JP2007208689A - 干渉低減受信装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度で高速の干渉低減処理を可能とする受信装置及び受信方法を提供する。
【解決手段】干渉低減受信装置は、デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にウェイトをそれぞれ乗算し合成するものであり、当該デジタル信号に基づいて各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを推定する推定手段と、上記各タイミング近辺において上記デジタル信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、量子化された各信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をそれぞれ要素とする信号相関行列を生成する信号相関行列生成手段と、上記チャネルレスポンスベクトル及び上記信号相関行列に基づいてウェイトを算出するウェイト算出手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明はＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 方式を用いた通信システムに用いられる干渉低減受信装置及びその方法に関する。

現在、ＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access）方式をはじめとする種々の
高速大容量の無線通信方式が提案されている。ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 方式を用いた通信システムにおいても、高速大容量の無線通信を実現するべく従来のＲＡＫＥ受信機よりも高性能な復調器が求められている。

また、このＲＡＫＥ受信機において通信品質を劣化させる原因としてマルチパス干渉がある。これは、伝搬路での電波の反射等によって生じる反射波と直接波とが併せられることによって相互干渉を起こすというものである。

従って、ＲＡＫＥ受信機において高速通信を実現しようとする場合には、このマルチパス干渉を効率的に低減する技術が重要となる。このような干渉低減技術として、Ｇ−ＲＡＫＥ（Generalized RAKE）受信機が提案されている。このＧ−ＲＡＫＥ受信機には、マルチパス信号の遅延プロファイル（チャネルインパルス応答）でピークの検出されたタイミング及びその他所定のタイミングにおける各信号に対し、それぞれ所定の拡散コードで逆拡散し、更にウェイトを乗算したものをそれぞれ加算して出力するというものがある。

図２０は、従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機の概要を示す図であり、遅延プロファイル１５でピークの検出されたタイミングに加え、干渉除去に有効なその他のタイミングを含めるようにしたものである（例えば、特許文献１、２、非特許文献１参照）。このようなＧ−ＲＡＫＥ受信機においては、ウェイト乗算の計算量が少なくなるという利点を維持しつつ、特性も最良に近いという利点があり、干渉低減のための技術として有望視されている。

また、Ｇ−ＲＡＫＥ受信機におけるウェイトｗは次のように導かれる。すなわち、ｙを複数の相関器１４の出力信号（複素信号）を要素に持つベクトル、ｚを加算器１３の出力信号（複素信号）、ｗをウェイトのベクトルとすると、
ｚ＝ｗ^Ｈｙ
と表すことができる。ここで、Ｈはエルミート転置を表す。

また、ｓを特定のユーザの送信データ、ｈをチャネル推定値のベクトル、ｎを熱雑音とマルチパス干渉を含む雑音のベクトルとすると、
ｙ＝ｈｓ＋ｎ
と表すことができる。

ここで、出力信号ｚから雑音成分ｎを除去する観点から、次式で表される共分散行列Ｒ
Ｒ＝Ｅ［ｎｎ^Ｈ］（Ｅ［］ は期待値を表す）
を用いて、ｗ＝Ｒ^-1ｈがウェイトとして用いられる。

図２１ は、従来のＧ−ＲＡＫＥ 受信機における共分散行列の要素Ｒ_ｉｊを求めるための回路構成例を示す図である。図２１に示す回路では以下のように共分散行列の要素Ｒ_ｉｊが求められる。受信データ（チップデータ）のうちのパイロット信号(ＣＰＩＣＨ：Common Pilot CHannel)が相関器２１においてタイミングｔ_ｉで逆拡散され、加算器２３においてこの逆拡散された信号から同信号の平均化（平均部２２）されたものが減算される。
同様に、受信データのうちのパイロット信号が相関器２４においてタイミングｔ_ｊで逆拡散され、加算器２６においてこの逆拡散された信号から同信号の平均化（平均部２５）されたものが減算される。そして、加算器２３と加算器２６とからの出力信号が乗算器２７において乗算され、これが平均部２８において平均化されることで共分散行列の要素Ｒ_ｉｊが求められる。

一方、ＲＡＫＥ 受信機において、任意の２つのパスの間の遅延時間分だけ、一方のパ
スタイミングを中心に、他方のパスタイミングと対称の位置にあるタイミング(ＭＩＣＴ
：Multi-path Interference Correlative Timing) を逆拡散タイミングとすることで、干渉を低減する技術が開示されている（例えば、特許文献３、４参照）。
特表２００２−５２７９２７号公報 特表２００３−５０３８７９号公報 特開２００３−１３３９９９号公報 特願２００４−１７３７９３号 Gregory E. Bottomley, Tony Ottosson, Yi-Pin Eric Wang, "A Generalized RAKE Receiver for Interference Suppression", IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS, VOL.18, NO.8, AUGUST 2000

しかしながら、上述のＧ−ＲＡＫＥ受信機では、干渉を低減するために用いられるウェイトが既知のパイロット信号を用いて得られた値を要素とする共分散行列から求められるため、干渉低減は実現されるものの、その演算量の多さから処理が遅くなり結果として高速通信を実現できないという問題があった。これは、共分散行列が雑音成分の相関であるため、受信信号から既知の信号を差し引かなければ求められないからである。パイロット信号の拡散率が例えば２５６である場合、２５６チップに一つのデータしか得ることができないため、短時間で十分な精度の共分散行列ひいてはウェイトが得られないものである。

また、上記非特許文献１には干渉除去に有効なタイミングについて具体的な示唆はなく、干渉除去に有効なタイミングをいかに決定するかという点も課題となっている。

本発明はこのような問題点に鑑み提案されたものであり、その目的とするところは高精度で高速の干渉低減処理を可能とする受信装置及び受信方法を提供することにある。

本発明は、上述した課題を解決するために以下の構成を採用する。即ち、本発明は、デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する干渉低減受信装置についてのものであり、当該干渉低減受信装置は、上記デジタル信号に基づいて上記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを推定する推定手段と、上記各タイミング近辺において上記デジタル信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、上記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと上記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させる遅延手段と、上記量子化された各信号及び上記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をそれぞれ要素とする信号相関行列を生成する信号相関行列生成手段と、上記チャネルレスポンスベクトル及び上記信号相関行列に基づいて、上記各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ算出するウェイト算出手段とを備えるというものである。

本発明では、各逆拡散のタイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に持つチャネルレスポンスベクトルと逆拡散前のデジタル信号の量子化された信号に基づいて算出される信号相関値を要素とする信号相関行列とに基づいて、各逆拡散タイミングに対応するウェイトがそれぞれ算出され、この算出されたウェイトが用いられることにより逆拡散後の各信号が合成される。

このように、本発明は、既知のパイロット信号等を用いなくとも当該信号相関値を用いることで信号相関行列を生成することができるため、高速なウェイト生成が可能となる。ひいては、ウェイトを生成するために処理しうるデジタル信号のサンプル数を増加させることができ、短時間で十分な精度のウェイトを得ることができる。

更に、本発明は、ウェイトを求めるために用いられる信号相関行列がデジタル信号の量子化された信号に基づき生成される。当該量子化は例えばデジタル信号のうち符号ビットを用いることにより実現される。

従って、本発明によれば、通常の信号相関値を求めるのに比べより少ないデータ量で信号相関値を求めることができるため、演算量を大幅に削減することができ、高速干渉低減処理を実現することが可能となる。

また、本発明に係る上記各信号相関値は、量子化された各信号とその信号に対応するタイミングに関し上記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られた第１の相関値、及び上記量子化された各信号を同一信号同士で乗算し平均化して得られた第２の相関値とすることができる。

これにより、各逆拡散タイミングに対応するウェイトを算出することが可能となる。

また、本発明に係る上記信号相関行列生成手段は、上記第１の相関値若しくは上記第２の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係数をその第１の相関値若しくは上記第２の相関値の絶対値情報に基づいてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて上記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段を有するようにしてもよい。

本発明では、量子化された信号を用いて信号相関値を求めるために生じる量子化誤差が各信号相関値の絶対値情報に基づいて算出される補正係数を用いることで補正される。

これにより、本発明によれば、精度の高いウェイトを高速に生成することができるようになる。このように補正された信号相関値を用いれば、全データを用いて算出された信号相関値を用いる場合と同等の信号特性を得ることができることが実証されている。

また、本発明に係る上記信号相関行列生成部は、上記第１の相関値若しくは上記第２の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係数をその各信号相関値の算出に用いられた上記遅延信号に関連するタイミングの時間差に応じてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて上記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段を有するようにしてもよい。

本発明では、量子化された信号を用いて信号相関値を求めるために生じる量子化誤差が各信号相関値の算出に用いられた逆拡散タイミングの時間差に応じて算出される補正係数を用いることで補正される。

これにより、本発明によれば、例えば逆拡散タイミングの時間差に応じた補正係数を予め保持していればそれの抽出及びその補正係数の乗算のみの処理で精度の高いウェイトを生成することができるため、精度の高いウェイトを高速に生成することができる。

また、本発明に係る上記補正手段は、上記各信号相関値の算出に用いられた上記遅延信号に関連するタイミングの時間差と所定の閾値とを比較することにより上記各信号相関値についての補正の要否を決定するようにしてもよい。

本発明では、各信号相関値を補正するにあたり、例えばその信号相関値の算出に用いられた逆拡散タイミングの時間差が所定の閾値より小さい場合にのみ補正をすると決定される。量子化された信号を用いて算出された信号相関行列の性質上、当該逆拡散タイミングの時間差が小さい程その信号相関値の期待値との差が大きくなるため、そのように期待値との差が大きい信号相関値のみを補正するようにすれば、演算量を抑えることができ、高速なウェイト生成処理を実現することができる。

また、本発明は、複数のアンテナで受信された各信号がそれぞれ変換された各デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミング及各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する干渉低減受信装置についてのものでもあり、当該干渉低減受信装置は、上記各デジタル信号に基づいて上記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを算出する推定手段と、上記各タイミング近辺において上記各デジタル信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、上記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと上記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させる遅延手段と、上記各デジタル信号の受信電力を算出する電力算出手段と、上記量子化された各信号及び上記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をその信号相関値の元となるデジタル信号の上記受信電力に応じてそれぞれ補正し、その補正後の信号相関値を要素とする信号相関行列を生成する信号相関行列生成手段と、上記チャネルレスポンスベクトル及び上記信号相関行列に基づいて、上記各タイミング及び上記各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ算出するウェイト算出手段とを備えるというものでもある。

本発明では、複数のアンテナを備える構成において、各デジタル信号の量子化された信号に基づき生成された各信号相関値が各アンテナに対応する各デジタル信号の受信電力分の誤差を含んでいるため、その誤差を電力算出手段により算出される受信電力に応じて補正される。

これにより、本発明によれば、複数のアンテナを備える受信装置であっても、量子化された信号を用いて算出される信号相関行列を用いたとしても精度の高いウェイトを生成することができるため、高速干渉低減処理を実現することが可能となる。

このような場合において、上記信号相関行列生成手段は、上記量子化された各信号とその信号に対応するタイミングに関し上記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られる第１の相関値、上記量子化された各信号とその信号と同一タイミング近辺において量子化された他のアンテナに対応する各信号につきその信号に対応するタイミングに関し上記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られる第２の相関値、及び上記量子化された各信号を同一信号同士若しくは同一タイミング近辺において量子化された信号同士で乗算し平均化して得られる第３の相関値をそれぞれ上記各信号相関値とするようにしてもよい。

なお、本発明は、以上の何れかの機能をコンピュータに実現させる方法であってもよい。また、本発明は、以上の何れかの機能を実現させるプログラムであってもよい。また、本発明は、そのようなプログラムをコンピュータが読み取り可能な記憶媒体に記録したものであってもよい。

本発明によれば、高精度で高速の干渉低減処理を可能とする受信装置及び受信方法を実現することができる。

以下、図面を参照して、それぞれ本発明の実施形態における干渉低減受信装置について説明する。以下に述べる実施形態の構成は例示であり、本発明は以下の実施形態の構成に限定されない。

［第一実施形態］
まず、本発明の第一実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置について、以下に説明する。

〔装置構成〕
図１は本発明の第一実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置の回路構成例を示す図である。アンテナ１０１で受信された無線信号はデュープレクサ１０２を介して無線受信部１０３において復調され、Ａ／Ｄ変換部１０４においてデジタル信号（サンプルデータ）に変換される。このサンプルデータはタイミング生成部１０５及び逆拡散部１０６に与えられ、タイミング生成部１０５で生成された所定の逆拡散のタイミングに従い、逆拡散部１０６における複数のフィンガにより逆拡散が行われる。

また、Ａ／Ｄ変換部１０４のサンプルデータ及びタイミング生成部１０５のタイミングはウェイト生成部１０７にも与えられ、逆拡散部１０６の複数のフィンガに対応するウェイトが生成される。そして、逆拡散部１０６の複数のフィンガの逆拡散出力信号は信号合成部１０８によりウェイト生成部１０７から与えられるウェイトに従って合成され、信号処理部１０９でチャネルデコード等が行われ、受信データとなる。

一方、逆拡散部１０６の逆拡散出力信号はレベル測定部１１０に与えられ、信号レベルに応じて信号合成部１０８にフィードバック制御がかけられるとともに、送信データを変調してデュープレクサ１０２、アンテナ１０１を介して送出する無線送信部１１１の送信電力が制御される。

〈タイミング生成部、逆拡散部及び信号合成部の詳細構成〉
図２は図１におけるタイミング生成部１０５、逆拡散部１０６及び信号合成部１０８の詳細な回路構成例を示す図である。図２に示すように、タイミング生成部１０５は、サーチャ１２１、ＭＩＣＴ生成部１２２、及びタイミング選択部１２３とを備えている。

サーチャ１２１は、Ａ／Ｄ変換部１０４の出力であるサンプルデータから１乃至複数のパスによるインパルス応答の発生遅延時間に対応するタイミング（通常のＲＡＫＥ受信機におけるタイミングであるため、以下「ＲＡＫＥタイミング」と表記する）ｔ_１１、ｔ_２２、・・を生成する。ＭＩＣＴ生成部１２２は、ＲＡＫＥタイミングに基づき、任意の２つのパスの間の遅延時間分だけ一方のパスタイミングを中心に他方のパスタイミングと対称の位置にあるタイミング（ＭＩＣＴ）ｔ_１２、ｔ_２１、・・を生成する。タイミング選択部１２３は、サーチャ１２１のＲＡＫＥタイミング及びＭＩＣＴ生成部１２２のＭＩＣＴの中から適切なタイミングを選択する。

逆拡散部１０６は、複数のフィンガを構成する逆拡散部１２４−１、１２４−２、・・を備えている。

信号合成部１０８は、逆拡散部１２４−１、１２４−２、・・の逆拡散出力とウェイト
生成部１０７から与えられるウェイトとをフィンガ毎に乗算する乗算器１２５−１、１２５−２、・・と、乗算器１２５−１、１２５−２、・・の出力を合算する加算器１２６とを備えている。

〈ウェイト生成部の詳細構成〉
図３は図１におけるウェイト生成部１０７の詳細な回路構成例を示す図である。図３に示すように、ウェイト生成部１０７は、チャネル推定部１３１、信号相関行列生成部１３２、及び乗算部１３３を備えている。

チャネル推定部１３１は、タイミング生成部１０５から与えられるタイミング及びＡ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに基づいてチャネル推定を行ってチャネルレスポンスベクトルｈを生成する。信号相関行列生成部１３２は、タイミング生成部１０５から与えられるタイミング及びＡ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに基づいて信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊを求める。乗算部１３３は、チャネル推定部１３１で生成されたチャネルレスポンスベクトルｈと信号相関行列生成部１３２で生成された信号相関行列Ｒ´からＲ´^−１を生成して乗算し、ウェイトｗを生成する。

〈信号相関行列生成部の詳細構成〉
図４は図３における信号相関行列生成部１３２の詳細な回路構成例を示す図である。図４に示すように、信号相関行列生成部１３２は、遅延部１４１、乗算器１４２、及び平均部１４３を備えている。

遅延部１４１は、Ａ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに対し、タイミング生成部１０５から与えられるタイミングｔ_ｉｊに基づき第１のタイミングｔ_ｉと第２のタイミングｔ_ｊとの差の時間の遅延を与える。乗算器１４２は、Ａ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータと遅延部１４１の出力信号との積をとる。平均部１４３は、乗算器１４２の出力信号の平均化を行い、信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊを求める。

なお、信号相関行列生成部１３２では全サンプルデータにつき信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊを求める場合のほか、全サンプルデータから所定の時間間隔をもってサンプルを取得し、取得したサンプルに基づき信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊを求めることで計算量を削減することができる。すなわち、サンプルデータの番号をｐ、サンプルデータの信号をｖ(
ｐ)とすると、全サンプルデータにつき信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊを求める場合は、ア
スタリスク「＊」を複素共役として、
Ｒ´_ｉｊ＝Σｐ ｖ（ｐ）×ｖ^＊（ｐ＋ｔ_ｉ−ｔ_ｊ）
となり、例えば、５サンプル毎に信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊを求める場合は、
Ｒ´_ｉｊ＝Σｐ ｖ（ｐ×５）×ｖ^＊（ｐ×５＋ｔ_ｉ−ｔ_ｊ）となる。

〈信号相関行列によるウェイトと共分散行列によるウェイトとの比較〉
次に、本発明における信号相関行列Ｒ´と従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列Ｒとの関係につき考察する。

先ず、あるタイミングｔ_ｉでの受信信号（サンプルデータ）をｖ_ｉとすると、ｖ_ｉは次式（１）で表される。

ここで、ａ_ｋは拡散後のチップ系列、ｈ（）はインパルスレスポンス、ｎ_ｉは雑音、Ｔは１チップの長さ（時間）であり、ｖ_ｉは各チップの信号のインパルスレスポンスの和になっている。このときタイミングｔ_ｉでの受信信号ｖ_ｉとタイミングｔ_ｊでの受信信号ｖ_ｊの相関は次式（２）のようになる。

ただし、＜ｘ＞ はｘの平均値を表し、ａ_ｋ、ａ_ｌ、ｎ_ｋ、ｎ_ｌが互いに無相関である
ことを利用している。これが本発明における信号相関行列を表すものであり、より簡略化してａ_ｋの平均電力を１とすると、次式（３）のように表すことができる。

次に受信信号ｖ_ｉの干渉と雑音成分について考える。今着目している信号に対応するチップ系列をａ_０とすると、ｖ_ｉのうちａ_０のみが信号、それ以外は干渉信号あるいは雑音信号であるので、干渉と雑音成分Ｉ_ｉはｖ_ｉからａ_０を除いたものになる。Ｉ_ｉは次式（４）のようになり、総和をとる条件から「ｋ＝０」が除外されている点がｖ_ｉの式と異なる。

このＩ_ｉについても同様に相関を求めると次式（５）のようになる。

これが従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列を表すものであり、より簡略化してａ_ｋの平均電力を１とすると、次式（６）のように表すことができる。

なお、ここでは逆拡散前の信号で雑音の相関を求めたが、逆拡散後であっても同様に求めることができ、全体として拡散率(ＳＦ：Spreading Factor) 倍されるのみであるので
、本質的な違いはない。

上記の式（３）（６）より、
Ｒ＝Ｒ´−ｈｈ^Ｈ
を導くことができ、共分散行列から求めたウェイトをｗ、信号相関行列から求めたウェイトをｗ´とすると、
Ｒｗ＝ｈ
Ｒ´ｗ´＝ｈ
であることから、
Ｒ´ｗ＝ｈｈ^Ｈｗ＋ｈ
Ｒ´ｗ＝ｈ（ｈ^Ｈｗ＋１）
ｗ＝ｗ´（ｈ^Ｈｗ＋１）
と変形することができ、両ウェイトはスカラ倍されているのみで同等のものであることがわかる。従って、行列要素の平均数に対する収束速度も同程度のオーダーであり、信号相関行列は共分散行列に比べて拡散比と同じ程度のオーダーで高速に求めることができる。

図５はチップの平均化時間と行列算出値の信頼度の関係の例を示す図であり、同じ強度の３つのパスが存在する環境におけるものであるが、実線で示す本発明の信号相関行列Ｒ´は、破線で示す従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列Ｒと比べて、短時間の平均化であっても高い精度を有していることがわかる。

〈逆拡散タイミングの選択〉
次に、図１及び２のタイミング生成部１０５におけるタイミングの選択について説明する。

図６は基地局と移動端末の間のマルチパスの概念図であり、基地局と移動端末の間に２つのパス１ 、２ が存在する場合を示している。図７は図６の環境におけるパス１、２のインパルス応答と逆拡散タイミングの関係の例を示す図であり、ＲＡＫＥタイミングとしてタイミングｔ_１１、ｔ_２２が検出可能であるとともに、ＭＩＣＴとしてタイミングｔ_１
２、ｔ_２１が検出可能である。ここで、タイミングｔ_１２は２つのパス１、２の間の遅延時間分だけタイミングｔ_１１を中心にタイミングｔ_２２と対称の位置にあるタイミングであり、タイミングｔ_１２で逆拡散するフィンガを加えることで、タイミングｔ_１１で逆拡散した信号の中に干渉として含まれるパス２の成分を打ち消すことができる。

すなわち、タイミングｔ_１１で逆拡散した信号にはパス１のチップＡから正常に逆拡散した信号のほかに、パス２のチップＺから逆拡散した干渉成分が含まれるが、タイミングｔ_１２で逆拡散するフィンガを加えることで、パス１のチップＺから逆拡散した干渉成分を得ることができ、これはパス２のチップＺから逆拡散した干渉成分と同内容となるため、これを打ち消しのために利用することができる。タイミングｔ_２２とタイミングｔ_２１との関係も同様である。

図８は３つのパス１、２、３が存在する場合のタイミングの例を示す図である。逆拡散のタイミングに使用可能なものとして、ＲＡＫＥタイミングであるタイミングｔ_１１、ｔ_２２、及びｔ_３３と、ＭＩＣＴであるタイミングｔ_１２、ｔ_２１等とがある。そこで、これらのタイミングを、図９に示すように、理論上もしくは経験上、干渉除去に有効であると推定される順にテーブルに規定し、タイミング生成部１０５のタイミング選択部１２３（図２）は使用できるフィンガの数に応じて上記のテーブルの上位に規定されたタイミングから順に割り当てることで最適なタイミングとすることができる。

〈ウェイト生成部の他の構成〉
図１０は図１〜図３におけるウェイト生成部１０７の他の構成例を示す図であり、複数のフィンガに対応するウェイトの一部を通常のレイク方式により求めるようにすることで演算処理量の削減を図ったものである。すなわち、本発明の信号相関行列に基づいてウェイトを生成することで短時間に精度の高いウェイトを求めることができるが、反面、演算処理量が若干増加するものであるため、フィンガのうち干渉除去に有効であると推定される順位として下位にあるＲＡＫＥタイミングについては、通常のレイク方式を採用するようにしたものである。

図１０において、ウェイト生成部１０７は、フィンガ＃１〜＃４に対応するタイミングｔ_１１、ｔ_１２、ｔ_２２、ｔ_２１から信号相関行列に基づいてウェイトを生成する信号相関行列ウェイト生成部１５１と、フィンガ＃５、＃６に対応するタイミングｔ_３３、ｔ_４４から通常のレイク方式によりウェイトを生成するＲＡＫＥウェイト生成部１５２とを備えている。

また、信号相関行列に基づいて生成されたウェイトと通常のレイク方式により生成されたウェイトとのレベル補整を行うため、フィンガ＃１〜＃４のうちＲＡＫＥタイミングとなるフィンガ＃１、＃３に対応するタイミングｔ_１１、ｔ_２２から通常のレイク方式によりウェイトを生成するＲＡＫＥウェイト生成部１５３ と、同タイミングに基づいて信号
相関行列ウェイト生成部１５１により求められるウェイトとＲＡＫＥウェイト生成部１５３により求められるウェイトとの絶対値の比を計算し、乗算器１５５−１〜１５５−４によりレベル補整を行うレベル補整部１５４とを備えている。ここで、レベル補整部１５４における比の計算は次式により行われる。

ここで、分母は信号相関行列に基づいて生成されたウェイトのうちＲＡＫＥタイミングでのウェイトの全電力を示し、分子は分母に対応するＲＡＫＥタイミングでの通常のレイク方式により生成されたウェイトの全電力を示している。なお、ｂは適当な係数であり、「１／２」、「２」といった定数である。また、レベル補整は、信号相関行列に基づいて生成されたウェイトと通常のレイク方式により生成されたウェイトとのレベルを完全に平等にするというよりも、精度の良い信号相関行列に基づいて生成されたウェイトを若干大きめにするように行うことが好ましい。

［第二実施形態］
本発明の第二実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置について以下に説明する。先に説明した第一実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置は、逆拡散前の受信信号から算出された信号相関行列の逆行列とチャネル推定されたチャネルベクトルとを掛け合わせることにより取得されたウェイトを逆拡散された信号の合成時に用いることにより受信信号特性を向上させていた。

第二実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置は、第一実施形態における信号相関行列を受信信号の符号ビットのみを用いて生成することで、第一実施形態の利点を維持しつつ信号相関行列算出における演算量を削減し高速に精度の高いウェイトを取得するというものである。なお、本第二実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置は１本の送受信アンテナを有する通信装置において好適である。

〔装置構成〕
第二実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置は、第一実施形態と同様の機能部から構成される（図１〜３参照）。但し、ウェイト生成部１０７内の信号相関行列生成部１３２については、第一実施形態と異なる構成を有するため、以下に説明する。第一実施形態と同様の他の機能部については図中において同一符号で示し説明を省略する。

〈信号相関行列生成部の詳細構成〉
図１１は図３におけるウェイト生成部１０７内の信号相関行列生成部１３２の第二実施形態における詳細な回路構成例を示す図である。図１１に示すように、信号相関行列生成部１３２は、符号ビット抽出部２０１、遅延部２０２、乗算器２０３、平均部２０４及び補正部２０５を備えている。信号相関行列生成部１３２は、第一実施形態と同様に、Ａ／Ｄ変換部１０４からのサンプルデータ（受信データ）及びタイミング生成部１０５からの当該信号相関行列生成部１３２に対応する逆拡散タイミングｔ_ｉと逆拡散タイミングｔ_ｊを入力とし、信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊを出力とする。

符号ビット抽出部２０１は、Ａ／Ｄ変換部１０４から入力されるサンプルデータのうち逆拡散タイミングｔ_ｉ周辺のデータに関し、符号ビットを実部と虚部とのそれぞれについて逐次抽出する。抽出される符号ビットとは、例えば対象データの最上位ビット（ＭＳＢ
（MOST SIGNIFICANT BIT））である。当該抽出されるビットを符号ビットとしたのはデジタル信号における相関が強く出ると考えられる情報だからである。抽出された符号ビットは順次乗算器２０３及び遅延部２０２に送られる。なお、符号ビット抽出部２０１により抽出されるのは符号ビットのみではなく、符号ビットを含む複数ビットが抽出されるようにしてもよいい。以降、符号ビット抽出部２０１から出力される信号を符号ビット信号、若しくは(実部の符号ビット（±１）、虚部の符号ビット（±１）)と表記する。

遅延部２０２は、符号ビット抽出部２０１から出力される逆拡散タイミングｔ_ｉ周辺の符号ビット信号に対し、逆拡散タイミングｔ_ｉと逆拡散タイミングｔ_ｊとの時間差（以降、タイミング差と表記する）の遅延を与える。また、遅延部２０２は、当該逆拡散タイミングｔ_ｉと逆拡散タイミングｔ_ｊとのタイミング差を補正部２０５に渡す。

乗算器２０３は、符号ビット抽出部２０１から出力される逆拡散タイミングｔ_ｉ周辺の符号ビット信号と遅延部２０２から出力される遅延が与えられた符号ビット信号の複素共役を取ったものとの積をとる。平均部２０４は、乗算器２０３から出力される信号を平均化し、補正部２０５に渡す。以降、平均部２０４から出力される信号を符号ビット相関信号と表記する。なお、この符号ビット相関信号をそのまま信号相関行列生成部１３２の出力、すなわち信号相関行列の要素Ｒ´_ｉｊとするようにしてもよい。

補正部２０５は、符号ビットのみを用いて生成された信号相関行列をより精度の高いものとするため、上記符号ビット相関信号に対し所定の補正を行う。補正部２０５は、遅延部２０２から送られてくるタイミング差が所定の閾値よりも小さいと判断した場合に当該補正を行う。この所定の閾値は例えば１チップ時間が用いられる。補正部２０５は、当該タイミング差が１チップ時間以内であると判断した場合に以下の補正処理を行う。この補正の要否の判断によれば、信号相関行列Ｒ´_ｉｊの対角成分は、自己相関となっているためタイミング差がゼロであることから必ず補正されることになる。

補正部２０５は、補正が必要であると判断すると、入力された符号ビット相関信号から以下の式（１１）に示す補正関数Ｆ（｜ｓ｜）により補正係数を算出し、この算出された補正係数を元の入力された符号ビット相関信号と乗算することで補正を行う。式（１１）に示すｓは、補正部２０５に入力された符号ビット相関信号である。すなわち、当該符号ビット相関信号の絶対値から補正関数Ｆ（ｘ）により補正係数が求められる。式（１２）に示すｅｒｆ（）はエラー関数であり式（１３）のように示されるものである。

以下、上記補正関数Ｆ（ｘ）の根拠について図１２を用いて説明する。図１２は符号ビ
ットを用いた場合の信号相関値と当該信号相関値の期待値との関係を示す図である。

上記補正関数Ｆ（ｘ）を選択するにあたり、符号ビット信号をそのまま信号相関行列の要素として用いる場合の相関値の特性について解析計算を行った。この解析にあたり、平均値０（ゼロ）のガウス分布に従う２つの入力信号ｘ_１とｘ_２とを考えた場合に、これらの分散がσ^２で相関がｃであるとすると、当該入力信号ｘ_１とｘ_２とは下記式（１４）でモデル化可能である。

ここでｎ_１、ｎ_２、及びｎ_３は分散１の独立なガウス雑音変数である。ｘ_１とｘ_２との符号ビットを用いたときの期待される相関値は、ｘ_１とｘ_２とが同じ符号になる確率から求めることができ、下記式（１５）のように表すことができる。

ここで、ｓｉｇｎ（ｘ）＝ｘ／｜ｘ｜である。この期待値を相関値ｃの関数として示したものが図１２に示すｆ（ｘ）である。図１２に示すように、相関値ｃが０．５よりも小さいときは、符号ビット相関の期待値はほぼ相関値ｃに比例することがわかる（図１２に示す比例直線ｙ＝０．６５ｘと一致している）。一方、相関値ｃが０．５よりも大きいときには符号ビット相関の期待値は当該比例直線からはずれて大きくなり、相関値が１の時には符号ビット相関の期待値も１となる。通常、マルチパス信号の自己相関の値は０．２５よりも小さい値となる場合が多いため、当該符号ビットを用いた信号相関行列のほとんどの要素については真の相関値ｃに比例することが分かる。

従って、期待値が当該比例直線からはずれた部分、すなわち信号相関行列の対角成分にあたる部分について当該比例直線に近づける補正（信号相関行列の対角成分を小さめに補正すること）をすることにより、符号ビットによる信号相関行列を真の相関行列の定数倍にすることができることが分かる。

ここで図１２に示す信号相関値の期待値ｙ＝ｆ（ｘ）を比例直線ｙ＝０．６５ｘに近づけるための補正係数Ａを考えると、下記式（１６）のように表すことができ、結果として上記式（１１）の補正関数Ｆ（ｘ）が得られる。更に、信号相関値が小さい場合にはこの補正は必要ないことが分かる。この場合には、補正部２０５は、入力される符号ビット相関信号の値が小さい場合には当該補正を行わないようにしてもよい。

〈第二実施形態の作用及び効果〉
以下、上述した第二実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置の作用及び効果について述べる。

アンテナ１０１で受信された無線信号はデュープレクサ１０２を介して無線受信部１０３において復調され、Ａ／Ｄ変換部１０４においてデジタル信号（サンプルデータ）に変換される。このサンプルデータはタイミング生成部１０５及び逆拡散部１０６に与えられ、タイミング生成部１０５で生成された所定の逆拡散タイミング（ＲＡＫＥタイミング及びＭＩＣＴタイミング）に従い、逆拡散部１０６内の複数のフィンガそれぞれにより逆拡散が行われる。

Ａ／Ｄ変換部１０４のサンプルデータ及びタイミング生成部１０５のタイミングはウェイト生成部１０７にも与えられ、逆拡散部１０６の各フィンガに対応するウェイトがそれぞれ生成される。

逆拡散部１０６内の各フィンガから出力される逆拡散出力信号及びウェイト生成部１０７から出力される各フィンガに対応するウェイトはそれぞれ信号処理部１０８に送られる。信号処理部１０８では、各フィンガに対応する逆拡散出力信号にそのフィンガに対応するウェイトがそれぞれ乗算され、各乗算された信号が合成される。そして、この合成された信号が信号処理部１０９によりチャネルデコード等行われ受信データとなる。

一方、逆拡散部１０６から出力される逆拡散出力信号はレベル測定部１１０にも与えられ、信号レベルに応じて信号合成部１０８にフィードバック制御がかけられるとともに、送信データを変調しデュープレクサ１０２、アンテナ１０１を介して送出する無線送信部１１１の送信電力が制御される。

上記ウェイト生成部１０７では、当該ウェイト生成において、まず、チャネル推定部１３１がタイミング生成部１０５から与えられる逆拡散タイミング（ＲＡＫＥタイミング及びＭＩＣＴタイミング）及びＡ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに基づいてチャネル推定を行い、各逆拡散タイミングにおけるチャネル推定値を要素に持つチャネルレスポンスベクトルｈを生成する。また、信号相関行列生成部１３２がタイミング生成部１０５から与えられるタイミング及びＡ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに基づいて信号相関行列Ｒ´を求める。そして、これらチャネルレスポンスベクトルｈと信号相関行列Ｒ´の逆行列が乗算部１３３により乗算されることにより、逆拡散部１０６内の各フィンガに対応するウェイトｗがそれぞれ生成される。

第二実施形態では、このウェイト生成部１０７内における信号相関行列生成部１３２が第一実施形態とは異なる構成となる。この信号相関行列生成部１３２は、出力されるべき信号相関行列の要素の数分設けられる。

第二実施形態における信号相関行列生成部１３２では、Ａ／Ｄ変換部１０４から入力さ
れるサンプルデータが、符号ビット抽出部２０１により逆拡散タイミングｔ_ｉ周辺に関し実部と虚部とのそれぞれについて符号ビットが逐次抽出され、符号ビット信号として遅延部２０２及び乗算器２０３に送られる。

遅延部２０２に入力された符号ビット信号は、逆拡散タイミングｔ_ｉと逆拡散タイミングｔ_ｊとのタイミング差の遅延が与えられる。そして、乗算器２０３により、遅延される前の逆拡散タイミングｔ_ｉ周辺の符号ビット信号と当該遅延が与えられた信号の複素共役がとられたものとが乗算され、平均部２０４により平均化される（符号ビット相関信号）。

補正部２０５では、遅延部２０２から送られてくるタイミング差が所定の閾値よりも小さい場合に、平均化部２０４から出力される符号ビット相関信号が補正される。この補正は、符号ビット相関信号の絶対値から補正関数Ｆ（ｘ）に基づき求められた補正係数と当該符号ビット相関信号が乗算されることで行われる。そして、補正部２０５から出力される信号が信号相関行列の要素として用いられる。

このように、第二実施形態では、ウェイトを求めるために用いられる信号相関行列が受信信号の符号ビットのみに基づき生成される。これは単なる符号反転処理ですむものであるため、これにより、第二実施形態によれば、第一実施形態の信号相関行列を生成するのに較べ演算量を大幅に削減することができ、ひいては高速干渉低減処理を実現することが可能となる。なお、第二実施形態の手法によれば、第一実施形態における演算量を１０分の１程度に減らすことができる。

また、第二実施形態によれば高速処理の実現だけではなく、信号特性においても第一実施形態と同様の高い特性を得ることができる。

この効果について実証した結果を図１３に示す。図１３は、各ウェイト生成方式による信号特性を示す図であり、縦軸にスループットを示し横軸に雑音電力／受信全電力を示したグラフである。図１３では、「第一実施形態」としてサンプルデータの全ての情報を用いて信号相関行列を生成した場合の信号特性、「第二実施形態（補正なし）」としてサンプルデータのうちの符号ビットを用いて信号相関行列を生成し補正部２０５による補正処理がなされない場合の信号特性、及び「第二実施形態（補正あり）」として第二実施形態（サンプルデータのうちの符号ビットを用いて信号相関行列を生成し補正部２０５による補正処理がされる場合）における信号特性が示されている。

図１３に示されるように、補正部２０５による補正がなされない場合には多少信号特性の劣化がみられるが、上述の第二実施形態のように補正部２０５による補正がなされた場合には第一実施形態と同等の信号特性が得られることがわかる。

〔第二実施形態における変形例〕
上述の第二実施形態における信号相関行列生成部１３２では、補正部２０５が遅延部２０２から送られてくる逆拡散のタイミング差の大きさに応じて補正の有無を判断していたが、当該タイミング差が補正の必要のない程大きいと保証されている場合には、信号相関行列の対角成分を生成する信号相関行列生成部１３２のみに補正部２０５を設けるようにし、対角成分以外の要素を生成する信号相関行列生成部１３２には補正部２０５を設けないようにしてもよい。

また、補正部２０５は上記式（１１）の補正関数Ｆ（ｘ）に替わる定数を当該タイミング差に応じて予め決めておき、それを用いて補正するようにしてもよい。この場合、具体的には、補正部２０５は、遅延部２０２から送られてくるタイミング差を受けると、その
タイミング差に含まれるサンプル時間数を求め、そのサンプル時間数に応じてメモリ等に格納される補正係数テーブルを参照し所定の係数を抽出する。図１４はサンプリングレートがデータレートの４倍であった場合の補正係数テーブルの例を示す。補正部２０５は抽出された係数を平均部２０４から出力される符号ビット相関信号に乗算することにより補正を行うようにしてもよい。

［第三実施形態］
本発明の第三実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置について以下に説明する。先に説明した第二実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置は送受信アンテナが１本の場合に好適な実施形態として述べてきた。第三実施形態は、第二実施形態における受信信号の符号ビットのみを用いて信号相関行列を生成する態様において、複数の送受信アンテナを備える場合に好適な実施形態である。

〔装置構成〕
第三実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置は、第二実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置が備える機能部に加え、２本目以降のアンテナに対応する機能部を備える。図１５は第三実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置の回路構成例を示す図である。図１５に示すように、２本目のアンテナ３０１に対応して無線受信部３０２及びＡ／Ｄ変換部３０４を更に備えていることにおいて第二実施形態とは異なる。図１５では２本のアンテナのみ図示しているが、更に多くのアンテナを設ける場合には各アンテナに対応して当該無線受信部及び当該Ａ／Ｄ変換部をそれぞれ増やすようにすればよい。

これら無線受信部３０２及びＡ／Ｄ変換部３０４の機能については１本目のアンテナ１０１に対応する無線受信部１０３及びＡ／Ｄ変換部１０４と同様であるため説明を省略する。なお、Ａ／Ｄ変換部３０４から出力されるデジタル信号は、他のアンテナで受信された信号と共に逆拡散部１０６及びタイミング生成部１０５及びウェイト生成部１０７にそれぞれ送られる。以降の説明では、複数のアンテナのうちのいずれか２本のアンテナ若しくはそれらアンテナで受信された信号を「ＡＮＴ＃ｍ」、「ＡＮＴ＃ｎ」と表記する。

〈タイミング生成部、逆拡散部及び信号合成部の詳細構成〉
図１６は図１５におけるタイミング生成部１０５、逆拡散部１０６及び信号合成部１０８の詳細な回路構成例を示す図である。

図１６に示すように、タイミング生成部１０５は、第二実施形態と同様に、サーチャ１２１、ＭＩＣＴ生成部１２２、及びタイミング選択部１２３とを備える。タイミング生成部１０５は、複数のアンテナのそれぞれで受信された各信号に関しＡ／Ｄ変換部１０４（３０４）で変換されたデジタル信号をそれぞれ受け、各信号に関し所定の逆拡散タイミングを生成する。なお、各信号に関する逆拡散タイミングの生成方法については第二実施形態と同様である。

すなわち、タイミング生成部１０５は、各アンテナでの受信信号に対応する各デジタル信号についてそれぞれＲＡＫＥタイミング及びＭＩＣＴタイミングの中から適切なタイミングを選択することになる。なお、各アンテナの設置位置等に応じて各デジタル信号について遅延プロファイルがそれ程相違しない場合等にはいずれか１本のアンテナでの受信信号を用いて逆拡散タイミングを生成するようにしてもよい。

逆拡散部１０６は、アンテナ＃ｍに対応した複数のフィンガ群１０６−ｍ、アンテナ＃ｎに対応した複数のフィンガ群１０６−ｎを備える。各フィンガ群は、それぞれ複数の逆拡散部１２４−１、１２４−２、・・・を備える。逆拡散部１２４−１から１２４−ｘの各逆拡散部は、対応するアンテナに関するデジタル信号を受け、そのデジタル信号をタイ
ミング生成部１０５から渡されるタイミングにおいて逆拡散する。各逆拡散部における詳細機能については第二実施形態と同様である。

信号合成部１０８は、各逆拡散部から出力される逆拡散出力とウェイト生成部１０７から各フィンガに対応して渡されるウェイトとをそれぞれ乗算し（乗算器１２５−１から１２５−ｘ）、これらを合算する（加算器１２６）。なお信号合成部１０８の機能についても乗算器の数が増えたこと以外は第二実施形態と同様である。

〈ウェイト生成部の詳細構成〉
図１７は図１５におけるウェイト生成部１０７の詳細な回路構成例を示す図である。図１７に示すように、ウェイト生成部１０７は、チャネル推定部３１０、受信信号電力（以降、ＲＳＳＩ（Receive Signal Strength Indication）と表記する）算出部３１１、信号相関行列生成部３１２、及びウェイト算出部３１３を備える。

チャネル推定部３１０は、タイミング生成部１０５から与えられるタイミング及びＡ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータ（アンテナ＃ｍ及び＃ｎで受信された信号のデジタル信号）に基づいてチャネル推定を行ってチャネルレスポンスベクトルｈを生成する。このとき、チャネル推定部３１０が生成したチャネルレスポンスベクトルｈは、アンテナ＃ｍ及び＃ｎそれぞれについての各逆拡散タイミングにおけるチャネル推定値を要素に持つこととなる。

ＲＳＳＩ算出部３１１は、アンテナ＃ｍ及び＃ｎにおける受信信号がＡ／Ｄ変換されたサンプルデータをそれぞれ受け、各アンテナに対応した受信信号電力を算出する。ここで、ＲＳＳＩ＃ｍとはアンテナ＃ｍに対応した受信信号電力であり、ＲＳＳＩ＃ｎとはアンテナ＃ｎに対応した受信信号電力である。算出されたＲＳＳＩ＃ｍ及び＃ｎは信号相関行列生成部３１２に渡される。

信号相関行列生成部３１２は、出力されるべき信号相関行列の要素の数分、すなわちアンテナ数×逆拡散タイミング分、設けられる。しかしながら、信号相関行列生成部３１２は、各要素分設けられる必要はなく１つの回路において構成されるようにしてもよい。各信号相関行列生成部３１２は、いずれか１つの逆拡散タイミングｔ_ｉ、遅延差を与えるために用いられる逆拡散タイミングｔ_ｊ（ｉ＝ｊも含む）、当該逆拡散タイミングｔ_ｉ付近のアンテナ＃ｍのサンプルデータ、当該逆拡散タイミングｔ_ｉ付近のアンテナ＃ｎ（ｎ＝ｍも含む）のサンプルデータ、アンテナ＃ｍのＲＳＳＩ＃ｍ、及びアンテナ＃ｎのＲＳＳＩ＃ｎ（ｎ＝ｍも含む）を受ける。信号相関行列生成部３１２は、これらの情報に基づき、信号相関行列の要素Ｒ´_ｍｎｉｊを求める。

ウェイト算出部３１３は、信号相関行列生成部３１２で生成された信号相関行列Ｒ´の逆行列Ｒ´^−１を求め、それとチャネル推定部１３１で生成されたチャネルレスポンスベクトルｈとを乗算することにより各タイミングに対応するウェイトｗを生成する。

〈信号相関行列生成部の詳細構成〉
図１８は第三実施形態におけるウェイト生成部１０７内の信号相関行列生成部３１２の詳細な回路構成例を示す図である。図１８に示すように、信号相関行列生成部３１２は、符号ビット抽出部３２１−ｍ、符号ビット抽出部３２１−ｎ、遅延部３２２、乗算器３２３、平均部３２４、補正部３２５及び電力補正部３２６を備えている。

信号相関行列生成部３１２では、逆拡散タイミングｔ_ｉ付近のアンテナ＃ｍのサンプルデータが符号ビット抽出部３２１−ｍに入力され、逆拡散タイミングｔ_ｉ付近のアンテナ＃ｎ（ｎ＝ｍも含む）のサンプルデータが符号ビット抽出部３２１−ｎに入力される。ま
た、逆拡散タイミングｔ_ｉ、及び遅延差を与えるために用いられる逆拡散タイミングｔ_ｊ（ｉ＝ｊも含む）が遅延部３２２に入力される。また、ＲＳＳＩ算出部３１１から送られてくるアンテナ＃ｍに対応するＲＳＳＩ＃ｍとアンテナ＃ｎに対応するＲＳＳＩ＃ｎはそれぞれ電力補正部３２６に入力される。

符号ビット抽出部３２１−ｍ及び３２１−ｎの機能自体は第二実施形態における符号ビット抽出部２０１と同様である。符号ビット抽出部３２１−ｍは、入力されたアンテナ＃ｍに対応するサンプルデータの符号ビットを実部と虚部とのそれぞれについて抽出し、乗算器３２３に送る。符号ビット抽出部３２１−ｎは、入力されたアンテナ＃ｎに対応するサンプルデータの符号ビットを実部と虚部とのそれぞれについて抽出し、遅延部３２２に送る。このとき、符号ビット抽出部３２１−ｍ及び３２１−ｎに入力されるサンプルデータはそれぞれ逆拡散タイミングｔ_ｉ付近のデータとなっている。

遅延部３２２は、符号ビット抽出部３２１−ｎから出力されるアンテナ＃ｎに対応する符号ビット信号に対し、当該逆拡散タイミングｔ_ｉと逆拡散タイミングｔ_ｊとの時間差（以降、タイミング差と表記する）の遅延を与える。また、遅延部３２２は、当該タイミング差を補正部３２５に渡す。なお、入力される逆拡散タイミングが同じ場合（ｉ＝ｊの場合）には、遅延が与えられない符号ビット信号が乗算器３２３に送られることになる。

乗算器３２３は、符号ビット抽出部３２１−ｍから出力されるアンテナ＃ｍに対応する符号ビット信号と遅延部３２２から出力される遅延が与えられたアンテナ＃ｎに対応する符号ビット信号の複素共役を取ったものとの積をとる。乗算された符号ビット信号は平均部３２４に渡される。平均部３２４は、乗算器３２３から出力される信号を平均化し、この符号ビット相関信号を補正部３２５に渡す。なお、この符号ビット相関信号をそのまま信号相関行列生成部３１２の出力、すなわち信号相関行列の要素Ｒ´_ｍｎｉｊとするようにしてもよい。

補正部３２５は、符号ビットのみを用いて生成された信号相関行列をより精度の高いものとするため、上記符号ビット相関信号に対し所定の補正を行う。補正部３２５による補正の方法は、第二実施形態と同様であるために説明を省略する。本実施形態では生成される信号相関行列の要素数が第二実施形態と比べアンテナ数倍増えることになるが、この補正部３２５による補正は、当該タイミング差が所定の閾値よりも小さい要素についてなされることについては変わりがないものとする。従って、本実施形態における補正部３２５では、入力されるサンプルデータが同一アンテナ（ｍ＝ｎ）に関するデータでありかつ入力される逆拡散タイミングが同一のタイミング（ｉ＝ｊ）である、若しくは入力されるサンプルデータが異なるアンテナ（ｍ≠ｎ）に関するデータでありかつ入力される逆拡散タイミングが同一のタイミング（ｉ＝ｊ）となる信号相関行列生成部３１２が生成する信号相関値については少なくとも補正がなされることになる。

また、この補正部３２５による補正は、第二実施形態の変形例における手法を用いるようにしてもよい。すなわち、補正部３２５は、上記式（１１）の補正関数Ｆ（ｘ）に替わる定数を当該タイミング差に応じて予め決めておき（補正係数テーブル）、それを用いて補正するようにする。この場合に用いられる補正係数テーブルの例を図１９に示す。

電力補正部３２６は、補正部３２５により補正がなされた符号ビット相関信号について更に補正を行う。これは、第二実施形態のようにアンテナ１本で構成される装置においては特に問題とされなかった量子化誤差を補正するものである。これは、符号ビット相関信号については第一実施形態における全データを用いた信号相関信号に比べ受信信号電力（ＲＳＳＩ）倍の違いがあることが分かっており、このことはアンテナ１本の場合には単にデータ全体としてＲＳＳＩ倍されるので問題はないが、複数のアンテナが対象となる場合
にはアンテナ間の電力差の影響が出てくるためその影響を補正するものである。

従って、電力補正部３２６は、アンテナ＃ｍのＲＳＳＩ＃ｍ、及びアンテナ＃ｎのＲＳＳＩ＃ｎ（ｎ＝ｍも含む）に基づき当該符号ビット相関信号を補正する。この補正にあたり、電力補正部３２６は、当該ＲＳＳＩ＃ｍ及び＃ｎを乗算し、その乗算されたＲＳＳＩの平方根（ルート）をとったものを当該符号ビット相関信号に対し更に乗算する。これにより、符号ビット相関信号に含まれる量子化誤差（ＲＳＳＩ倍）をキャンセルすることができる。

下記式（１７）は、電力補正部３２６における補正を示す。この式における＜ｘ１、ｘ２＊＞は第一実施形態における信号相関値相当のデータを示す。

〈第三実施形態における作用／効果〉
以下、上述した第三実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置の作用及び効果について述べる。

複数のアンテナで受信された各無線信号（ＡＮＴ＃ｍ及び＃ｎ）はそれぞれ無線受信部１０３（３０２）において復調され、Ａ／Ｄ変換部１０４（３０４）においてデジタル信号（サンプルデータ）に変換される。これらサンプルデータはそれぞれタイミング生成部１０５及び逆拡散部１０６に与えられる。以降、ウェイト生成部１０７におけるウェイト生成処理以外に関しては第二実施形態と同様の処理が行われる。複数のアンテナから受信された各信号についてそれぞれ逆拡散タイミングが決定されること、決定された逆拡散タイミングで複数のアンテナで受信された各信号がそれぞれ逆拡散されること、及び複数のアンテナ分の逆拡散された信号が合成されることを除いて、他の詳細動作については第二実施形態と同様である。

ウェイト生成部１０７では、まず、チャネル推定部１３１が各アンテナで受信された信号に対応する各サンプルデータについての各逆拡散タイミングにおけるチャネル推定値を要素に持つチャネルレスポンスベクトルｈを生成する。また、ＲＳＳＩ算出部３１１において、各アンテナに対応した受信信号電力（ＲＳＳＩ＃ｍ及び＃ｎ）が算出される。

信号相関行列生成部１３２では、タイミング生成部１０５から与えられる逆拡散タイミング、各アンテナで受信された信号に対応するサンプルデータ（ＡＮＴ＃ｍ及び＃ｎ）及びＲＳＳＩ算出部３１１から渡される各アンテナに対応する受信信号電力に基づいて信号相関行列Ｒ´が求められる。そして、この信号相関行列Ｒ´の逆行列が上記チャネルレスポンスベクトルｈと乗算部１３３により乗算されることにより、逆拡散部１０６内の各フィンガに対応するウェイトｗがそれぞれ生成される。

第三実施形態における信号相関行列生成部１３２では、符号ビット抽出部３２１−ｍ若しくは３２１−ｎによって、逆拡散タイミングｔ_ｉ付近のアンテナ＃ｍのサンプルデータ及びアンテン＃ｎのサンプルデータからそれぞれ符号ビットが抽出される（符号ビット信号）。そして、このアンテナ＃ｍに関する符号ビット信号は、アンテナ＃ｎに関する符号ビット信号であって遅延部３２２により逆拡散タイミングｔ_ｉと逆拡散タイミングｔ_ｊ（ｉ＝ｊも含む）とのタイミング差分遅延された信号と乗算され、平均化される（符号ビッ
ト相関信号）。この符号ビット相関信号は、補正部３２５により、第二実施形態若しくは第二実施形態の変形例と同様の手法で補正がなされる。

この補正された符号ビット相関信号は、更に電力補正部３２６により補正さえる。すなわち、当該符号ビット相関信号に含まれる受信信号電力に関する誤差がＲＳＳＩ算出部から渡される各アンテナに対応する受信信号電力によりキャンセルされる。このように電力補正部３２６により補正された信号が信号相関行列の要素として用いられる。

このように、第三実施形態では、符号ビットのみに基づき生成される信号相関行列に含まれる受信信号電力に関する誤差がＲＳＳＩ算出部３１１により算出されるＲＳＳＩにより取り除かれるため、複数のアンテナを備える装置構成においても精度の高い信号相関行列を求めることができる。

これにより、第三実施形態によれば複数のアンテナを備える装置構成においても、第二実施形態と同様に、高速干渉低減処理を実現することが可能となる。

以上、本発明の好適な実施の形態により本発明を説明した。ここでは特定の具体例を示して本発明を説明したが、特許請求の範囲に定義された本発明の広範な趣旨及び範囲から逸脱することなく、これら具体例に様々な修正及び変更を加えることができることは明らかである。すなわち、具体例の詳細及び添付の図面により本発明が限定されるものと解釈してはならない。

[その他]
本実施形態は次の発明を開示する。各項に開示される発明は、必要に応じて可能な限り組み合わせることができる。

（付記１）
デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する干渉低減受信装置であって、
前記デジタル信号に基づいて前記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを推定する推定手段と、
前記各タイミング近辺において前記デジタル信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、
前記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと前記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させる遅延手段と、
前記量子化された各信号及び前記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をそれぞれ要素とする信号相関行列を生成する信号相関行列生成手段と、
前記チャネルレスポンスベクトル及び前記信号相関行列に基づいて、前記各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ算出するウェイト算出手段と、
を備える干渉低減受信装置（請求項１）。

（付記２）
前記信号相関行列生成手段は、前記量子化された各信号とその信号に対応するタイミングに関し前記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られた第１の相関値、及び前記量子化された各信号を同一信号同士で乗算し平均化して得られた第２の相関値をそれぞれ前記各信号相関値とする付記１に記載の干渉低減受信装置（請求項２）。

（付記３）
前記信号相関行列生成手段は、
前記第１の相関値若しくは前記第２の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係
数をその第１の相関値若しくは前記第２の相関値の絶対値情報に基づいてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
を有する付記２に記載の干渉低減受信装置（請求項３）。

（付記４）
前記信号相関行列生成部は、
前記第１の相関値若しくは前記第２の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係数をその各信号相関値の算出に用いられた前記遅延信号に関連するタイミングの時間差に応じてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
を有する付記２に記載の干渉低減受信装置（請求項４）。

（付記５）
前記補正手段は、前記各信号相関値の算出に用いられた前記遅延信号に関連するタイミングの時間差と所定の閾値とを比較することにより前記各信号相関値についての補正の要否を決定する付記１から４のいずれか１つに記載の干渉低減受信装置（請求項５）。

（付記６）
前記補正手段は、前記各信号相関値のうち前記第２の相関値についてのみ補正をする付記２から４のいずれか１つに記載の干渉低減受信装置。

（付記７）
複数のアンテナで受信された各信号がそれぞれ変換された各デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミング及各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する干渉低減受信装置であって、
前記各デジタル信号に基づいて前記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを算出する推定手段と、
前記各タイミング近辺において前記各デジタル信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、
前記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと前記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させる遅延手段と、
前記各デジタル信号の受信電力を算出する電力算出手段と、
前記量子化された各信号及び前記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をその信号相関値の元となるデジタル信号の前記受信電力に応じてそれぞれ補正し、その補正後の信号相関値を要素とする信号相関行列を生成する信号相関行列生成手段と、
前記チャネルレスポンスベクトル及び前記信号相関行列に基づいて、前記各タイミング及び前記各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ算出するウェイト算出手段と、
を備える干渉低減受信装置（請求項６）。

（付記８）
前記信号相関行列生成手段は、前記量子化された各信号とその信号に対応するタイミングに関し前記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られる第１の相関値、前記量子化された各信号とその信号と同一タイミング近辺において量子化された他のアンテナに対応する各信号につきその信号に対応するタイミングに関し前記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られる第２の相関値、及び前記量子化された各信号を同一信号同士若しくは同一タイミング近辺において量子化された信号同士で乗算し平均化して得られる第３の相関値をそれぞれ前記各信号相関値とする、
付記７に記載の干渉低減受信装置（請求項７）。

（付記９）
前記信号相関行列生成部は、
前記第１の相関値、前記第２の相関値及び前記第３の相関値に関する量子化誤差を低減させる各補正係数を前記各信号相関値の絶対値情報に基づいてそれぞれ算出し、前記各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
を有する付記８に記載の干渉低減受信装置（請求項８）。

（付記１０）
前記信号相関行列生成部は、
前記第１の相関値、前記第２の相関値若しくは前記第３の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係数をその各信号相関値の算出に用いられた前記遅延信号に関連するタイミングの時間差に応じてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
を有する付記８に記載の干渉低減受信装置（請求項９）。

（付記１１）
前記補正手段は、前記各信号相関値の算出に用いられた前記遅延信号に関連するタイミングの時間差と所定の閾値とを比較することにより前記各信号相関値についての補正の要否を決定する付記７から１０のいずれか１つに記載の干渉低減受信装置。

（付記１２）
前記補正手段は、前記各信号相関値のうち前記第３の相関値についてのみ補正をする付記８から１０のいずれか１つに記載の干渉低減受信装置。

（付記１３）
デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する受信装置における干渉低減受信方法であって、
前記デジタル信号に基づいて前記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを推定するステップと、
前記各タイミング近辺において前記デジタル信号をそれぞれ量子化するステップと、
前記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと前記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させるステップと、
前記量子化された各信号及び前記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をそれぞれ要素とする信号相関行列を生成するステップと、
前記チャネルレスポンスベクトル及び前記信号相関行列に基づいて、前記各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ算出するステップと、
を備える干渉低減受信方法（請求項１０）。

（付記１４）
複数のアンテナで受信された各信号がそれぞれ変換された各デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミング及各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する受信装置における干渉低減受信方法であって、
前記各デジタル信号に基づいて前記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを算出するステップと、
前記各タイミング近辺において前記各デジタル信号をそれぞれ量子化するステップと、
前記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと前記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させるステップと、
前記各デジタル信号の受信電力を算出するステップと、
前記量子化された各信号及び前記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をその信号相関値の元となるデジタル信号の前記受信電力に応じてそれぞれ補正し、その補正後の信号相関値を要素とする信号相関行列を生成するステップと、
前記チャネルレスポンスベクトル及び前記信号相関行列に基づいて、前記各タイミング及び前記各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ算出するステップと、
を備える干渉低減受信方法。

第一実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置の回路構成例を示す図である。 第一実施形態におけるタイミング生成部、逆拡散部及び信号合成部の詳細な回路構成例を示す図である。 第一実施形態におけるウェイト生成部の詳細な回路構成例を示す図である。 第一実施形態における信号相関行列生成部の詳細な回路構成例を示す図である。 チップの平均化時間と行列算出値の信頼度の関係の例を示す図である。 基地局と移動端末の間のマルチパスの概念図である。 パス１及び２のインパルス応答と逆拡散タイミングの関係の例を示す図である。 パス１、２及び３が存在する場合のタイミングの例を示す図である。 タイミングを規定するテーブルの例を示す図である。 ウェイト生成部の他の構成例を示す図である。 第二実施形態における信号相関行列生成部の詳細な回路構成例を示す図である。 信号相関値と信号相関値の期待値との関係を示す図である。 各ウェイト生成方式による信号特性を示す図である。 補正係数テーブルの例を示す図である。 第三実施形態におけるＣＤＭＡ送受信装置の回路構成例を示す図である。 第三実施形態におけるタイミング生成部、逆拡散部及び信号合成部の詳細な回路構成例を示す図である。 第三実施形態におけるウェイト生成部の詳細な回路構成例を示す図である。 第三実施形態における信号相関行列生成部の詳細な回路構成例を示す図である。 第三実施形態における補正係数テーブルの例を示す図である。 従来のＧ−ＲＡＫＥ 受信機の概要を示す図である。 従来のＧ−ＲＡＫＥ 受信機における共分散行列の要素を求めるための回路構 成例を示す図である。

符号の説明

１、２、３ パス
１４、２１、２４ 相関器
１５ 遅延プロファイル
１００ ＣＤＭＡ 送受信装置
１０１、３０１ アンテナ
１０２ デュープレクサ
１０３、３０２ 無線受信部
１０４、３０４ Ａ／Ｄ 変換部
１０５ タイミング生成部
１０６ 逆拡散部
１０７ ウェイト生成部
１０８ 信号合成部
１０９ 信号処理部
１１０ レベル測定部
１１１ 無線送信部
１２１ サーチャ
１２２ ＭＩＣＴ生成部
１２３ タイミング選択部
１２４（１２４−１、１２４−２、１２４−ｘ） 逆拡散部
１２５（１２５−１、１２５−２、１２５−ｘ） 乗算器
１３、１２６、２３、２６ 加算器
１３１、３１０ チャネル推定部
１３２、３１２ 信号相関行列生成部
２７、１３３ 乗算部
１４１、２０２、３２２ 遅延部
１４２、２０３、３２３ 乗算器
２２、２５、２８、１４３、２０４、３２４ 平均部
１５１ 信号相関行列ウェイト生成部
１５２、１５３ ＲＡＫＥウェイト生成部
１５４ レベル補正部
１５５（１５５−１〜１５５−４） 乗算器
２０１、３２１−ｍ、３２１−ｎ 符号ビット抽出部
２０５、３２５ 補正部
１０６−ｍ、１０６−ｎ 逆拡散部群（フィンガ群）
３１１ ＲＳＳＩ算出部
３１３ ウェイト算出部
３２６ 電力補正部

Claims (10)

1. デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する干渉低減受信装置であって、
   前記デジタル信号に基づいて前記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを推定する推定手段と、
   前記各タイミング近辺において前記デジタル信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、
   前記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと前記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させる遅延手段と、
   前記量子化された各信号及び前記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をそれぞれ要素とする信号相関行列を生成する信号相関行列生成手段と、
   前記チャネルレスポンスベクトル及び前記信号相関行列に基づいて、前記各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ算出するウェイト算出手段と、
   を備える干渉低減受信装置。
2. 前記信号相関行列生成手段は、前記量子化された各信号とその信号に対応するタイミングに関し前記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られた第１の相関値、及び前記量子化された各信号を同一信号同士で乗算し平均化して得られた第２の相関値をそれぞれ前記各信号相関値とする請求項１に記載の干渉低減受信装置。
3. 前記信号相関行列生成手段は、
   前記第１の相関値若しくは前記第２の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係数をその第１の相関値若しくは前記第２の相関値の絶対値情報に基づいてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
   を有する請求項２に記載の干渉低減受信装置。
4. 前記信号相関行列生成部は、
   前記第１の相関値若しくは前記第２の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係数をその各信号相関値の算出に用いられた前記遅延信号に関連するタイミングの時間差に応じてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
   を有する請求項２に記載の干渉低減受信装置。
5. 前記補正手段は、前記各信号相関値の算出に用いられた前記遅延信号に関連するタイミングの時間差と所定の閾値とを比較することにより前記各信号相関値についての補正の要否を決定する請求項１から４のいずれか１つに記載の干渉低減受信装置。
6. 複数のアンテナで受信された各信号がそれぞれ変換された各デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミング及各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する干渉低減受信装置であって、
   前記各デジタル信号に基づいて前記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを算出する推定手段と、
   前記各タイミング近辺において前記各デジタル信号をそれぞれ量子化する量子化手段と、
   前記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと前記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させる遅延手段と、
   前記各デジタル信号の受信電力を算出する電力算出手段と、
   前記量子化された各信号及び前記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各
   信号相関値をその信号相関値の元となるデジタル信号の前記受信電力に応じてそれぞれ補正し、その補正後の信号相関値を要素とする信号相関行列を生成する信号相関行列生成手段と、
   前記チャネルレスポンスベクトル及び前記信号相関行列に基づいて、前記各タイミング及び前記各アンテナに対応するウェイトをそれぞれ算出するウェイト算出手段と、
   を備える干渉低減受信装置。
7. 前記信号相関行列生成手段は、前記量子化された各信号とその信号に対応するタイミングに関し前記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られる第１の相関値、前記量子化された各信号とその信号と同一タイミング近辺において量子化された他のアンテナに対応する各信号につきその信号に対応するタイミングに関し前記遅延された各遅延信号とをそれぞれ乗算及び平均化して得られる第２の相関値、及び前記量子化された各信号を同一信号同士若しくは同一タイミング近辺において量子化された信号同士で乗算し平均化して得られる第３の相関値をそれぞれ前記各信号相関値とする、
   請求項６に記載の干渉低減受信装置。
8. 前記信号相関行列生成部は、
   前記第１の相関値、前記第２の相関値及び前記第３の相関値に関する量子化誤差を低減させる各補正係数を前記各信号相関値の絶対値情報に基づいてそれぞれ算出し、前記各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
   を有する請求項７に記載の干渉低減受信装置。
9. 前記信号相関行列生成部は、
   前記第１の相関値、前記第２の相関値若しくは前記第３の相関値に関する量子化誤差を低減させる補正係数をその各信号相関値の算出に用いられた前記遅延信号に関連するタイミングの時間差に応じてそれぞれ算出し、この各補正係数に基づいて前記各信号相関値をそれぞれ補正する補正手段、
   を有する請求項７に記載の干渉低減受信装置。
10. デジタル信号について複数のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の各信号にその逆拡散が行われた各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ乗算し合成することにより信号を復調する受信装置における干渉低減受信方法であって、
    前記デジタル信号に基づいて前記各タイミングに対応するチャネル推定値をそれぞれ要素に有するチャネルレスポンスベクトルを推定するステップと、
    前記各タイミング近辺において前記デジタル信号をそれぞれ量子化するステップと、
    前記量子化された各信号をその信号に対応するタイミングと前記複数のタイミングのうちの他の各タイミングとの時間差分それぞれ遅延させるステップと、
    前記量子化された各信号及び前記遅延された各遅延信号に基づきそれぞれ算出される各信号相関値をそれぞれ要素とする信号相関行列を生成するステップと、
    前記チャネルレスポンスベクトル及び前記信号相関行列に基づいて、前記各タイミングに対応するウェイトをそれぞれ算出するステップと、
    を備える干渉低減受信方法。

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