JP2007097285A - 交流電圧出力装置およびそれを備えたハイブリッド自動車 - Google Patents

Abstract

【課題】中性点間に交流電圧を生成するための２つのインバータの電圧負担を変更することができる交流電圧出力装置を提供する。
【解決手段】乗算部１４０から出力される商用交流電圧の参照値ＶａｃｒをＦＢ制御部１４２により補償した交流電圧指令は、乗算部１４４によりｋ（０≦ｋ≦１）倍されて第１のインバータ制御部６２へ出力され、残余分が第２のインバータ制御部６３へ出力される。第１および第２のインバータ制御部６２，６３は、各相電圧指令にＡＣ出力制御部６４からの交流電圧指令を重畳した電圧指令に基づいてそれぞれ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【選択図】図４

Description

この発明は、交流電圧出力装置およびそれを備えたハイブリッド自動車に関し、特に、商用電源としての交流電圧を発生して負荷装置へ出力可能な交流電圧出力装置およびそれを備えたハイブリッド自動車に関する。

従来より、ハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）の有効利用を目的に、ハイブリッド自動車を電源設備として利用する試みがなされている。このようなハイブリッド自動車として、ハイブリッド自動車内で生成される直流電圧を商用交流電圧に変換する専用のインバータを備えたハイブリッド自動車が公知である。

また、特許第２６９５０８３号公報（特許文献１）は、専用のインバータを備えることなく交流電圧を生成して外部装置へ供給可能な電動機駆動および動力処理装置を開示する。この電動機駆動および動力処理装置は、二次電池と、インバータＩＡ，ＩＢと、３相交流モータＭＡ，ＭＢと、制御ユニットとを備える。３相交流モータＭＡ，ＭＢは、Ｙ結線された３相巻線ＣＡ，ＣＢをそれぞれ含み、３相巻線ＣＡの中性点ＮＡおよび３相巻線ＣＢの中性点ＮＢには、ＥＭＩフィルターを介して入力／出力ポートが接続される。

インバータＩＡ，ＩＢは、それぞれ３相交流モータＭＡ，ＭＢに対応して設けられ、それぞれ３相巻線ＣＡ，ＣＢに接続される。そして、インバータＩＡ，ＩＢは、二次電池に並列に接続される。

この電動機駆動および動力処理装置においては、インバータＩＡ，ＩＢは、中性点ＮＡ，ＮＢ間に正弦波の調整された交流電力を発生し、その発生した交流電力を入力／出力ポートに接続された外部装置へ出力することができる（特許文献１参照）。
特許第２６９５０８３号公報

しかしながら、上記の特許第２６９５０８３号公報に開示される電動機駆動および動力処理装置は、３相交流モータＭＡ，ＭＢを駆動しつつ中性点ＮＡ，ＮＢ間に交流電圧を発生することはできない。ここで、インバータでモータを駆動しつつ中性点間に交流電圧を生成する場合、インバータ入力電圧はモータ駆動分と交流電圧生成分とに用いられるので、モータを駆動しているインバータにおいてモータ駆動分および交流電圧生成分のいずれかまたは双方の電圧を確保できない事態が発生し得る。一方、交流電圧の生成については、２つのインバータで電圧負担を分担することができるので、モータ負荷に応じて２つのインバータの電圧負担を変更できることが望ましい。

また、上記の特許第２６９５０８３号公報では、中性点ＮＡ，ＮＢ間に所望の交流電圧を発生する際の具体的なフィードバック制御方法については開示されていない。高信頼性が要求されるハイブリッド自動車においては、特に安定性の高いフィードバック制御が望まれる。また、各インバータにおける電圧の余裕度や処理装置の演算負荷などを考慮したうえで適切なフィードバック制御手法を選択することが望ましい。

さらに、インバータのスイッチング制御においては、上アームおよび下アームが同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムが一般に設けられているが、このデッドタイムの影響により、中性点間に生成される交流電圧の波形に歪みが発生する。特に、ハイブリッド自動車に用いられるような大電力のインバータでは、デッドタイムを長めに設定することが多く、中性点間に生成される交流電圧の波形の歪みはさらに顕著になる。上記の特許第２６９５０８３号公報では、このようなインバータのデッドタイムの影響による交流電圧の波形の歪みについては、何ら検討されていない。

そこで、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、中性点間に交流電圧を生成するための２つのインバータの電圧負担を変更することができる交流電圧出力装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、安定性の高い交流電圧出力装置を提供することである。
また、この発明の別の目的は、各インバータにおける電圧の余裕度や処理装置の演算負荷などを考慮した適切なフィードバック制御を用いた交流電圧出力装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、インバータのデットタイムの影響による交流電圧の波形の歪みを抑制することができる交流電圧出力装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、中性点間に交流電圧を生成するための２つのインバータの電圧負担を変更することができる交流電圧出力装置を備えたハイブリッド自動車を提供することである。

また、この発明の別の目的は、安定性の高い交流電圧出力装置を備えたハイブリッド自動車を提供することである。

また、この発明の別の目的は、適切なフィードバック制御を用いた交流電圧出力装置を備えたハイブリッド自動車を提供することである。

また、この発明の別の目的は、インバータのデットタイムの影響による交流電圧の波形の歪みを抑制することができる交流電圧出力装置を備えたハイブリッド自動車を提供することである。

この発明によれば、交流電圧出力装置は、星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、第１および第２の多相巻線にそれぞれ接続される第１および第２のインバータと、第１および第２のインバータを制御するインバータ制御手段と、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成する交流電圧指令生成手段とを備える。交流電圧指令生成手段は、交流電圧を発生するために第１および第２のインバータが負担する電圧の割合を示す電圧負担率に基づいて交流電圧指令を第１および第２の交流電圧指令に分配する分配手段を含む。インバータ制御手段は、第１の多相交流電動機の各相電圧指令に第１の交流電圧指令を重畳した電圧指令に基づいて第１のインバータを制御し、第２の多相交流電動機の各相電圧指令に第２の交流電圧指令を重畳した電圧指令に基づいて第２のインバータを制御する。

この発明による交流電圧出力装置においては、第１および第２のインバータは、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧（たとえば商用交流電圧）を発生させる。交流電圧を発生するための交流電圧指令は、分配手段により所定の電圧負担率に基づいて第１および第２のインバータに分配され、第１および第２のインバータは、その電圧負担率に基づいて交流電圧生成分の電圧を負担する。

したがって、この発明による交流電圧出力装置によれば、分配手段における電圧負担率を変更することにより、第１および第２の中性点間に交流電圧を生成するための第１および第２のインバータの電圧負担を変更することができる。

好ましくは、電圧負担率は、第１および第２の多相交流電動機の駆動負荷に応じて設定される。

この交流電圧出力装置においては、第１および第２の多相交流電動機の駆動負荷に応じた電圧負担率で第１および第２のインバータが交流電圧生成分の電圧を負担する。したがって、この交流電圧出力装置によれば、第１および第２のインバータのいずれかに電圧負担が集中するのを回避することができる。

好ましくは、交流電圧出力装置は、第１および第２の中性点間の電圧を検出する電圧検出手段をさらに備える。交流電圧指令生成手段は、交流電圧の目標を示す参照電圧と電圧検出手段によって検出された電圧との偏差に基づいて補償量を算出し、かつ、その算出した補償量を用いて参照電圧を補償して交流電圧指令を生成するフィードバック演算部をさらに含む。

この交流電圧出力装置においては、電圧検出手段によって検出された第１および第２の中性点間の電圧を用いて、第１および第２の中性点間に発生する交流電圧が参照電圧にフィードバック制御される。したがって、この交流電圧出力装置によれば、歪みの小さい交流電圧を得ることができる。

また、この発明によれば、交流電圧出力装置は、星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、第１および第２の多相巻線にそれぞれ接続される第１および第２のインバータと、第１および第２のインバータをそれぞれ制御する第１および第２のインバータ制御手段と、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成する交流電圧指令生成手段と、第１および第２の中性点間の電圧を検出する電圧検出手段とを備える。交流電圧指令生成手段は、電圧検出手段によって検出された電圧の大きさの平均値とその平均値の目標を示す参照値との偏差に基づいて第１の補償量を算出し、かつ、その算出した第１の補償量を用いて参照値を補償した値に基づいて交流電圧指令を生成する第１のフィードバック演算部を含む。第１のインバータ制御手段は、第１の多相交流電動機の各相電圧指令に基づいて第１のインバータを制御する。第２のインバータ制御手段は、第２の多相交流電動機の各相電圧指令に交流電圧指令を重畳した電圧指令に基づいて第２のインバータを制御する。

この発明による交流電圧出力装置においては、第１および第２のインバータは、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧（たとえば商用交流電圧）を発生させる。ここで、第１のフィードバック演算部は、第１および第２の中性点間に発生する交流電圧の大きさの平均値をその平均値の目標を示す参照値にフィードバック制御する。

したがって、この発明による交流電圧出力装置によれば、第１および第２の中性点間に発生する交流電圧の瞬時値に基づいてフィードバック制御する場合に比べて制御の応答性を低くすることができ、制御の安定性を向上させることができる。

好ましくは、交流電圧指令生成手段は、交流電圧の目標を示す参照電圧と電圧検出手段によって検出された電圧との偏差に基づいて第２の補償量を算出する第２のフィードバック演算部をさらに含む。第１のインバータ制御手段は、第１の多相交流電動機の各相電圧指令に第２の補償量を重畳した電圧指令に基づいて第１のインバータを制御する。

この交流電圧出力装置においては、第１および第２の中性点間に発生する交流電圧の平均値に基づいてフィードバック制御する第１のフィードバック演算部により大きな偏差が取り除かれ、交流電圧の瞬時値に基づいてフィードバック制御する第２のフィードバック演算部により、第１のフィードバック演算部では取りきれない微小な偏差が取り除かれる。このような機能分担により、第１のフィードバック演算部による第１の補償量は、第２のフィードバック演算部による第２の補償量よりも多くなる。ここで、第１の多相交流電動機を駆動しつつ（第２の多相交流電動機は停止）第１および第２の中性点間に交流電圧を生成することを想定し、電圧に余裕がある第２のインバータに対応する第２のインバータ制御手段に対して第１の補償量が出力され、電圧に余裕がない第１のインバータに対応する第１のインバータ制御手段に対して第２の補償量が出力される。

したがって、この交流電圧出力装置によれば、交流電圧生成時における第１および第２の多相交流電動機の負荷を考慮した適切なフィードバック制御が実現される。

好ましくは、第１のインバータ制御手段および第２のフィードバック演算部は、第１の処理装置に実装される。第２のインバータ制御手段および第１のフィードバック演算部は、第２の処理装置に実装される。

したがって、この交流電圧出力装置によれば、第１および第２の処理装置で演算負荷を適切に分担することができる。

また、この発明によれば、交流電圧出力装置は、星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、第１および第２の多相巻線にそれぞれ接続される第１および第２のインバータと、第１および第２のインバータを制御するインバータ制御手段と、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成する交流電圧指令生成手段と、第１および第２の中性点間の電圧を検出する電圧検出手段とを備える。交流電圧指令生成手段は、交流電圧の１周期前における、交流電圧の目標を示す参照電圧と電圧検出手段によって検出された電圧との偏差に基づいて、交流電圧の位相ごとに逐次第１の補償量を算出する繰返し制御部を含む。インバータ制御手段は、第１または第２の多相交流電動機の各相電圧指令に交流電圧指令および第１の補償量を重畳した電圧指令に基づいて第１および第２のインバータを制御する。

この発明による交流電圧出力装置においては、第１および第２のインバータは、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧（たとえば商用交流電圧）を発生させる。ここで、第１および第２のインバータのデッドタイムの影響により、特に交流電圧のゼロクロス点近傍で周期的な外乱が発生するところ、この交流電圧出力装置では、繰返し制御部により、交流電圧の１周期前の偏差に基づいて位相ごとにフィードバック制御が繰返し実行される。

したがって、この発明による交流電圧出力装置によれば、第１および第２のインバータのデットタイムの影響による交流電圧の波形の歪みを抑制することができる。

好ましくは、交流電圧出力装置は、交流電圧の供給を受ける負荷に流される電流を検出する電流検出手段をさらに備える。交流電圧指令生成手段は、電流検出手段によって検出された電流に基づいて第２の補償量を算出する負荷電流補償部をさらに含む。インバータ制御手段は、第１または第２の多相交流電動機の各相電圧指令に交流電圧指令ならびに第１および第２の補償量を重畳した電圧指令に基づいて第１および第２のインバータを制御する。

この交流電圧出力装置においては、繰返し制御部によるフィードバック制御は、交流電圧の１周期分のむだ時間を有するので、繰返し制御部による制御のみでは、急激な負荷変動による交流電圧の波形の歪みを抑制できない。そこで、この交流電圧出力装置では、負荷電流補償部により、電流検出手段によって検出された負荷電流に基づくフィードバック制御が実行される。したがって、この交流電圧出力装置によれば、急激な負荷変動による交流電圧の波形の歪みを抑制することができる。

また、この発明によれば、ハイブリッド自動車は、上述したいずれかの交流電圧出力装置と、第１の多相交流電動機の回転軸にクランク軸が機械的に結合され、第１の多相交流電動機に回転力を付与可能な内燃機関と、第２の多相交流電動機の回転軸に連結され、第２の多相交流電動機から駆動力を受ける駆動輪とを備える。

この発明によるハイブリッド自動車においては、上述したいずれかの交流電圧出力装置が備えられる。したがって、この発明によるハイブリッド自動車によれば、ハイブリッド自動車を電源設備として利用することができる。また、交流電圧を生成するための専用のインバータを備える必要がないので、ハイブリッド自動車に特に要求される小型化や低コスト化、軽量化（低燃費化）などを阻害することはない。

この発明によれば、分配手段における電圧負担率を変更することにより、第１および第２の中性点間に交流電圧を生成するための第１および第２のインバータの電圧負担を変更することができる。

また、交流電圧の大きさの平均値をその参照値にフィードバック制御する第１のフィードバック演算部を設けたので、交流電圧を生成するための制御を高安定化することができる。

さらに、第１のフィードバック演算部を第２のインバータ制御手段と組合わせ、第２のフィードバック演算部を第１のインバータ制御手段と組合わせることにより、負荷を考慮した適切なフィードバック制御を実現することができる。

また、さらに、繰返し制御部により、インバータのデッドタイムの影響により周期的に発生する外乱を効果的に抑制することができる。また、負荷電流補償部をさらに備えることにより、急峻な負荷変動による交流電圧の歪みを抑制することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による交流電圧出力装置１００の全体ブロック図である。図１を参照して、この交流電圧出力装置１００は、蓄電装置Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０，３０と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、制御装置６０と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、電源ラインＰＬ１，ＰＬ２と、接地ラインＳＬと、Ｕ相ラインＵＬ１，ＵＬ２と、Ｖ相ラインＶＬ１，ＶＬ２と、Ｗ相ラインＷＬ１，ＷＬ２と、電圧センサ７０，７２と、電流センサ８０，８２とを備える。また、交流電圧出力装置１００は、ＡＣ出力ラインＡＣＬ１，ＡＣＬ２と、コンデンサＣ３と、ＡＣポート４０と、コネクタ５０とをさらに備える。

この交流電圧出力装置１００は、車両に搭載され、たとえばエンジンＥＮＧおよびモータジェネレータＭＧ２を動力源とするハイブリッド自動車に搭載される。そして、モータジェネレータＭＧ１は、エンジンＥＮＧと連結され、エンジンＥＮＧの始動を行ない得るモータとして動作し、かつ、エンジンＥＮＧによって駆動される発電機として動作するものとしてハイブリッド自動車に組込まれる。モータジェネレータＭＧ２は、駆動輪ＤＷと連結され、駆動輪ＤＷを駆動するモータとしてハイブリッド自動車に組込まれる。

蓄電装置Ｂの正極は、電源ラインＰＬ１に接続され、蓄電装置Ｂの負極は、接地ラインＳＬに接続される。コンデンサＣ１は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間に接続される。

昇圧コンバータ１０は、リアクトルＬと、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に直列に接続される。各ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。そして、リアクトルＬの一端は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に接続され、その他端は、電源ラインＰＬ１に接続される。

なお、上記のｎｐｎ型トランジスタおよび以下の本明細書中のｎｐｎ型トランジスタとして、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができ、また、ｎｐｎ型トランジスタに代えてパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field-effect transistor）等の電力スイッチング素子を用いることができる。

コンデンサＣ２は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に接続される。インバータ２０は、Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６を含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１１，Ｑ１２からなり、Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１３，Ｑ１４からなり、Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１５，Ｑ１６からなる。各ｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続される。

モータジェネレータＭＧ１は、３相コイル１２をステータコイルとして含む。３相コイル１２を形成する各相コイルの一端は、互いに接続されて中性点Ｎ１を形成し、各相コイルの他端は、インバータ２０の各相アームにおける各ｎｐｎ型トランジスタの接続点にそれぞれ接続される。

インバータ３０は、Ｕ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６を含む。モータジェネレータＭＧ２は、３相コイル１４をステータコイルとして含む。インバータ３０およびモータジェネレータＭＧ２の構成は、それぞれインバータ２０およびモータジェネレータＭＧ１と同様である。

ＡＣ出力ラインＡＣＬ１の一端は、中性点Ｎ１に接続され、その他端は、ＡＣポート４０に接続される。ＡＣ出力ラインＡＣＬ２の一端は、中性点Ｎ２に接続され、その他端は、ＡＣポート４０に接続される。コンデンサＣ３は、ＡＣ出力ラインＡＣＬ１とＡＣ出力ラインＡＣＬ２との間に接続される。そして、ＡＣポート４０は、ＡＣ出力ラインＡＣＬ１，ＡＣＬ２とコネクタ５０との間に配設される。

蓄電装置Ｂは、充放電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電装置Ｂは、直流電力を昇圧コンバータ１０へ出力する。また、蓄電装置Ｂは、昇圧コンバータ１０によって充電される。なお、蓄電装置Ｂとして、大容量のキャパシタや燃料電池（Fuel Cell）を用いてもよい。

電圧センサ７０は、蓄電装置Ｂの電圧Ｖｂを検出し、その検出した電圧Ｖｂを制御装置６０へ出力する。コンデンサＣ１は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間の電圧変動を平滑化する。

昇圧コンバータ１０は、制御装置６０からの信号ＰＷＣに基づいて、蓄電装置Ｂから受ける直流電圧をリアクトルＬを用いて昇圧し、その昇圧した昇圧電圧を電源ラインＰＬ２に供給する。具体的には、昇圧コンバータ１０は、制御装置６０からの信号ＰＷＣに基づいて、ｎｐｎ型トランジスタＱ２のスイッチング動作に応じて流れる電流をリアクトルＬに磁場エネルギーとして蓄積することによって蓄電装置Ｂからの直流電圧を昇圧する。そして、昇圧コンバータ１０は、その昇圧した昇圧電圧をｎｐｎ型トランジスタＱ２がオフされたタイミングに同期してダイオードＤ１を介して電源ラインＰＬ２へ出力する。また、昇圧コンバータ１０は、制御装置６０からの信号ＰＷＣに基づいて、電源ラインＰＬ２から供給される直流電圧を降圧して蓄電装置Ｂを充電する。

コンデンサＣ２は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ７２は、コンデンサＣ２の端子間電圧、すなわち接地ラインＳＬに対する電源ラインＰＬ２の電圧Ｖｄｃを検出し、その検出した電圧Ｖｄｃを制御装置６０へ出力する。

インバータ２０は、制御装置６０からの信号ＰＷＭ１に基づいて、電源ラインＰＬ２から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ１へ出力する。また、インバータ２０は、エンジンＥＮＧからの出力を受けてモータジェネレータＭＧ１が発電した３相交流電圧を制御装置６０からの信号ＰＷＭ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ラインＰＬ２へ出力する。

インバータ３０は、制御装置６０からの信号ＰＷＭ２に基づいて、電源ラインＰＬ２から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ２へ出力する。また、インバータ３０は、車両の回生制動時、駆動輪ＤＷからの回転力を受けてモータジェネレータＭＧ２が発電した３相交流電圧を制御装置６０からの信号ＰＷＭ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ラインＰＬ２へ出力する。

なお、ここで言う回生制動とは、車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

ここで、コネクタ５０に接続される負荷装置（図示せず、以下同じ。）への商用交流電圧の出力が要求されると、インバータ２０，３０は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生させる。すなわち、インバータ２０は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生させるように、制御装置６０からの制御信号ＰＷＭ１に基づいて中性点Ｎ１の電位を制御し、インバータ３０は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生させるように、制御装置６０からの制御信号ＰＷＭ２に基づいて中性点Ｎ２の電位を制御する。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々は、３相交流電動機であり、たとえばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型３相交流同期電動機から成る。モータジェネレータＭＧ１は、エンジンＥＮＧと連結され、エンジンＥＮＧの出力を用いて３相交流電圧を発生し、その発生した３相交流電圧をインバータ２０へ出力する。また、モータジェネレータＭＧ１は、インバータ２０から受ける３相交流電圧によって駆動力を発生し、エンジンＥＮＧの始動を行なう。モータジェネレータＭＧ２は、車両の駆動輪ＤＷと連結され、インバータ３０から受ける３相交流電圧によって車両の駆動トルクを発生する。また、モータジェネレータＭＧ２は、車両の回生制動時、３相交流電圧を発生してインバータ３０へ出力する。

コンデンサＣ３は、コネクタ５０に接続される負荷装置へのリップルの影響を除去する。ＡＣポート４０は、ＡＣ出力ラインＡＣＬ１，ＡＣＬ２とコネクタ５０との接続／切離しを行なうリレーと、ＡＣ出力ラインＡＣＬ１，ＡＣＬ２間に発生する交流電圧およびＡＣ出力ラインＡＣＬ１，ＡＣＬ２に流される交流電流をそれぞれ検出するための電圧センサおよび電流センサとを含む（いずれも図示せず）。ＡＣポート４０は、制御装置６０から出力許可指令ＥＮを受けるとリレーをオンさせ、コネクタ５０をＡＣ出力ラインＡＣＬ１，ＡＣＬ２と電気的に接続する。また、ＡＣポート４０は、ＡＣ出力ラインＡＣＬ１，ＡＣＬ２間の電圧Ｖａｃおよびコネクタ５０に接続された負荷装置へ供給される電流Ｉａｃを検出し、その検出した電圧Ｖａｃおよび電流Ｉａｃを制御装置６０へ出力する。

コネクタ５０は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生した商用交流電圧を外部の負荷装置へ出力するための出力端子であり、各電気機器の電源プラグなどが接続される。

電流センサ８０は、モータジェネレータＭＧ１に流れるモータ電流Ｉ１を検出し、その検出したモータ電流Ｉ１を制御装置６０へ出力する。電流センサ８２は、モータジェネレータＭＧ２に流れるモータ電流Ｉ２を検出し、その検出したモータ電流Ｉ２を制御装置６０へ出力する。

制御装置６０は、図示されないＥＣＵ（Electronic Control Unit）から出力されるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ω１，ω２、電圧センサ７０からの電圧Ｖｂならびに電圧センサ７２からの電圧Ｖｄｃに基づいて、昇圧コンバータ１０を駆動するための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０へ出力する。

また、制御装置６０は、電圧Ｖｄｃ、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１および電流センサ８０からのモータ電流Ｉ１に基づいて、モータジェネレータＭＧ１を駆動するための信号ＰＷＭ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭ１をインバータ２０へ出力する。さらに、制御装置６０は、電圧Ｖｄｃ、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２および電流センサ８２からのモータ電流Ｉ２に基づいて、モータジェネレータＭＧ２を駆動するための信号ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ２をインバータ３０へ出力する。

ここで、制御装置６０は、コネクタ５０に接続される負荷装置への商用交流電圧の出力を要求するＨ（論理ハイ）レベルの信号ＡＣをＥＣＵから受けると、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧が発生するように、インバータ２０の上アームのｎｐｎ型トランジスタＱ１１，Ｑ１３，Ｑ１５と下アームのｎｐｎ型トランジスタＱ１２，Ｑ１４，Ｑ１６とのスイッチングデューティーの総和を制御しつつ信号ＰＷＭ１を生成し、インバータ３０の上アームのｎｐｎ型トランジスタＱ２１，Ｑ２３，Ｑ２５と下アームのｎｐｎ型トランジスタＱ２２，Ｑ２４，Ｑ２６とのスイッチングデューティーの総和を制御しつつ信号ＰＷＭ２を生成する。なお、制御の詳細については、後ほど説明する。そして、制御装置６０は、出力許可指令ＥＮをＡＣポート４０へ出力する。

図２は、図１に示した制御装置６０の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置６０は、コンバータ制御部６１と、第１のインバータ制御部６２と、第２のインバータ制御部６３と、ＡＣ出力制御部６４とを含む。コンバータ制御部６１は、電圧Ｖｂ，Ｖｄｃ、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ω１，ω２に基づいて、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０へ出力する。

第１のインバータ制御部６２は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１、モータ電流Ｉ１およびモータ回転数ω１、ならびに電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ２０のｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６をオン／オフするための信号ＰＷＭ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭ１をインバータ２０へ出力する。

ここで、第１のインバータ制御部６２は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を生成するための交流電圧指令をＡＣ出力制御部６４から受けているとき、その受けた交流電圧指令に基づいてインバータ２０の上アームおよび下アームのスイッチングデューティーの総和を変化させつつ信号ＰＷＭ１を生成する。

第２のインバータ制御部６３は、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２、モータ電流Ｉ２およびモータ回転数ω２、ならびに電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ３０のｎｐｎ型トランジスタＱ２１〜Ｑ２６をオン／オフするための信号ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ２をインバータ３０へ出力する。

ここで、第２のインバータ制御部６３は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を生成するための交流電圧指令をＡＣ出力制御部６４から受けているとき、その受けた交流電圧指令に基づいてインバータ３０の上アームおよび下アームのスイッチングデューティーの総和を変化させつつ信号ＰＷＭ２を生成する。

ＡＣ出力制御部６４は、信号ＡＣに基づいて、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生するか否かを判定する。ここで、信号ＡＣは、たとえば、図示されないＡＣ出力スイッチの操作に応じて論理レベルが変化する信号であり、Ｈレベルの信号ＡＣは、コネクタ５０に接続される負荷装置への商用交流電圧の出力を要求する信号である。

そして、ＡＣ出力制御部６４は、Ｈレベルの信号ＡＣを受けているとき、ＡＣポート４０において検出された電圧Ｖａｃを用いて、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成し、その生成した交流電圧指令を第１および第２のインバータ制御部６２，６３へ出力する。また、ＡＣ出力制御部６４は、Ｈレベルの信号ＡＣを受けているとき、出力許可指令ＥＮをＡＣポート４０へ出力する。

図３は、図２に示したコンバータ制御部６１の機能ブロック図である。図３を参照して、コンバータ制御部６１は、インバータ入力電圧指令演算部９２と、フィードバック電圧指令演算部９４と、デューティー比演算部９６と、ＰＷＭ信号変換部９８とを含む。

インバータ入力電圧指令演算部９２は、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ω１，ω２に基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）すなわち電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部９４へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部９４は、電圧センサ７２によって検出される電圧Ｖｄｃと、インバータ入力電圧指令演算部９２からの電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍとに基づいて、電圧Ｖｄｃを電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに制御するためのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比演算部９６へ出力する。

デューティー比演算部９６は、電圧センサ７０からの電圧Ｖｂと、フィードバック電圧指令演算部９４からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、電圧Ｖｄｃを電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｏｍに制御するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比をＰＷＭ信号変換部９８へ出力する。

ＰＷＭ信号変換部９８は、デューティー比演算部９６から受けたデューティー比に基づいて、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとして昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

なお、昇圧コンバータ１０の下アームのｎｐｎ型トランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬにおける電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上アームのｎｐｎ型トランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインＰＬ２の電圧が下がる。そこで、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインＰＬ２の電圧を蓄電装置Ｂの出力電圧以上の任意の電圧に制御することができる。

図４は、図２に示した第１および第２のインバータ制御部６２，６３ならびにＡＣ出力制御部６４の詳細な機能ブロック図である。図４を参照して、第１のインバータ制御部６２は、電流変換部１０２と、ＭＧ１電流指令演算部１０４と、ＰＩ制御部１０６，１０８と、変換部１１０と、ＰＷＭ信号生成部１１４とから成る。

電流変換部１０２は、モータジェネレータＭＧ１のモータ回転数ω１を用いて、電流センサ８０によって検出されたＵ相電流Ｉｕ１およびＶ相電流Ｉｖ１をｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ１に変換する。ＭＧ１電流指令演算部１０４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１に基づいて、ｄ，ｑ軸におけるモータジェネレータＭＧ１の電流指令Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒを算出する。

ＰＩ制御部１０６は、電流変換部１０２からのｄ軸電流Ｉｄ１とＭＧ１電流指令演算部１０４からの電流指令Ｉｄ１ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１１０へ出力する。ＰＩ制御部１０８は、電流変換部１０２からのｑ軸電流Ｉｑ１とＭＧ１電流指令演算部１０４からの電流指令Ｉｑ１ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１１０へ出力する。

変換部１１０は、モータ回転数ω１を用いて、ＰＩ制御部１０６，１０８からそれぞれ受けるｄ，ｑ軸上の電圧指令をＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に変換する。

ＰＷＭ信号生成部１１４は、変換部１１０からのＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令にＡＣ出力制御部６４からの交流電圧指令を重畳した電圧指令および電圧センサ７２からの電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ２０に対応するＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１を生成し、その生成したＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１を信号ＰＷＭ１としてインバータ２０へ出力する。

なお、変換部１１０からのモータジェネレータＭＧ１のＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令にＡＣ出力制御部６４からの交流電圧指令を一律に重畳させることは、その交流電圧指令に基づいてインバータ２０の上アームおよび下アームのスイッチングデューティーの総和を変化させることに対応する。

第２のインバータ制御部６３は、電流変換部１２２と、ＭＧ２電流指令演算部１２４と、ＰＩ制御部１２６，１２８と、変換部１３０と、ＰＷＭ信号生成部１３４とから成る。電流変換部１２２は、モータジェネレータＭＧ２のモータ回転数ω２を用いて、電流センサ８２によって検出されたＵ相電流Ｉｕ２およびＶ相電流Ｉｖ２をｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２に変換する。ＭＧ２電流指令演算部１２４は、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２に基づいて、ｄ，ｑ軸におけるモータジェネレータＭＧ２の電流指令Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒを算出する。

ＰＩ制御部１２６は、電流変換部１２２からのｄ軸電流Ｉｄ２とＭＧ２電流指令演算部１２４からの電流指令Ｉｄ２ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１３０へ出力する。ＰＩ制御部１２８は、電流変換部１２２からのｑ軸電流Ｉｑ２とＭＧ２電流指令演算部１２４からの電流指令Ｉｑ２ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１３０へ出力する。

変換部１３０は、モータ回転数ω２を用いて、ＰＩ制御部１２６，１２８からそれぞれ受けるｄ，ｑ軸上の電圧指令をＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に変換する。

ＰＷＭ信号生成部１３４は、変換部１３０からのモータジェネレータＭＧ２の各相電圧指令にＡＣ出力制御部６４からの交流電圧指令を重畳した電圧指令および電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ３０に対応するＰＷＭ信号Ｐｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２を生成し、その生成したＰＷＭ信号Ｐｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２を信号ＰＷＭ２としてインバータ３０へ出力する。

なお、変換部１３０からのモータジェネレータＭＧ２のＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令にＡＣ出力制御部６４からの交流電圧指令を一律に重畳させることは、その交流電圧指令に基づいてインバータ３０の上アームおよび下アームのスイッチングデューティーの総和を変化させることに対応する。

ＡＣ出力制御部６４は、乗算部１４０，１４４と、ＦＢ制御部１４２と、減算部１４６とから成る。乗算部１４０は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生する商用交流電圧の波高値Ｖｒ√２に正弦波信号ｓｉｎωｔを乗算して商用交流電圧の参照値Ｖａｃｒを生成する。ここで、ωは、商用電源周波数である。

ＦＢ制御部１４２は、乗算部１４０から出力される参照値ＶａｃｒとＡＣポート４０において検出された電圧Ｖａｃとの偏差に基づいてフィードバック演算を行ない、その演算結果を出力する。なお、フィードバック演算には、種々の公知の演算手法（比例積分制御など）を用いることができる。

乗算部１４４は、参照値ＶａｃｒにＦＢ制御部１４２の出力値を加算した値をｋ倍（ｋは０以上１以下の定数）し、その演算結果を第１のインバータ制御部６２に対する交流電圧指令として第１のインバータ制御部６２へ出力する。減算部１４６は、乗算部１４４の出力値から乗算部１４４の入力値を減算し、その演算結果を第２のインバータ制御部６３に対する交流電圧指令として第２のインバータ制御部６３へ出力する。

すなわち、参照値ＶａｃｒにＦＢ制御部１４２の演算結果を加算した交流電圧指令は、ｋ倍されて第１のインバータ制御部６２へ出力され、−（１−ｋ）倍されて第２のインバータ制御部６３へ出力される。つまり、ｋは、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生する際のインバータ２０，３０の電圧負担率であって、ｋが０．５を超えるとインバータ２０の電圧負担が大きくなり、ｋが０．５よりも小さいとインバータ３０の電圧負担が大きくなる。

このｋは、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の負荷に基づいて決定することができる。たとえば、車両の停止中にモータジェネレータＭＧ１により発電を行ないつつ中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を生成する場合、ｋを０．５よりも小さな値とすることによって、商用交流電圧の生成について主にモータジェネレータＭＧ２に負担させ、モータジェネレータＭＧ１により大電力（高電圧）の発電を行なうことができる。

なお、特に図示していないが、このＡＣ出力制御部６４は、Ｈレベルの信号ＡＣを受けているとき、生成した交流電圧指令を第１および第２のインバータ制御部６２，６３へ出力し、Ｌ（論理ロー）レベルの信号ＡＣを受けているときは、第１および第２のインバータ制御部６２，６３へ出力する交流電圧指令を０とする。

図５は、インバータ２０，３０のスイッチングデューティーの総和および中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生する電圧Ｖａｃの波形図である。図５を参照して、曲線Ｓ１は、インバータ２０の上アームおよび下アームのスイッチングデューティーの総和の変化を示し、曲線Ｓ２は、インバータ３０の上アームおよび下アームのスイッチングデューティーの総和の変化を示す。

ここで、スイッチングデューティーの総和とは、各インバータにおける上アームのオンデューティーから下アームのオンデューティーを減算したものである。図５において、スイッチングデューティーの総和が正のときは、対応するモータジェネレータの中性点電位がインバータの入力電圧Ｖｄｃの中間電位Ｖｄｃ／２よりも高くなることを示し、スイッチングデューティーの総和が負のときは、中性点電位が中間電位Ｖｄｃ／２よりも低くなることを示す。

この交流電圧出力装置１００においては、図４に示したように、ＡＣ出力制御部６４から第１のインバータ制御部６２へ出力される交流電圧指令をモータジェネレータＭＧ１のＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に一律に重畳させることにより、インバータ２０のスイッチングデューティーの総和を曲線Ｓ１に従って商用電源周波数ωで周期的に変化させる。また、ＡＣ出力制御部６４から第２のインバータ制御部６３へ出力される交流電圧指令をモータジェネレータＭＧ２のＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に一律に重畳させることにより、インバータ３０のスイッチングデューティーの総和を曲線Ｓ２に従って商用電源周波数ωで周期的に変化させる。

なお、この図５では、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の電圧負担率を決定するｋが０．５の場合について示されている。したがって、曲線Ｓ２は、曲線Ｓ１の位相を丁度反転させたものとなっている。なお、ｋを０．５よりも大きくすると、曲線Ｓ１の振幅が大きくなるとともに曲線Ｓ２の振幅が小さくなり、ｋを０．５よりも小さくすると、曲線Ｓ１の振幅が小さくなるとともに曲線Ｓ２の振幅が大きくなる。

時刻ｔ０〜ｔ１においては、モータジェネレータＭＧ１の中性点Ｎ１の電位は、電圧Ｖｄｃの中間電位Ｖｄｃ／２よりも高くなり、モータジェネレータＭＧ２の中性点Ｎ２の電位は、中間電位Ｖｄｃ／２よりも低くなり、中性点Ｎ１，Ｎ２間に正側の商用交流電圧が発生する。ここで、コネクタ５０に負荷装置が接続されていると、インバータ２０の上アームから下アームに流れ込むことができない余った電流が中性点Ｎ１からＡＣ出力ラインＡＣＬ１、負荷装置およびＡＣ出力ラインＡＣＬ２を介して中性点Ｎ２へ流れ、中性点Ｎ２からインバータ３０の各相アームの下アームへ流れる。

時刻ｔ１〜ｔ２においては、中性点Ｎ１の電位は、中間電位Ｖｄｃ／２よりも低くなり、中性点Ｎ２の電位は、中間電位Ｖｄｃ／２よりも高くなり、中性点Ｎ１，Ｎ２間に負側の商用交流電圧が発生する。そして、インバータ３０の各相アームの上アームから中性点Ｎ２、ＡＣ出力ラインＡＣＬ２、負荷装置およびＡＣ出力ラインＡＣＬ１を介して中性点Ｎ１へ電流が流れ、中性点Ｎ１からインバータ２０の下アームへ電流が流れる。

このようにして、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧が発生する。

以上のように、この実施の形態１によれば、モータジェネレータＭＧ１の３相コイル１２の中性点Ｎ１とモータジェネレータＭＧ２の３相コイル１４の中性点Ｎ２との間に商用交流電圧を発生し、コネクタ５０に接続される負荷装置へ供給することができる。

その際、ＡＣ出力制御部６４における電圧分担率ｋを用いて、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を生成するためのインバータ２０，３０の電圧負担を変更することができる。したがって、インバータ２０，３０のいずれかに電圧負担が集中するのを回避することができ、商用交流電圧の波形が歪むのを防止することができる。

また、この実施の形態１によれば、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生させて負荷装置へ出力するので、商用交流電圧を生成するための専用のインバータを別途備える必要がない。

［実施の形態２］
実施の形態１では、図４に示したように乗算部１４０において正弦波の交流電圧参照値Ｖａｃｒを生成し、その生成した参照値ＶａｃｒとＡＣポート４０において検出された電圧Ｖａｃとの偏差に基づくフィードバック制御が行なわれる。このフィードバック制御は一般的ではあるが、商用電源周波数ωで変化する参照値Ｖａｃｒに電圧Ｖａｃを制御するので高い追従性が必要である。このため、制御を高応答化する必要があり、その一方で制御の安定性が阻害されるおそれがある。また、高応答性を実現するには、高速演算も要求される。そこで、この実施の形態２では、安定性を重視したフィードバック制御が構築される。

実施の形態２による交流電圧出力装置の全体構成は、図１に示した実施の形態１による交流電圧出力装置１００と同じである。

図６は、実施の形態２における制御装置の機能ブロック図である。図６を参照して、この制御装置６０Ａは、図２に示した実施の形態１における制御装置６０の構成において、第１のインバータ制御部６２およびＡＣ出力制御部６４に代えてそれぞれ第１のインバータ制御部６２ＡおよびＡＣ出力制御部６４Ａを含む。第１のインバータ制御部６２Ａは、交流電圧指令を受けない点においてのみ第１のインバータ制御部６２と異なり、その他の構成については、第１のインバータ制御部６２と同じである。

ＡＣ出力制御部６４Ａは、Ｈレベルの信号ＡＣを受けているとき、ＡＣポート４０において検出された電圧Ｖａｃの平均値を算出する。そして、ＡＣ出力制御部６４Ａは、その算出した電圧Ｖａｃの平均値を用いて、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成し、その生成した交流電圧指令を第２のインバータ制御部６３へ出力する。

図７は、図６に示した第２のインバータ制御部６３およびＡＣ出力制御部６４Ａの詳細な機能ブロック図である。図７を参照して、ＡＣ出力制御部６４Ａは、平均値演算部１５２と、ＰＩ制御部１５４と、加算部１５６と、乗算部１５８とから成る。平均値演算部１５２は、ＡＣポート４０において検出された電圧Ｖａｃの大きさの平均値を算出する。たとえば、平均値演算部１５２は、電圧Ｖａｃの絶対値を１周期または数周期分積算し、その積算値をサンプリング回数で除算した値に変換係数を乗じることによって、電圧Ｖａｃの大きさの平均値（波高値ベース）を算出する。

ＰＩ制御部１５４は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生する商用交流電圧の大きさの目標を示す波高参照値Ｖｒ√２と平均値演算部１５２からの出力値との偏差に基づいて比例積分演算を行ない、その演算結果を加算部１５６へ出力する。

加算部１５６は、波高参照値Ｖｒ√２にＰＩ制御部１５４の出力値を加算し、その演算結果を乗算部１５８へ出力する。乗算部１５８は、加算部１５６の出力値に正弦波信号ｓｉｎωｔを乗算し、その演算結果を交流電圧指令として第２のインバータ制御部６３へ出力する。

このＡＣ出力制御部６４Ａにおいては、電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御ではなく、電圧Ｖａｃの平均値に基づくフィードバック制御が行なわれる。この電圧Ｖａｃの平均値に基づくフィードバック制御は定値制御であるので、参照値が正弦波からなる、電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御に比べて安定性が高い。

なお、上記においては、インバータ３０が交流電圧の生成の全てを負担し、インバータ２０は、交流電圧生成分の電圧を負担しない。インバータ２０に対応するモータジェネレータＭＧ１における中性点Ｎ１の電位は、交流電圧の生成の有無に拘わらず、電圧Ｖｄｃの中間電位Ｖｄｃ／２に一定に制御される。

また、上記においては、交流電圧指令は第２のインバータ制御部６３へ出力されるものとしたが、交流電圧指令を第１のインバータ制御部へ出力し、交流電圧の生成をインバータ２０に負担させてもよい。また、実施の形態１と同様にして、電圧分担率に基づいてインバータ２０，３０で交流電圧の生成を分担することもできる。

以上のように、この実施の形態２によれば、電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御を行なう実施の形態１に比べて制御の安定性を向上させることができる。

［実施の形態３］
実施の形態３では、実施の形態２においてさらに電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御が行なわれ、その補償量が第１のインバータ制御部へ出力される。これにより、電圧Ｖａｃの平均値に基づくフィードバック制御だけでは残る微小な偏差を取り除くことができる。

実施の形態３による交流電圧出力装置の全体構成は、図１に示した実施の形態１による交流電圧出力装置１００と同じである。また、この実施の形態３におけるコンバータ制御部ならびに第１および第２のインバータ制御部の構成は、図２〜図４に示した実施の形態１におけるコンバータ制御部６１ならびに第１および第２のインバータ制御部６２，６３と同じである。

図８は、実施の形態３における第１のインバータ制御部６２およびＡＣ出力制御部６４Ｂの詳細な機能ブロック図である。図８を参照して、ＡＣ出力制御部６４Ｂは、図７に示したＡＣ出力制御部６４Ａの構成（図示せず）に加えて、乗算部１６２と、ＰＩ制御部１６４とをさらに含む。

乗算部１６２は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生する商用交流電圧の波高値Ｖｒ√２に正弦波信号ｓｉｎωｔを乗算して商用交流電圧の参照値Ｖａｃｒを生成する。ＰＩ制御部１６４は、乗算部１６２から出力される参照値ＶａｃｒとＡＣポート４０において検出された電圧Ｖａｃとの偏差に基づいて比例積分演算を行ない、その演算結果を第１のインバータ制御部６２へ出力する。

そして、第１のインバータ制御部６２のＰＷＭ信号生成部１１４は、変換部１１０からのモータジェネレータＭＧ１の各相電圧指令にＰＩ制御部１６４からの補償量を重畳した電圧指令に基づいて、インバータ２０に対応するＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１を生成し、その生成したＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１を信号ＰＷＭ１としてインバータ２０へ出力する。

このＡＣ出力制御部６４Ｂにおいては、電圧Ｖａｃの平均値に基づくフィードバック制御の補償量は第２のインバータ制御部６３へ出力され、電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御の補償量は第１のインバータ制御部６２へ出力される。各フィードバック制御の機能分担としては、電圧Ｖａｃの平均値に基づくフィードバック制御により大きな偏差が取り除かれ、電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御により、平均値に基づくフィードバック制御では取りきれない微小な偏差が取り除かれる。

なお、車両の停止中にモータジェネレータＭＧ１により発電を行ないつつ中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を生成する動作モードにおいて、モータを駆動しない分だけ電圧に余裕のあるインバータ３０に対応する第２のインバータ制御部６３へ交流電圧指令が出力される。一方、回生駆動により電圧に余裕のないインバータ２０に対応する第１のインバータ制御部６２へは、補償量の少ない電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御からの出力が与えられる。すなわち、車両の停止中にモータジェネレータＭＧ１により発電を行ないつつ中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を生成する動作状態を想定して、２つのフィードバック制御が実装されている。

なお、第１のインバータ制御部６２、およびＡＣ出力制御部６４Ｂにおいて電圧Ｖａｃの瞬時値に基づくフィードバック制御を実行する部分は、第１のＣＰＵ（Central Processing Unit）により実行され、第２のインバータ制御部６３、およびＡＣ出力制御部６４Ｂにおいて電圧Ｖａｃの平均値に基づくフィードバック制御を実行する部分は、第１のＣＰＵと異なる第２のＣＰＵにより実行される。これにより、２つのＣＰＵにおいて演算負荷が適切に分担される。

以上のように、この実施の形態３によれば、商用交流電圧の生成時においてモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の負荷を考慮した適切なフィードバック制御が実現される。また、２つのＣＰＵで演算負荷を適切に分担することができる。

［実施の形態４］
インバータ２０，３０のスイッチング制御においては、上述のようにデッドタイムが一般に設けられているところ、このデッドタイムの影響により交流電圧のゼロクロス点近傍で波形の歪みが発生する。特に、ハイブリッド自動車に用いられる大電力のインバータでは、デッドタイムが大きくとられることが多く、その場合は歪みがさらに顕著になる。この実施の形態４では、そのようなインバータのデッドタイムの影響により周期的に発生する波形の歪みが抑制される。

実施の形態４による交流電圧出力装置の全体構成は、図１に示した実施の形態１による交流電圧出力装置１００と同じである。また、この実施の形態４におけるコンバータ制御部は、図３に示した実施の形態１におけるコンバータ制御部６１と同じであり、第１のインバータ制御部は、実施の形態２における第１のインバータ制御部６２Ａと同じである。

図９は、実施の形態４における第２のインバータ制御部６３ＣおよびＡＣ出力制御部６４Ｃの詳細な機能ブロック図である。図９を参照して、ＡＣ出力制御部６４Ｃは、繰返し制御部１７２と、負荷電流補償部１７４と、ＡＣ基本波生成部１７６とから成る。

ＡＣ基本波生成部１７６は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に商用交流電圧を発生するための交流電圧指令Ｖａｃｒを生成し、その生成した交流電圧指令Ｖａｃｒを第２のインバータ制御部６３Ｃへ出力する。また、ＡＣ基本波生成部１７６は、生成した交流電圧指令Ｖａｃｒおよび第２のインバータ制御部６３Ｃへ出力している交流電圧指令Ｖａｃｒの位相θａｃを繰返し制御部１７２へ出力する。

繰返し制御部１７２は、交流電圧指令Ｖａｃｒおよびその位相θａｃをＡＣ基本波生成部１７６から受け、電圧ＶａｃをＡＣポート４０から受ける。そして、繰返し制御部１７２は、後述する方法により位相θａｃに応じて補償量を算出し、その算出した補償量を第２のインバータ制御部６３Ｃへ出力する。

図１０は、図９に示した繰返し制御部１７２の制御の考え方を説明するための図である。図１０を参照して、縦軸および横軸はそれぞれ電圧および時間を示し、交流電圧指令Ｖａｃｒおよび実績値である電圧Ｖａｃの時間的変化が示される。なお、この図１０では、繰返し制御部１７２による制御が実行されていない場合の電圧Ｖａｃが示されている。

インバータ２０，３０のデッドタイムの影響により、時刻ｔ０，ｔ３，ｔ４におけるゼロクロス点近傍で周期的に電圧Ｖａｃの波形が歪み、ゼロクロス点から離れるほど歪みは小さくなる。一般的なＰＩ制御などにおいて、ゼロクロス点近傍での歪みを抑制するために制御ゲインを大きくすると、オーバーシュートやハンチングが発生し、制御が不安定になり得る。一方、制御ゲインを下げると、ゼロクロス点近傍での歪みを十分に抑制することができない。

そこで、ある位相θａｃ１に対応する時刻ｔ１での交流電圧指令Ｖａｃｒと電圧Ｖａｃとの偏差ΔＶ（θａｃ１）に基づいて補償量を算出し、その算出した補償量を１周期後のの位相θａｃ１に対応する時刻ｔ５に出力する。また、ある位相θａｃ２に対応する時刻ｔ２での交流電圧指令Ｖａｃｒと電圧Ｖａｃとの偏差ΔＶ（θａｃ２）（図示せず）に基づいて補償量を算出し、その算出した補償量を１周期後の位相θａｃ２に対応する時刻ｔ６に出力する。このような制御を位相ごとに繰返し実行する。

言い換えると、丁度１周期前の交流電圧指令Ｖａｃｒと電圧Ｖａｃとの偏差に基づいて補償量が算出される。そして、この演算を交流電圧の位相θａｃに応じて繰返し実行する。つまり、この制御は、１周期前の偏差に基づいて次周期の同位相における補償量を決定するので、インバータのデッドタイムの影響によりゼロクロス点近傍ごとに発生するような周期外乱の抑制に効果的である。

図１１は、図９に示した繰返し制御部１７２の詳細な機能ブロック図である。図１１を参照して、繰返し制御部１７２は、交流電圧指令値テーブル１８２と、減算部１８４と、ＰＩテーブル１８６とから成る。交流電圧指令値テーブル１８２は、ＡＣ基本波生成部１７６から交流電圧指令Ｖａｃｒおよびその位相θａｃを受け、交流電圧指令Ｖａｃｒの各位相ごと（たとえば１度ずつ）の値Ｖａｃｒ（０）〜Ｖａｃｒ（３５９）を格納する。そして、交流電圧指令値テーブル１８２は、格納した値を位相θａｃに応じて読出して減算部１８４へ出力する。

減算部１８４は、位相θａｃに応じて交流電圧指令値テーブル１８２から読出される交流電圧指令Ｖａｃｒから電圧Ｖａｃを減算し、その演算結果をＰＩテーブル１８６へ出力する。

ＰＩテーブル１８６は、各位相ごと（たとえば１度ずつ）にＰＩ制御ゲインを有する。そして、ＰＩテーブル１８６は、位相θａｃに応じて、対応するＰＩ制御ゲインを減算部１８４の出力値に乗算して補償量を演算し、その演算した補償量を位相θａｃに対応するテーブルに格納する。そして、ＰＩテーブル１８６は、交流電圧の次周期において、位相θａｃに応じてテーブル値を読出し、その読出した値を補償量として第２のインバータ制御部６３Ｃへ出力する。

再び図９を参照して、負荷電流補償部１７４は、ＡＣポート４０において検出される電流Ｉａｃの変化量に基づいて補償量を演算し、その演算した補償量を第２のインバータ制御部６３Ｃへ出力する。

上記の繰返し制御部１７２においては、交流電圧１周期分のむだ時間が存在するので、制御の応答性は高くはない。そこで、負荷変動に起因して発生する急峻な交流電圧の歪みを抑制するために、この負荷電流補償部１７４が設けられる。

図１２は、図９に示した負荷電流補償部１７４の詳細な機能ブロック図である。図１２を参照して、負荷電流補償部１７４は、差分演算部１９２と、乗算部１９４とから成る。差分演算部１７４は、ＡＣポート４０において検出された、コネクタ５０に接続される負荷装置に流される電流ＩａｃをＡＣポート４０から受け、その受けた電流Ｉａｃの前回値と今回値との差分を算出する。すなわち、差分演算部１７４は、負荷装置に流される負荷電流の変化量を算出する。

乗算部１９４は、差分演算部１７４の出力値に所定のゲインＫｄを乗算し、その演算結果を補償量として第２のインバータ制御部６３Ｃへ出力する。これにより、負荷装置に流される電流の変化量に応じた電圧補償が行なわれる。

再び図９を参照して、第２のインバータ制御部６３ＣのＰＷＭ信号生成部１３４は、変換部１３０からのモータジェネレータＭＧ２の各相電圧指令にＡＣ基本波生成部１７６からの交流電圧指令ならびに繰返し制御部１７２および負荷電流補償部１７４からの各補償量を重畳した電圧指令に基づいて、インバータ３０に対応するＰＷＭ信号Ｐｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２を生成し、その生成したＰＷＭ信号Ｐｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２を信号ＰＷＭ２としてインバータ３０へ出力する。

なお、上記においては、繰返し制御部１７２の交流電圧指令値テーブル１８２およびＰＩテーブル１８６における位相のサンプリング間隔を１度としたが、位相のサンプリング間隔はこれに限定されるものではなく、制御に対する要求精度や演算処理能力などに応じて設定することができる。

以上のように、この実施の形態４によれば、繰返し制御部１７２により、インバータ２０，３０のデットタイムの影響による交流電圧の波形の歪みを抑制することができる。また、負荷電流補償部１７４により、急峻な負荷変動による交流電圧の波形の歪みを抑制することができる。

なお、上記の各実施の形態１〜４においては、交流電圧出力装置は、昇圧コンバータ１０を備えるものとしたが、昇圧コンバータ１０を備えないシステムにおいても、この発明は適用可能である。

また、上記においては、交流電圧出力装置はハイブリッド自動車に搭載されると説明したが、この発明においては、これに限らず、交流電圧出力装置は電気自動車（Electric Vehicle）または燃料電池自動車に搭載されてもよい。そして、この発明は、一般に２つのモータジェネレータを使用するものに適用可能である。また、この発明による交流電圧出力装置が電気自動車または燃料電池自動車に搭載される場合、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、電気自動車または燃料電池自動車の駆動輪に連結される。

なお、上記において、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、それぞれこの発明における「第１の多相交流電動機」および「第２の多相交流電動機」に対応し、３相コイル１２，１４は、それぞれこの発明における「第１の多相巻線」および「第２の多相巻線」に対応する。また、インバータ２０，３０は、それぞれこの発明における「第１のインバータ」および「第２のインバータ」に対応し、第１および第２のインバータ制御部６２，６３は、この発明における「インバータ制御手段」を形成する。さらに、ＡＣ出力制御部６４，６４Ａ〜６４Ｃは、この発明における「交流電圧指令生成手段」に対応し、乗算部１４４および減算部１４６は、この発明における「分配手段」を形成する。また、さらに、ＡＣポート４０は、この発明における「電圧検出手段」に対応し、ＦＢ制御部１４２は、この発明における「フィードバック演算部」に対応する。

また、さらに、第１および第２のインバータ制御部６２，６３は、それぞれこの発明における「第１のインバータ制御手段」および「第２のインバータ制御手段」に対応し、平均値演算部１５２、ＰＩ制御部１５４、加算部１５６および乗算部１５８は、この発明における「第１のフィードバック演算部」を形成する。また、さらに、ＰＩ制御部１６４は、この発明における「第２のフィードバック演算部」に対応し、エンジンＥＮＧは、この発明における「内燃機関」に対応する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１による交流電圧出力装置の全体ブロック図である。 図１に示す制御装置の機能ブロック図である。 図２に示すコンバータ制御部の機能ブロック図である。 図２に示す第１および第２のインバータ制御部ならびにＡＣ出力制御部の詳細な機能ブロック図である。 インバータのスイッチングデューティーの総和および中性点間に発生する電圧の波形図である。 実施の形態２における制御装置の機能ブロック図である。 図６に示す第２のインバータ制御部およびＡＣ出力制御部の詳細な機能ブロック図である。 実施の形態３における第１のインバータ制御部およびＡＣ出力制御部の詳細な機能ブロック図である。 実施の形態４における第２のインバータ制御部およびＡＣ出力制御部の詳細な機能ブロック図である。 図９に示す繰返し制御部の制御の考え方を説明するための図である。 図９に示す繰返し制御部の詳細な機能ブロック図である。 図９に示す負荷電流補償部の詳細な機能ブロック図である。

符号の説明

１０ 昇圧コンバータ、１２，１４ ３相コイル、２０，３０ インバータ、２２，３２ Ｕ相アーム、２４，３４ Ｖ相アーム、２６，３６ Ｗ相アーム、４０ ＡＣポート、５０ コネクタ、６０，６０Ａ 制御装置、６１ コンバータ制御部、６２，６２Ａ 第１のインバータ制御部、６３，６３Ｃ 第２のインバータ制御部、６４，６４Ａ〜６４Ｃ ＡＣ出力制御部、７０，７２ 電圧センサ、８０，８２ 電流センサ、９２ インバータ入力電圧指令演算部、９４ フィードバック電圧指令演算部、９６ デューティー比演算部、９８ ＰＷＭ信号変換部、１００ 交流電圧出力装置、１０２，１２２ 電流変換部、１０４ ＭＧ１電流指令演算部、１０６，１０８，１２６，１２８，１５４，１６４ ＰＩ制御部、１１０，１３０ 変換部、１１４，１３４ ＰＷＭ信号生成部、１２４ ＭＧ２電流指令演算部、１４０，１４４，１５８，１６２，１９４ 乗算部、１４２ ＦＢ制御部、１４６，１８４ 減算部、１５２ 平均値演算部、１５６ 加算部、１７２ 繰返し制御部、１７４ 負荷電流補償部、１７６ ＡＣ基本波生成部、１８２ 目標値テーブル、１８６ ＰＩテーブル、１９２ 差分演算部、Ｂ 蓄電装置、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、Ｌ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６ ｎｐｎ型トランジスタ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ ダイオード、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、Ｎ１，Ｎ２ 中性点、ＡＣＬ１，ＡＣＬ２ ＡＣ出力ライン、ＰＬ１，ＰＬ２ 電源ライン、ＳＬ 接地ライン、ＵＬ１，ＵＬ２ Ｕ相ライン、ＶＬ１，ＶＬ２ Ｖ相ライン、ＷＬ１，ＷＬ２ Ｗ相ライン、ＥＮＧ エンジン、ＤＷ 駆動輪。

Claims (9)

1. 星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、
   星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、
   前記第１および第２の多相巻線にそれぞれ接続される第１および第２のインバータと、
   前記第１および第２のインバータを制御するインバータ制御手段と、
   前記第１の多相巻線の第１の中性点と前記第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成する交流電圧指令生成手段とを備え、
   前記交流電圧指令生成手段は、前記交流電圧を発生するために前記第１および第２のインバータが負担する電圧の割合を示す電圧負担率に基づいて前記交流電圧指令を第１および第２の交流電圧指令に分配する分配手段を含み、
   前記インバータ制御手段は、前記第１の多相交流電動機の各相電圧指令に前記第１の交流電圧指令を重畳した電圧指令に基づいて前記第１のインバータを制御し、前記第２の多相交流電動機の各相電圧指令に前記第２の交流電圧指令を重畳した電圧指令に基づいて前記第２のインバータを制御する、交流電圧出力装置。
2. 前記電圧負担率は、前記第１および第２の多相交流電動機の駆動負荷に応じて設定される、請求項１に記載の交流電圧出力装置。
3. 前記第１および第２の中性点間の電圧を検出する電圧検出手段をさらに備え、
   前記交流電圧指令生成手段は、前記交流電圧の目標を示す参照電圧と前記電圧検出手段によって検出された電圧との偏差に基づいて補償量を算出し、その算出した補償量を用いて前記参照電圧を補償して前記交流電圧指令を生成するフィードバック演算部をさらに含む、請求項１または請求項２に記載の交流電圧出力装置。
4. 星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、
   星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、
   前記第１および第２の多相巻線にそれぞれ接続される第１および第２のインバータと、
   前記第１および第２のインバータをそれぞれ制御する第１および第２のインバータ制御手段と、
   前記第１の多相巻線の第１の中性点と前記第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成する交流電圧指令生成手段と、
   前記第１および第２の中性点間の電圧を検出する電圧検出手段とを備え、
   前記交流電圧指令生成手段は、前記電圧検出手段によって検出された電圧の大きさの平均値とその平均値の目標を示す参照値との偏差に基づいて第１の補償量を算出し、その算出した第１の補償量を用いて前記参照値を補償した値に基づいて前記交流電圧指令を生成する第１のフィードバック演算部を含み、
   前記第１のインバータ制御手段は、前記第１の多相交流電動機の各相電圧指令に基づいて前記第１のインバータを制御し、
   前記第２のインバータ制御手段は、前記第２の多相交流電動機の各相電圧指令に前記交流電圧指令を重畳した電圧指令に基づいて前記第２のインバータを制御する、交流電圧出力装置。
5. 前記交流電圧指令生成手段は、前記交流電圧の目標を示す参照電圧と前記電圧検出手段によって検出された電圧との偏差に基づいて第２の補償量を算出する第２のフィードバック演算部をさらに含み、
   前記第１のインバータ制御手段は、前記第１の多相交流電動機の各相電圧指令に前記第２の補償量を重畳した電圧指令に基づいて前記第１のインバータを制御する、請求項４に記載の交流電圧出力装置。
6. 前記第１のインバータ制御手段および前記第２のフィードバック演算部は、第１の処理装置に実装され、
   前記第２のインバータ制御手段および前記第１のフィードバック演算部は、第２の処理装置に実装される、請求項５に記載の交流電圧出力装置。
7. 星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、
   星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、
   前記第１および第２の多相巻線にそれぞれ接続される第１および第２のインバータと、
   前記第１および第２のインバータを制御するインバータ制御手段と、
   前記第１の多相巻線の第１の中性点と前記第２の多相巻線の第２の中性点との間に交流電圧を発生するための交流電圧指令を生成する交流電圧指令生成手段と、
   前記第１および第２の中性点間の電圧を検出する電圧検出手段とを備え、
   前記交流電圧指令生成手段は、前記交流電圧の１周期前における、前記交流電圧の目標を示す参照電圧と前記電圧検出手段によって検出された電圧との偏差に基づいて、前記交流電圧の位相ごとに逐次第１の補償量を算出する繰返し制御部を含み、
   前記インバータ制御手段は、前記第１または第２の多相交流電動機の各相電圧指令に前記交流電圧指令および前記第１の補償量を重畳した電圧指令に基づいて前記第１および第２のインバータを制御する、交流電圧出力装置。
8. 前記交流電圧の供給を受ける負荷に流される電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
   前記交流電圧指令生成手段は、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて第２の補償量を算出する負荷電流補償部をさらに含み、
   前記インバータ制御手段は、前記第１または第２の多相交流電動機の各相電圧指令に前記交流電圧指令ならびに前記第１および第２の補償量を重畳した電圧指令に基づいて前記第１および第２のインバータを制御する、請求項７に記載の交流電圧出力装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の交流電圧出力装置と、
   前記第１の多相交流電動機の回転軸にクランク軸が機械的に結合され、前記第１の多相交流電動機に回転力を付与可能な内燃機関と、
   前記第２の多相交流電動機の回転軸に連結され、前記第２の多相交流電動機から駆動力を受ける駆動輪とを備えるハイブリッド自動車。

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