JP2007250661A

JP2007250661A - 波長可変レーザの発振モード安定化方法

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Publication number: JP2007250661A
Application number: JP2006069515A
Authority: JP
Inventors: Seuk Hwan Chung; 錫煥鄭; Takaaki Kakitsuka; 孝明硴塚; Shinji Matsuo; 慎治松尾
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2006-03-14
Filing date: 2006-03-14
Publication date: 2007-09-27

Abstract

【課題】多モード発振を防ぎ、単一モード発振波長可変範囲を拡大することを可能にした発振モード安定化方法の提供。
【解決手段】フィルタの主モードと隣接モードとの波長間隔Δλを所望の波長可変領域Δλ_ｃよりも大きくした。また、波長フィルタの光路長差をチャープ変調（チャーピング）する際に、チャーピングによる主モードに対する隣接モード抑圧比、活性層の光閉じ込め係数、活性層長などと、所望の波長可変領域Δλ_ｃとを、所定の関係になるように設定した。
【選択図】図１

Description

本発明は、光波の干渉作用を用いた波長フィルタを発振モードの選択に用い、かつ半導体光増幅器を活性層として使用した波長可変レーザの発振モード安定化方法に関する。

波長多重光ネットワークにおいて、特にフォトニックルーティング処理を行うためには高速かつ安定に動作する波長可変レーザが必要不可欠である。これまで、様々な方式の波長可変レーザが報告されてきているが、発振モードの安定性および波長可変動作制御の簡便性の観点から受動型発振モード選択フィルタと半導体光増幅器（ＳＯＡ；semiconductor optical amplifier)を組み合わせた半導体レーザが活発に研究開発されてきた。この場合、図８から図１３に示すように、発振モード選択フィルタとしてアレー導波路格子（ＡＷＧ；arrayed waveguide grating)（非特許文献１）、マッハ・ツェンダー型フィルタ（非特許文献２）およびラダー干渉型フィルタ（非特許文献３）などが報告されている。

アレー導波路格子タイプの発振モード選択フィルタは、図８に示すように、入力導波路８０１、入力側スラブ導波路８０２、アレー導波路８０３、出力側スラブ導波路８０４および出力導波路８０５を有する。マッハ・ツェンダー型フィルタタイプの発振モード選択フィルタは、図９に示すように、入力導波路９０１、第１の光結合器９０２、光導波路９０３、第２の光結合器９０４および出力導波路９０５を有する。ラダー干渉型フィルタタイプの発振モード選択フィルタは、図１０に示すように、入力ポート１００１、電極１００２、光結合器１００３および出力ポート１００４を有し、光結合器１００３と導波路を介して梯子状に連結している。

この他、図１１に示すように、共振周波数間隔の異なるリング共振器１１０２，１００４を用いた発振モード選択フィルタ（非特許文献４）、または図１２に示すように、櫛形フィルタスペクトルを示すサンプルドグレーティング（ＳＧ；sampled grating) １２０１どうしを直列接続した発振モード選択フィルタ（非特許文献５）、或いは図１３に示すように、超周期グレーティング（ＳＳＧ；super-structure grating）１３０１どうしを直列接続した発振モード選択フィルタ（非特許文献６）の例も報告されている。

非特許文献１から非特許文献３に報告された波長フィルタの場合、いずれも周期的な透過帯域を有する。この場合、透過帯域どうしの波長間隔は自由スペクトル帯域幅（ＦＳＲ；free-spectral range)と定義される。一方、非特許文献４から非特許文献６に報告されたリング共振器およびＳＧ／ＳＳＧの場合には、周期的な透過帯域を有するものの、共振周波数の異なるフィルタどうしを直列接続すると、二つの波長フィルタそれぞれの共振周波数の最小公倍数に当たる波長間隔でＦＳＲ（自由スペクトル帯域幅）が定まる。つまり、いずれの場合もＦＳＲごと周期的透過帯域を有する。このように、発振モード選択フィルタが複数の周期的透過帯域を有する場合には、そのＦＳＲがＳＯＡ（半導体光増幅器）の利得帯域よりも狭くなると、複数の波長で同時発振することが危惧される。従って、このような多モード発振を防止するためには、発振モード選択フィルタにおける所望の透過帯域のみで、波長可変範囲内でレーザ発振に必要な最低のしきい利得が得られるようにしなければならない。しかし、そのようにすると、適用できる単一モード発振波長可変範囲が制限され、広帯域波長範囲にわたり、多モード発振を起こすことなく、安定な単一モード動作を得ることは困難となる。

B. Glance et al,"Applications of the integrated waveguide grating router, Journal of Lightwave Technology,Vol.12,pp.957-962 M. R. Paiam et al,"A 12-channal phased-array wavelength multiplexer with multimode interference couplers", IEEE Photonics Technology Letters,Vol.10,No.2,February 1998,pp.243-243 S. Matsuo et al,"Digitally tunable laser using ladder filter and ring resonator, Proc. European Conference on Optical Communication (ECOC), TH.1.2.3, September 2003,pp.884-885 B. Liu et al,"Wide tunable double ring resonator coupled laser", IEEE Photonics Technology Letters,Vol.14,No.5,May 2002,pp.600-602 V. Jayaraman et al,"Theory, design, and performance of extended tuning range semiconductor laser with sampled grating", IEEE Journal of quantum electronics,Vol.29,1993,pp.1824-1834 H. Ishii et al,"Multiple phase shift super structure grating DBR lasers for broad wavelength tuning", IEEE Photonics Technology Letters,Vol.5,1993,pp.613-615

本発明は、従来技術の上述のような課題に鑑みてなされたもので、その目的は、受動型発振モード選択フィルタを用いる波長可変レーザにおいて、多モード発振を防ぎ、かつ単一モード発振波長可変範囲を拡大することを可能にする発振モード安定化方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明は、光波の干渉作用を用いた波長フィルタを発振モード選択素子として用い、半導体光増幅器を活性層として使用した波長可変レーザの発振モード安定化方法において、前記波長フィルタの主モードと隣接モードとの波長間隔（Δλ）を所望の波長可変領域（Δλ_ｃ）よりも大きくなるように設定したことを特徴とする。

また、本発明は、光波の干渉作用を用いた波長フィルタを発振モード選択素子として用い、半導体光増幅器を活性層として使用した波長可変レーザの発振モード安定化方法において、前記波長フィルタにおける透過帯域の周期性を解消して単一モード発振可能な波長可変範囲を増大させるため前記発振モード選択フィルタ素子の光路長差をチャープ変調（チャーピング）する際に、それぞれ前記波長フィルタの主モードと隣接モードとの波長間隔をΔλ、所望の波長可変領域をΔλ_ｃ、チャーピングを用いて導入した、主モードに対する隣接モード抑圧比をＥＲ、利得ピークにおける利得係数の波長に対する２回微分値をｇ"_λ、活性層の光閉じ込め係数をΓ、活性層長をＬとした場合に、それらの関係が次式
ＥＲ／（１０ｌｏｇ（ｅ） ΓＬｇ"_λΔλ）＋Δλ＞Δλ_ｃ
となるように設定したことを特徴とする。

ここで、前記波長フィルタが、アレー導波路格子、ラダー干渉型フィルタ、またはマッハ・ツェンダー干渉型フィルタのいずれか１つであることを特徴とすることができる。

また、前記波長フィルタが、共振周波数間隔の異なるリング共振器を用いた発振モード選択フィルタ、櫛形フィルタスペクトルを示すサンプルドグレーティングどうしを直列接続した発振モード選択フィルタ、または超周期グレーティングどうしを直列接続した発振モード選択フィルタのいずれか１つであることを特徴とすることができる。

本発明によれば、ＡＷＧ、ラダー干渉型フィルタおよびマッハ・ツェンダー型フィルタなどを発振モード選択素子として用いる波長可変レーザにおいて、フィルタの主モードと隣接モードとの波長間隔Δλを所望の波長可変領域Δλ_ｃよりも大きくし、あるいは波長フィルタの光路長差をチャープ変調（チャーピング）する際に、チャーピングによる主モードに対する隣接モード抑圧比、活性層の光閉じ込め係数、活性層長などと、所望の波長可変領域Δλ_ｃとを、所定の関係になるように設定することで、広帯域波長範囲にわたり、多モード発振を起こすことなく、安定な単一モード動作が可能となる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
［第１の実施形態］
図１〜図４を参照して、本発明の第１の実施形態を説明する。図１の（Ａ）、（Ｂ）に受動型発振モード選択フィルタを用いた波長可変レーザの構造を示す。図１（Ａ）に示す波長可変レーザ発振器は、ファブリ・ペロー（Fabry-Perot ）共振構造のもので、第１の反射鏡１０１、発振モード選択フィルタ素子１０２、光導波路１０３、利得媒質（ＳＯＡ：半導体光増幅器）１０４、および第２の反射鏡１０５をこの順序で配置している。図１（Ｂ）に示す波長可変レーザ発振器は、光結合器１０７、発振モード選択フィルタ素子１０２、利得媒質（ＳＯＡ）１０４を、光導波路１０３を介してリング状に連結している。この場合、発振モード選択フィルタ素子１０２としては、図８〜図１０を用いて上述したＡＷＧ、マッハ・ツェンダー型フィルタ、あるいはラダー干渉型フィルタなどを用いることができる。図１（Ａ）のファブリ・ペロー共振構造の波長可変レーザ発振器でも、或いは図１（Ｂ）のリング共振構造の波長可変レーザ発振器でも、同様なレーザ発振動作を得ることができる。

通常、注入キャリア密度に対するＳＯＡ１０４の材料利得（ｇ）は次式（１）のように近似することができる。

ここで、ＮおよびＮ_０はそれぞれ注入キャリア密度および透明キャリア密度を表す。λ_ｐはバンドフィリング効果による利得ピークの波長シフトを表す項であり、次式（２）、（３）のように定義される。

また、ｇ’_Ｎおよびｇ”_λはそれぞれ次式（４）、（５）にように定義される。

上式（１）により求められた注入キャリア密度に対するＳＯＡ１０４の材料利得特性を図２に示す。ＳＯＡ１０４はＩｎＰ系化合物半導体の多重量子井戸構造であり、Ｃバンド領域で利得が得られるようになっている。図２に示すように、ＳＯＡ１０４の材料利得は光波長に対して一定ではなく、波長依存性を有する。つまり、これは、発振モード選択フィルタ素子１０２は周期的透過帯域を有するものの、ＳＯＡ１０４における利得の波長依存性のために、それぞれの透過帯域における閾値利得が等しくないことを意味する。この場合、閾値キャリア密度（Ｎ_th）は次式（６）のように表される。

ここで、ｇ_thは閾値利得を表すパラメータである。

通常、ＡＷＧ、マッハ・ツェンダー型フィルタやラダー干渉型フィルタの場合で、所望の中心透過海域が回折次数ｍにより定まる場合には、ｍ＋１およびｍ−１により決まる透過帯域はそれぞれ所望の透過帯域の短波長側および長波長側へＦＳＲだけ離れた波長に位置する。回折次数ｍにより定まる中心透過帯域波長をλ_ｍと定義すると、ｍ＋１およびｍ−１により決まる透過帯域波長λ_ｍ+1およびλ_ｍ-1は次式（７）、（８）のように表される。

ここで、Δλ_FSRはＦＳＲの波長範囲を表すパラメータである。

発振モード選択フィルタ素子１０２のλ_ｍが利得ピーク波長に一致する場合には、λ_ｍでレーザ発振に必要となる閾値利得ｇ_th(ｍ)が得られる。一方、λ_ｍ+1およびλ_ｍ-1での閾値利得ｇ_th(ｍ+1)およびｇ_th(ｍ-1)は次式（９）、（１０）のように決まる。

ここで、Δｇは隣接透過帯域間の閾値利得差を表すパラメータである。従って、式（１）〜（１０）の関係から、ｍ＋１、ｍおよびｍ−１により決まるフィルタ透過帯域で、レーザ発振に必要となる閾値キャリア密度Ｎ_th(ｍ+1)、Ｎ_th(ｍ)およびＮ_th(ｍ-1)はそれぞれ次式（１１）、（１２）、（１３）のように表される。

波長可変レーザにおいて、発振モード選択フィルタ素子１０２の所望の透過帯域でレーザ発振を得るためには、波長可変動作の際に次式（１４）、（１５）の条件を満たすことが必要不可欠となる。

上式（１４）および（１５）は、それぞれ所望の発振波長よりも短波長側および長波長側でのレーザ発振を防ぐための条件である。つまり、上式（１４）および（１５）を同時に満足する波長範囲で多モードレーザ発振を防ぐことが可能となる。この場合、図２に示す利得スペクトルの波長依存性の関係から、上式（１４）および（１５）を満たすλ_ｍはそれぞれ次式（１６）、（１７）のように決まる。

従って、発振モード選択フィルタ素子１０２を用いる波長可変レーザにおける連続波長可変範囲Δλ_ｃはλ_ｍax−λ_ｍinとなり、次式（１８）のように表される。

上式（１８）は、発振モード選択フィルタ素子１０２の連続波長可変範囲Δλ_ｃは、少なくともΔλ_FSR以上になり、周期的透過帯域間の閾値利得差Δｇに比例してΔλ_ｃが増大することを意味する。この場合、Δｇは次式（１９）のように表すことができる。

ここで、ＥＲは発振モード選択フィルタ素子１０２において、チャーピングを用いて導入した主モードに対する隣接モード抑圧比、すなわち、λ_ｍのフィルタ透過率に対するλ_ｍ+1およびλ_ｍ-1でのフィルタ透過率との消光比であり、単位は［ｄＢ］である。上式（１９）中の10log(e)は１cm^-1＝10log(e)ｄＢ／ｃｍの関係を表す定数である。ΓおよびＬはそれぞれＳＯＡ１０４のモード閉込係数および相互作用長を表し、Ｌの単位は［ｃｍ］である。

図１０で示したラダー干渉型フィルタにおける透過率スペクトル特性を図３に示す。通常、発振モード選択フィルタ素子１０２が周期的透過帯域を有する場合には、それぞれの透過帯域における透過率は等しくなるため、ＥＲの値は０となり、上式（１９）で定義したΔｇも０となる。即ち、周期的透過帯域を有する発振モード選択フィルタ素子１０２を用いた波長可変レーザの場合には、上式（１８）のΔλ_ｃは、次式（２０）のように表される。

Δλ_FSRがそれぞれ１０ｎｍ，２０ｎｍおよび３０ｎｍとなる発振モード選択フィルタ素子１０２を用いた波長可変レーザにおいて、光波長に対する閾値キャリア密度Ｎ_th(ｍ+1)、Ｎ_th(ｍ)およびＮ_th(ｍ-1)を図４の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示す。図４の（Ａ）、（Ｂ）および（Ｃ）はそれぞれΔλ_FSR＝１０ｎｍ、２０ｎｍおよび３０ｎｍの場合の特性である。この場合、所望の透過帯域（ｍ）で発振モードホップが生じない波長可変範囲は、Ｎ_th(ｍ)のキャリア密度が最低になる波長範囲Δλ_ｃになる。図４に示すように、その波長範囲Δλ_ｃはそれぞれ（Ａ）１０ｎｍ、（Ｂ）２０ｎｍおよび（Ｃ）３０ｎｍとなり、上式（２０）に合致する。

［第２の実施形態］
次に、図５〜図７を参照して本発明の第２の実施形態を説明する。本発明の第１の実施形態で説明したように、ＡＷＧ、マッハ・ツェンダー型フィルタおよびラダー干渉型フィルタなどを発振モード選択素子１０２として用いる波長可変レーザの場合には、周期的透過帯域により、波長可変領域Δλ_ｃが、ＦＳＲ(自由スペクトル帯域幅)の波長範囲を表すパラメータであるΔλ_FSR程度に制限されてしまう（上式（２０）参照）。従って、Δλ_ｃを増大するためには、Δλ_FSRを増大するしかならなくなる。非特許文献４から非特許文献６に報告された波長フィルタの場合では、２つの波長フィルタの共振周波数の差分を小さくすることにより、Δλ_FSRの増大が可能になる。しかし、非特許文献１から非特許文献３に報告された波長フィルタの場合には、フィルタのΔλ_FSRを広げる設計を行うと、フィルタの相互作用長を増大しない限り、必然的に透過帯域幅も広がってしまうため、レーザの閾値利得の増大や副モード抑圧比（ＳＭＳＲ；side-mode suppression ratio)の低下が懸念される。

一方、上式（１８）に示すように、周期的透過帯域間の閾値利得差Δｇを増大させれば、Δλ_FSRを一定値に保持したまま、Δλ_ｃを増大させることが可能となる。Δｇを増大させるためには、上式（１９）に示すように、消光比ＥＲを増大させるか、ＳＯＡのモード閉じ込め係数Γ或いはＳＯＡの相互作用長Ｌを減少させれば良い。但し、Δｇに対するΓおよびＬの反比例関係はＥＲが０以上になっている場合に限られる。

ＥＲを増大させるためには、発振モード選択フィルタにおける透過帯域の周期性を解消することが必要不可欠となる。通常、ＡＷＧ、ラダー干渉型フィルタおよびマッハ・ツェンダー型フィルタのような光干渉作用を用いた発振モードフィルタ素子は、光干渉計内部の位相変化をもたらす光路長差をチャープ変調（チャーピング）することにより、所望の波長領域のみ透過帯域を有し、それ以外の不要な波長領域での透過帯域はすべて打ち消し合わせることができ、単一透過帯域化が可能となる。

図５にチャーピングを施したラダー干渉型フィルタにおける波長スペクトル特性（実線で表す）を示す。ここで、破線はチャーピングを施していない場合の波長スペクトル特性である。チャーピングにより所望の透過帯域に隣接する不要な透過帯域を１０．３ｄＢ抑圧されている。この際、チャーピングによる所望および不要な透過帯域との消光比はチャーピング条件に依存する。

発振モード選択フィルタのチャーピングによる消光比ＥＲに対する周期的透過帯域間の閾値利得差Δｇを図６に示す。この場合、ＳＯＡのモード閉じ込め係数Γは０．０８と一定である。図６に示すように、ＥＲが増大すればするほど、Δｇが線形的に増大し、上式（１８）に示されているように、Δλ_ｃが増大するほか、ＳＯＡの相互作用長Ｌを減少させることにより、Δｇの増大効果が顕著になることが分かる。

それぞれ異なるＬを有する発振モード選択フィルタ素子を用いた波長可変レーザにおいて、光波長に対する各透過帯域における閾値キャリア密度を図７の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示す。発振モード選択フィルタのΔλ_FSRは３０ｎｍ、チャーピングによるＥＲは１０．３ｄＢである。図７の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、それぞれＬ＝１２００μｍ、６００μｍおよび４００μｍの場合を示している。図７の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示すように、Ｌが短縮されるにつれて、閾値キャリア密度ｇ_thが減少し、レーザ発振に必要なＮ_th(ｍ)が増大するものの、上式（１９）に示すΔｇの増大により波長可変レーザの波長可変領域Δλ_ｃが増大する。この場合、Δλ_ｃは図７の（Ａ）で３８ｎｍ、図７の（Ｂ）で４６ｎｍおよび図７の（Ｃ）で５５ｎｍとなり、この結果、Ｌが６００μｍ以下になれば、Ｃバンド領域だけでなく、利得スペクトルの適正化により、Ｌバンド領域をカバーすることも可能になる。

また、上式（１９）から、ＳＯＡ（利得媒質）１０４の相互作用長Ｌの代わりに、そのモード閉じ込め係数Γを減少させることによっても、多モードレーザ発振を起こさないで波長可変範囲を増大させることができることは言うまでもない。

本実施形態における上記の論点をまとめると、次の通りになる。すなわち、光干渉計内部の位相変化をもたらす光路長差をチャープ変調（チャーピング）する際に、それぞれ波長フィルタの主モードと隣接モードとの波長間隔をΔλ、所望の波長可変領域をΔλ_ｃ、チャーピングを用いて導入した、主モードに対する隣接モード抑圧比（すなわち主モード(λｍ)のフィルタ透過率に対する隣接モード（λｍ＋１およびλｍ−１）でのフィルタ透過率との消光比）をＥＲ、利得ピークにおける利得係数の波長に対する２回微分値をｇ"_λ、活性層の光閉じ込め係数をΓ、活性層長をＬとした場合に、それらの関係が、上式（１６）〜（１９）から導かれる、次式（２１）となるように設定すれば、波長フィルタにおける透過帯域の周期性を解消して、単一モード発振可能な波長可変範囲を増大させることができる。
ＥＲ／（１０ｌｏｇ（ｅ） ΓＬｇ"_λΔλ）＋Δλ＞Δλ_ｃ（２１）

（他の実施の形態）
上記では、本発明の好適な実施形態を例示して説明したが、本発明の実施形態は上記例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内であれば、その構成部材等の置換、変更、追加、個数の増減、形状の設計変更等の各種変形は、全て本発明の実施形態に含まれる。例えば、本発明に係るフィルタ等を同一基板上に集積化したデバイスでも、フィルタを例えば光ファイバを使って接続するなど外部に設けた構成のシステムでも本発明の実施形態に含まれる。

本発明の第１の実施形態に係わる光干渉作用に基づく波長可変フィルタを発振モード選択素子として用いる波長可変フィルタの概略図であって、（Ａ）はファブリ・ペロー型レーザキャビティを表すブロック図、（Ｂ）はリング共振型レーザキャビティを表すブロック図である。多重量子井戸を用いる半導体光増幅器の材料利得スペクトル特性を示す特性図である。本発明の第１の実施形態に係わるラダー干渉型フィルタのスペクトル特性を示す特性図である。本発明の第１の実施形態に係わる波長可変レーザにおいて、受動型発振モード選択フィルタのＦＳＲが（Ａ）１０ｎｍ、（Ｂ）２０ｎｍおよび（Ｃ）３０ｎｍの場合に、それぞれの周期的透過帯域における閾値キャリア密度Ｎ_th(m+1)、Ｎ_th(m)およびＮ_th(m-1)を示す図である。本発明の第２の実施形態に係わるチャープ変調（チャーピング）を施したラダー干渉型フィルタのスペクトル特性を示す特性図である。本発明の第２の実施形態に係わる発振モード選択フィルタ素子のチャーピングによる消光比に対する周期的透過帯域間の閾値利得差Δｇを示す特性図である。本発明の第２の実施形態に係わるチャーピングを施した発振モード選択フィルタを用いる波長可変レーザにおいて、半導体光増幅器の相互作用長が（Ａ）１２００μｍ、（Ｂ）６００μｍおよび（Ｃ）４００μｍの場合の、それぞれの周期的透過帯域における閾値キャリア密度Ｎ_th(m+1)、Ｎ_th(m)およびＮ_th(m-1)を示す特性図である。従来技術に係わる発振モード選択フィルタ素子の一例であるアレー導波路格子（ＡＷＧ；arrayed waveguide grating)の構造を概念的に示す説明図である。従来技術に係わる発振モード選択フィルタ素子の他の例であるマッハ・ツェンダー型フィルタの構造を概念的に示す説明図である。従来技術に係わる発振モード選択フィルタ素子の他の例であるラダー干渉型フィルタの構造を概念的に示す説明図である。従来技術に係わる発振モード選択フィルタ素子の別の例である直列接続されたリング共振型フィルタの構造を概念的に示す説明図である。従来技術に係わる発振モード選択フィルタ素子の別の例であるサンプルドグレーティングの構造を概念的に示す説明図である。従来技術に係わる発振モード選択フィルタ素子の別の例である超周期グレーティングの構造を概念的に示す説明図である。

符号の説明

１０１第１の反射鏡
１０２発振モード選択フィルタ素子
１０３光導波路
１０４利得媒質（ＳＯＡ）
１０５第２の反射鏡
１０７光結合器
８０１入力導波路
８０２入射側スラブ導波路
８０３アレー導波路
８０４出射側スラブ導波路
８０５出力導波路
９０１入力導波路
９０２第１の光結合器
９０３光導波路
９０４第２の光結合器
９０５出力導波路
１００１入力ポート
１００２電極
１００３光結合器
１００４出力ポート
１１０１入力導波路
１１０２，１１０４リング共振器
１１０５出力導波路
１２０１サンプルドグレーティング
１３０１超周期グレーティング

Claims

光波の干渉作用を用いた波長フィルタを発振モード選択素子として用い、半導体光増幅器を活性層として使用した波長可変レーザにおいて、
前記波長フィルタの主モードと隣接モードとの波長間隔（Δλ）を所望の波長可変領域（Δλ_ｃ）よりも大きくなるように設定したことを特徴とする波長可変レーザの発振モード安定化方法。
光波の干渉作用を用いた波長フィルタを発振モード選択素子として用い、半導体光増幅器を活性層として使用した波長可変レーザにおいて、
前記波長フィルタにおける透過帯域の周期性を解消して単一モード発振可能な波長可変範囲を増大させるため前記発振モード選択フィルタ素子の光路長差をチャープ変調（チャーピング）する際に、それぞれの前記波長フィルタの主モードと隣接モードとの波長間隔をΔλ、所望の波長可変領域をΔλ_ｃ、チャーピングを用いて導入した、主モードに対する隣接モード抑圧比をＥＲ、利得ピークにおける利得係数の波長に対する２回微分値をｇ"_λ、活性層の光閉じ込め係数をΓ、活性層長をＬとした場合に、それらの関係が次式
ＥＲ／（１０ｌｏｇ（ｅ） ΓＬｇ"_λΔλ）＋Δλ＞Δλ_ｃ
となるように設定したことを特徴とする波長可変レーザの発振モード安定化方法。
前記波長フィルタが、アレー導波路格子、ラダー干渉型フィルタ、またはマッハ・ツェンダー干渉型フィルタのいずれか１つであることを特徴とする請求項１または２に記載の波長可変レーザの発振モード安定化方法。