たせる技術が開示されている。しかし、特許文献1の技術では、温度依存性とアレイ電圧依存性の両者を独立して調整することはできなかった。アレイ電圧VAAに対する依存性と、温度Tに対する依存性とを独立に制御できるようにすれば、ダミープレート電圧VDCを常に適正な値にすることができ、センスマージンの一層の増大を図ることができる。
特開2005−339724号公報
本発明は、電源電圧に対する依存性と、温度に対する依存性とを独立に制御することが可能な基準電圧発生回路を提供するものである。
本発明の一態様に係る基準電圧発生回路は、温度が一定の場合には電源電圧に拘らず一定である第1電流を発生させ、温度が変化する場合にはその変化に従って前記第1電流の大きさが変化する第1電流発生回路と、電源電圧に依存する第2電流を発生させる第2電流発生回路と、前記第1電流と前記第2電流とを加算して生成される第3電流を流すための抵抗素子を有しこの抵抗素子の電圧降下により生じる出力電圧を出力する出力回路とを備えたことを特徴とする。
本発明によれば、電源電圧に対する依存性と、温度に対する依存性とを独立に制御することが可能な基準電圧発生回路を提供することができる。
以下、本発明の実施の形態の基準電圧発生回路を、図面を参照して詳細に説明する。以下の説明では、本実施の形態の基準電圧発生回路が強誘電体メモリに適用された場合を例にとって説明するが、本発明はこれに限定されるものではなく、同様の課題を有する他の半導体集積回路に適用されてもよいことは勿論である。
図7に、DRAM型のメモリセルを有する従来の強誘電体メモリのセルアレイ部CA、及びセンスアンプSAの例を示している。セルアレイ部CAには、メモリセルMC及びダミーセルDCが形成されている。メモリセルMCは、選択トランジスタST及び強誘電体キャパシタ(セルキャパシタ)CCを直列接続して構成される。選択トランジスタSTの一端はビット線BL1に接続され、強誘電体キャパシタCCの一端はプレート電圧VPLを与えられる。また、選択トランジスタSTのゲートには、ワード線WLが接続されている。
一方、ダミーセルDCは、選択トランジスタDT1、DT2、ダミーキャパシタDCC及びリセットトランジスタRSTを備えて構成されている。ダミーキャパシタDCCと選択トランジスタDT1とはダミープレート電圧VDCとビット線BL1との間に直列接続され、また、ダミーキャパシタDCCと選択トランジスタDT2とはダミープレート電圧VDCとビット線BL2との間に直列接続されている。選択トランジスタDT1、DT2のゲートには、ダミーワード線DWL、bDWLが接続されている。また、リセットトランジスタRSTは、ダミーキャパシタDCCと選択トランジスタDT1又はDT2との接続点に一端が接続され、他端は接地電位Vssに接続され、ゲートには制御信号BDRSTが与えられる。
一方、センスアンプSAは、ビット線BL1、BL2の間に形成されており、2つのp型MOSトランジスタQP1、QP2からなるp型センスアンプSAPと、2つのn型MOSトランジスタQN1、QN2からなるn型センスアンプSANとから構成されている。センスアンプSAは、動作電圧VAAをトランジスタQP3に与えられる。センスアンプSAは、トランジスタQP3及びQP4のゲートにそれぞれ与えられる制御信号BSEP及び制御信号SENでON/OFF制御される。
このような強誘電体メモリにおいて、メモリセルMCの強誘電体キャパシタCCの一端に与えられるプレート電圧VPL、及びダミーセルDCのダミーキャパシタDCCの一端に与えられるダミープレート電圧VDCは、センスアンプの動作電圧VAAと一定の関係を有することが求められる。現在、プレート電圧VPLは、センスアンプの動作電圧VAAと等しくするのがよいと考えられている。また、ダミープレート電圧VDCは、メモリセルMCの読み出し電位の温度依存性に合わせて、所定の温度依存性を有すると同時にセンスアンプの動作電圧VAAと正の依存性を持つことが実験により判明している。
そこで本実施の形態の基準電圧発生回路は、センスアンプの動作電圧VAAを電源電圧として入力端子(11A)から入力させ、出力端子(11B)からダミープレート電圧VDCを発生させるものである。また、後述する回路(100)によりダミープレート電圧VDCに温度依存性を発生させるものである。これにより本実施の形態は、ダミープレート電圧VDCの動作電圧VAAに対する依存性と、温度Tに対する依存性とを独立に制御することができる。以下、本実施の形態の基準電圧発生回路1の構成を、図1を参照して説明する。
この基準電圧発生回路1は、第1電流発生回路100と、第2電流発生回路200と、出力回路300とから大略構成されている。第1電流発生回路100は、温度Tが一定の場合には電源電圧(動作電圧VAA)に拘らず一定である出力電流(I3)を発生させる一方、温度Tが変化する場合にはその変化に従って出力電流(I3)の大きさが変化するように構成されている。また、第2電流発生回路200は、電源電圧である動作電圧VAAに依存して変化する出力電流(I6)を発生させるように構成されている。なお、第1電流発生回路100の電源電圧は必ずしも動作電圧VAAとする必要はないが、この例では、回路の簡単化を図るために、電源をVAAに共有化している。
また、出力回路300は、第1電流発生回路100及び第2電流発生回路200のそれぞれの出力電流(I3、I6)を加算して生成される電流(I4)に基づく電圧降下により生じる出力電圧すなわちダミープレート電圧VDCを出力するように構成されている。
第1電流発生回路100の構成の一例を図1を参照して説明する。この第1電流発生回路100は、オペアンプ111を備えている。また、電源電圧である動作電圧VAAが入力される入力端子11Aと接地電位Vssとの間に、p型MOSトランジスタ112(第1のトランジスタ)、ダイオード113(第1のダイオード)、およびダイオード113と並列接続された抵抗114(抵抗値R1、第1の抵抗素子)からなる第1電流経路P1が形成されている。
また、この第1電流経路P1と並列に、p型MOSトランジスタ115(第2のトランジスタ)及び抵抗116(抵抗R2、第2の抵抗素子)を直列接続すると共に、この抵抗116と並列接続される形で、抵抗117(抵抗値R3、第3の抵抗素子)、及び並列接続されたN個のダイオード118(第2のダイオード)を直列接続することにより、第2電流経路P2が形成されている。
同様に第1電流経路P1及び第2電流経路P2と並列に、p型MOSトランジスタ119(第3のトランジスタ)、及び抵抗301(抵抗値R4)からなる第3電流経路P3が形成されている。抵抗301は、出力回路300の一部を構成する。なお、抵抗301は、出力電圧VDCの絶対値の調整のため、可変抵抗とされている。
p型MOSトランジスタ112、115及び119は同一のサイズのトランジスタであり、それらのゲートはいずれもオペアンプ111の出力端子に共通接続されてカレントミラー回路が形成され、これにより、第1、第2、第3の電流経路P1〜P3には、p型MOSトランジスタ112とダイオード113との間のノードN1の電圧V1と、p型MOSトランジスタ115と抵抗116との間のノードN2の電圧V2が等しくするような同一の大きさの電流I1、I2、I3(I1=I2=I3)が流れる。また、ノードN1の電圧V1がオペアンプ111の反転入力端子に入力され、またノードN2の電圧V2がオペアンプ111の非反転入力端子に入力されている。
ここで、ダイオード113に流れる電流をI1a、抵抗114に流れる電流をI1bとし(I1=I1a+I1b)、抵抗117に流れる電流をI2a、抵抗116に流れる電流をI2bとする(I2=I2a+I2b)。R1=R2と設定した場合、
[数1]
I1a=I2a
I1b=I2b
V1=Vf1
V2=Vf2+dVf
dVf=Vf1−Vf2
となる。ただし、Vf1とVf2はダイオード113、118の順方向電圧である。
[数1]
I1a=I2a
I1b=I2b
V1=Vf1
V2=Vf2+dVf
dVf=Vf1−Vf2
となる。ただし、Vf1とVf2はダイオード113、118の順方向電圧である。
また抵抗117の両端間の電圧はdVfであり、
[数2]
I2a=dVf/R3
I2b=Vf1/R2
となる。したがって、出力電流I2、I3は、
[数3]
I2=I3=I2a+I2b=Vf1/R2+dVf/R3
と表すことができる。
[数2]
I2a=dVf/R3
I2b=Vf1/R2
となる。したがって、出力電流I2、I3は、
[数3]
I2=I3=I2a+I2b=Vf1/R2+dVf/R3
と表すことができる。
このI3のみが出力回路300の抵抗301に流れたとした場合、出力回路300からの出力電圧VDC(100)は、
[数4]
VDC(100)=R4×(Vf1/R2+dVf/R3)
=R4×(Vf1/R2+VT/R3×logN)
と表される。
[数4]
VDC(100)=R4×(Vf1/R2+dVf/R3)
=R4×(Vf1/R2+VT/R3×logN)
と表される。
この電流I3、ひいては出力電圧VDC(100)は、温度Tが一定の場合には電源電圧(動作電圧VAA)に拘らず一定である。温度Tが変化する場合にも、Vf1の温度特性は−2[mV/℃]、VTの温度特性は+0.086[mV/℃]であるので、抵抗値R2、R3を適当に選択することにより、温度Tにかかわらず(また、電源電圧(動作電圧VAA)の大きさに関係なく)電流I3及び出力電圧VDC(100)を一定にすることもでき、また、正、負いずれの温度依存性を与えることもできる。図7に示すような強誘電体メモリのダミープレート電圧VDCを発生させる場合、VDCが正の温度特性、すなわち温度が上がるほど電圧VDCが大きくなる特性を有するよう、抵抗値R2、R3を選ぶことが好適である。
このように、第1電流発生回路100は、その内部の抵抗を適当に調整することにより、温度Tが一定の場合には電源電圧(動作電圧VAA)に拘らず一定である出力電流(I3)を発生させる一方、温度Tが変化する場合にはその変化に従って出力電流(I3)の大きさが変化させることができる。
一方、第2電流発生回路200は、ダイオード接続されたp型MOSトランジスタ201と、抵抗202(抵抗値R5)と、p型MOSトランジスタ203とを備えている。p型MOSトランジスタ201と203とは同一のサイズを有するように形成され、ゲートが共通接続される一方ソースに動作電圧VAAを与えられてカレントミラー回路を形成している。これにより、両トランジスタ201、203を流れる電流I5、I6は同一の大きさとなる。両トランジスタ201、203を流れる電流I5、I6は、トランジスタ201の閾値電圧がVthであるとした場合、
[数5]
I5=I6=(VAA−Vth)/R5
となる。従って、第2電流発生回路200の出力電流であるI6は、動作電圧VAAの大きさの変化に応じて変化する。
[数5]
I5=I6=(VAA−Vth)/R5
となる。従って、第2電流発生回路200の出力電流であるI6は、動作電圧VAAの大きさの変化に応じて変化する。
出力回路300は、第1電流発生回路100の出力電流I3と、第2電流発生回路200の出力電流I6とを加算させて電流I4(=I3+I6)を生成し、この電流I4が抵抗値R4の抵抗301を流れることにより生ずる電圧降下R4×I4を出力電圧VDCとして出力端子11Bから出力する。
このように、本実施の形態の基準電圧発生回路1は、温度依存性を有する電流I3と、電源電圧依存性を有する電流I6との和I4の電圧降下により出力電圧を発生させている。電流I3とI6とは、一方のみを他方の大きさとは独立に制御することが可能である。すなわち、出力電圧VDCの温度Tに対する依存性と、電源電圧VAAに対する依存性とを、それぞれ独立に制御することができる。この制御を行うための構成を、図2乃至図5を参照して説明する。
すなわち、図1の回路において、例えば温度Tに対する出力電圧VDCの依存性を増減させるためには、(1)p型MOSトランジスタ119のチャネル幅Wの切り替えを実行して電流I3を増減させるか、或いは(2)抵抗116及び抵抗117の抵抗値R2及びR3を等しい割合で増減して電流I2ひいては電流I3を増減させればよい。
(1)を実現するため、例えばp型MOSトランジスタ119を、図2に示すように構成することができる。すなわち、p型MOSトランジスタ119としてチャネル幅Wの異なる複数個(図2では3個)のp型MOSトランジスタ119A、119B、119Cを並列に形成する。各トランジスタ119A〜Cは、動作電圧VAAとの間にスイッチング素子SW1〜SW3を有している。トリミング回路400からのスイッチング信号によりスイッチング素子SW1〜SW3のいずれかが選択的にオンとされることにより、チャネル幅Wを段階的に切り替えることができる。スイッチング素子SW1〜SW3の代わりにヒューズ素子を用いて複数のトランジスタ119A、119B、119Cのいずれかを選択可能なようにしてもよい。また、チャネル幅Wを可変とすることができれば、その具体的手段は図2に示すようなものに限られないことは言うまでも無い。
また、(2)を実現するため、例えば図3に示すように、抵抗116及び117として、抵抗値が段階的に異なる複数個の抵抗116a〜c、117a〜cを並列に接続する。そして、トリミング回路400からのスイッチング信号によりスイッチング回路SW4〜SW9を選択的にオンとすることにより、抵抗値R2、R3を等しい割合で段階的に増減させることができる。スイッチング素子SW4〜SW9の代わりにヒューズ素子を用いて抵抗116a〜c、117a〜cのいずれかを選択可能なようにしてもよい。また、抵抗を可変とすることができれば、その具体的手段は図3に示すようなものに限られないことは言うまでも無い。
また、図1の回路において、例えば動作電圧VAAに対する出力電圧VDCの依存性を増減させるためには、(3)p型MOSトランジスタ203のチャネル幅Wの切り替えを実行して電流I6を増減させるか、或いは(4)抵抗202の抵抗値を変更して電流I5ひいては電流I6を増減させればよい。
(3)を実現するため、例えばp型MOSトランジスタ203を、図4に示すように構成することができる。すなわち、p型MOSトランジスタ203としてチャネル幅Wの異なる複数個(図4では3個)のp型MOSトランジスタ203A、203B、203Cを並列に形成する。各トランジスタ203A〜Cは、動作電圧VAAとの間にスイッチング素子SW10〜SW12を有している。トリミング回路400からのスイッチング信号によりスイッチング素子SW10〜SW12のいずれかが選択的にオンとされることにより、チャネル幅Wを段階的に切り替えることができる。スイッチング素子の代わりにヒューズを用い得ること等は、図2の場合と同様である。
また、(4)を実現するため、例えば図5に示すように、抵抗202として、抵抗値が段階的に異なる複数個の抵抗202a〜cを並列に接続する。そして、トリミング回路400からのスイッチング信号によりスイッチング回路SW13〜SW15を選択的にオンとすることにより、抵抗値R5を段階的に増減させることができる。スイッチング素子の代わりにヒューズを用い得ること等は、図2の場合と同様である。
[第2の実施の形態] 次に、本発明の第2の実施の形態を、図6を参照して説明する。図6において、図1と同一の構成要素については同一の符号が付されているので、以下ではその詳細な説明は省略する。この実施の形態の基準電圧発生回路は、第1の電流経路P1のダイオード113のアノード側に抵抗121(抵抗値R1´、第4の抵抗素子)が形成され、第2の電流経路P2のp型MOSトランジスタ112と抵抗116との間に抵抗122(抵抗値R2´、第5の抵抗素子)が形成されている点において第1の実施の形態と異なっている。抵抗R1´とR2´は等しくなるように設定されている。また、第1の電流経路P1と第2の電流経路P2とが、p型MOSトランジスタ112を共有し、p型MOSトランジスタ115が省略されている点において、第1の実施の形態と異なっている。
この実施の形態でも、電圧V1とV2が等しくなるようにオペアンプ111による制御が実行され、従って第1及び第2の電流経路P1及びP2を流れる電流も等しくなる。この実施の形態では、p型MOSトランジスタ115が省略されたことにより、第1の実施の形態に比べ、トランジスタの閾値電圧のばらつきに出力電圧VDCが影響され難い設計となっている。
以上、発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲内において、様々な変更、置換、追加、削除等が可能である。例えば、第1の電流発生回路100は、一定の温度の場合には電源電圧に拘らず一定の電流を出力し、温度が変化した場合には出力電流がこれに従って変化するものであればよい。また、第2の電流発生回路200も、動作電圧VAAの増減によって変化する出力電流を出力するものであれば、図1や図6に示したものに限られるものではない。
100・・・第1電流発生回路、 200・・・第2電流発生回路、 300・・・出力回路、 400・・・トリミング回路、 111・・・オペアンプ、 112、115、119、201、203・・・p型MOSトランジスタ、 113、118・・・ダイオード、 114、116、117、202、301、121、122・・・抵抗。
Claims (5)
- 温度が一定の場合には電源電圧に拘らず一定である第1電流を発生させ、温度が変化する場合にはその変化に従って前記第1電流の大きさが変化する第1電流発生回路と、
電源電圧に依存する第2電流を発生させる第2電流発生回路と、
前記第1電流と前記第2電流とを加算して生成される第3電流を流すための抵抗素子を有しこの抵抗素子の電圧降下により生じる出力電圧を出力する出力回路と
を備えたことを特徴とする基準電圧発生回路。 - 前記第1電流発生回路は、
電源電圧が供給される電源電圧ノードと接地電位との間に少なくとも第1電流経路、第2電流経路及び第3電流経路とを備え、
前記第1電流経路は、第1のトランジスタと第1のダイオードとを第1ノードにおいて直列接続すると共に前記第1のダイオードと第1の抵抗素子を並列接続して形成され、
前記第2電流経路は、前記第1のトランジスタとカレントミラー接続された第2のトランジスタと第2の抵抗素子とを第2ノードにおいて直列接続すると共にこの第2の抵抗素子と並列に第3の抵抗素子と第2のダイオードとを直列接続して形成され、
前記第3電流経路は、前記第1及び第2のトランジスタとカレントミラー接続された第3トランジスタを備えており、
前記第1ノード及び前記第2ノードの電圧を比較しその比較信号を前記第1乃至第3トランジスタの制御端子に印加して前記第1乃至第3電流経路の電流を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする請求項1記載の基準電圧発生回路。 - 前記第1電流発生回路は、電源電圧が供給される電源電圧ノードと接地電位との間に少なくとも第1電流経路、第2電流経路及び第3電流経路とを備え、
前記第1電流経路は、第1のトランジスタと第4の抵抗素子と第1のダイオードとを直列接続すると共に前記第1のダイオードと第1の抵抗素子を並列接続して形成され、
前記第2電流経路は、前記第1のトランジスタと第5の抵抗素子と第2の抵抗素子とを直列接続すると共にこの第2の抵抗素子と並列に第3の抵抗素子と第2のダイオードとを直列接続して形成され、
前記第3電流経路は、前記第1トランジスタとカレントミラー接続された第2トランジスタを備えており、
前記第4の抵抗素子と前記第1のダイオードとの間の第1ノードの電圧及び前記第5の抵抗素子と前記第3の抵抗素子との間の第2ノードの電圧を比較しその比較信号を前記第1乃至第2トランジスタの制御端子に印加して前記第1乃至第3電流経路の電流を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする請求項1記載の基準電圧発生回路。 - 前記電源電圧は、強誘電体メモリのセンスアンプに供給される電圧又は前記強誘電体メモリ中のセルキャパシタの両電極間に印加されるプレート電圧であり、
前記出力電圧は、前記強誘電体メモリの参照電圧を発生させるためのダミーキャパシタの両電極間に印加される
ことをことを特徴とする請求項1乃至3いずれか1項に記載の基準電圧発生回路。 - 前記第2の抵抗及び前記第3の抵抗の抵抗値を調整して前記第1電流の温度特性を変化させることを可能に構成された請求項2又は3記載の基準電圧発生回路。
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