JP2007019880A - 通信装置、基地局装置及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 フィードバック情報量の抑制及びチャネル推定誤差が大きい場合の受信特性の劣化防止と、チャネル容量の確保との両立を図ること。
【解決手段】 チャネル推定部１０６−１、１０６−２は、パイロット信号に基づいて、サブキャリアブロック毎にチャネル推定値を求める。ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、チャネル推定値に基づいて、ＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭの内の何れか一方をサブキャリアブロック毎に決定する。送受信ウェイト算出部１０８は、チャネル推定値及びＭＩＭＯ多重方式の情報に基づいて、送信ウェイトと受信ウェイトを生成する。高速フーリエ変換部１１３−１、１１３−２は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換してサブキャリア成分に分解する。ＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎは、信号をＭＩＭＯ復調する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、特にＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)チャネルを用いる通信装置、基地局装置及び通信方法に関する。

第４世代移動通信では１００Ｍｂｐｓを超える超高速伝送の実現が必須となる。この場合、ブロードバンド化によりマルチパス数が増加するため周波数選択性フェージングの影響がよりいっそう顕著になる。このため、周波数選択性フェージングに対して強い耐性を持つことに加え、周波数利用効率の高い伝送方式が必要不可欠である。この伝送方式の有力候補が、低シンボルレート化されたサブキャリアを直交周波数間隔に配置させる直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、以下「ＯＦＤＭ」と記載する)である。

近年、更なる伝送容量増加を目指すために、ＭＩＭＯチャネルが非常に注目を浴びており、検討が盛んに行われている。また、ＯＦＤＭ信号をサブキャリア単位で見ると、低シンボルレート化されているため周波数選択性フェージングの影響が軽減される。このため、ＯＦＤＭは、ＭＩＭＯとの相性が良く、ＭＩＭＯとＯＦＤＭとを組み合わせたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは大容量伝送を実現することができる。ＭＩＭＯにおける多重方式の１つである空間分割多重(Space Division Multiplexing、以下「ＳＤＭ」と記載する)は、複数の送信アンテナから独立なストリームを送信し、受信側で空間フィルタリングや最尤判定によりこれらのストリームを分離する技術である。図１０は、ＳＤＭを用いた通信の概念図である。ＳＤＭにおいては、送信側は指向性を設けずに送信を行うとともに、受信側は指向性を設けて受信を行うので、送信側はＭＩＭＯチャネル情報を必要としない。このため、ＳＤＭにおいては、送信側ではチャネル情報が未知であるため、各送信アンテナには均一な情報及び均一な送信電力が割り当てられる。なお、ＳＤＭにおいて、受信側で送信アンテナ毎の受信ＳＩＮＲを測定して、送信アンテナ毎に変調レベル及び符号化率等のＣＱＩを変更するＷ−ＳＤＭ及びＰＡＲＣ等の技術が知られている。

一方、送信側でＭＩＭＯチャネル情報を用いることにより、更なる伝送容量の増加が期待できる。この方式の１つが、固有ビーム空間分割多重(Eigenbeam-Space Division Multiplexing、以下「Ｅ−ＳＤＭ」と記載する)である（例えば、非特許文献１）。図１１は、Ｅ−ＳＤＭを用いた通信の概念図である。Ｅ−ＳＤＭにおいては、送信側及び受信側の両方にて指向性を設けて送受信を行うため、送信側はＭＩＭＯチャネル情報を必要とする。Ｅ−ＳＤＭは、送信側においてはチャネル情報が既知であるため、各送信アンテナから送信されるデータには各々固有の最適な伝送レート及び送信電力が割り当てられる。Ｅ−ＳＤＭでは、チャネル行列の相関行列を固有値分解して送受信ウェイトを求め、求めた送受信ウェイトを用いて空間的な直交チャネルを形成する。

次に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムについて説明する。サブキャリアｑにおけるチャネル行列Ａ（ｑ）は、（１）式のようになる。

また、ＭＩＭＯチャネルを伝播して、各受信アンテナで受信された高速フーリエ変換後のサブキャリアｑにおけるＮ次元受信信号ベクトルｒ^（ｑ）は、（２）式にて表現できる。

次に、ＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭの詳細について説明する。最初にＳＤＭについて説明する。ＳＤＭは、空間フィルタリングを用いてストリームを分離する。これは、（３）式に示すように、各受信アンテナで受信した受信信号に対して受信ウェイトＷ_ＳＤＭ ^（ｑ）＝（ｗ_１ ^（ｑ），ｗ_２ ^（ｑ），・・・，ｗ_Ｍ ^（ｑ））を乗算することにより実現できる．ここで、ｗ_Ｍ ^（ｑ）＝（ｗ_１ ^（ｑ），ｗ_２ ^（ｑ），・・・，ｗ_Ｎ ^（ｑ））^Ｔである。Ｔは転置を表す。

また、空間フィルタリング方法にはＺＦ法を用いる。ＺＦ法の受信ウェイトは、推定したチャネル行列を用いて、（４）式より求めることができる。

また、一般化逆行列は、（５）式の関係が成立する。

よって，（３）式は（６）式のようになり、所望ストリームの干渉を受けることなく分離できる。

次に、Ｅ−ＳＤＭについて説明する。Ｅ−ＳＤＭは、送信側においてチャネル情報が既知なので、より大きなチャネル容量が得られる伝送が可能である。具体的には、チャネル行列の相関行列を固有値分解することにより得られる固有ベクトルを用いて指向性制御を行い、空間的な直交チャネル（固有チャネル）を形成する。固有チャネルはそれぞれ異なった品質を持つことから、それぞれに最適な伝送レートおよび送信電力を割り当てることにより、チャネル容量を増加させることが可能である。また、Ｅ−ＳＤＭは、（７）式の関係を有する。

ここで、λ_ｍ ^（ｑ）（λ_１ ^（ｑ）≧λ_２ ^（ｑ）≧・・・≧λ_Ｒ ^（ｑ）≧λ_Ｒ＋１ ^（ｑ）＝・・・＝λ_Ｍ ^（ｑ）＝０，Ｒ＝ｒａｎｋ（Ａ^（ｑ））≦ｍｉｎ｛Ｍ，Ｎ｝）は相関行列Ｇ^(q)のｍ番目の固有値であり、（ｅ_ｍ ^（ｑ）＝（ｅ_１ ^（ｑ），ｅ_２ ^（ｑ），・・・，ｅ_Ｍ ^（ｑ））^Ｔはその固有ベクトルである。送信ストリーム数をＫ（≦Ｒ）本とすると、送信ウェイト行列Ｔ^（ｑ）は（８）式より求めることができる。

また、Ｅ−ＳＤＭでは、ｋ本の送信ストリームｓ（ｑ）＝［ｓ_１ ^（ｑ），・・・・，ｓ_ｋ ^（ｑ）］に対して送信ウェイト行列Ｔ^（ｑ）を乗算する。送信信号ｘ^（ｑ）は（９）式で表現できる。

また、受信信号ｒ^(q)は（１０）式で表現できる。

受信ウェイト行列Ｗ_ＥＳＤＭ ^（ｑ）は、（１１）式に示すように、送信ウェイト行列とチャネル行列の積の共役複素行列として与えられる。これは、各ストリームの受信ＳＮＲを最大にするウェイト（最大比合成）となる。

（１０）式と（１１）式より、ｋ次元空間フィルタリング出力ベクトルｙ^（ｑ）は、（１２）式のようになる。

（１２）式より、Ｅ−ＳＤＭはＭＩＭＯチャネルを等価的にｋ個の直交したチャネルに分離できることわかる。
宮下ら，"MIMOチャネルにおける固有ビーム空間分割多重(E-SDM)方式"，RCS2002-53，2002年5月

しかしながら、従来の装置においては、Ｅ−ＳＤＭを用いた場合には、ＦＤＤでは、送信ウェイトは受信側で求められ、求めた送信ウェイトは受信側からのフィードバック情報により送信側に報告される。ＯＦＤＭとＭＩＭＯを組み合わせたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、サブキャリア毎のフィードバック情報が必要になるので、フィードバック情報量が膨大になるという問題がある。また、従来の装置においては、Ｅ−ＳＤＭを用いた場合に、パイロット信号を用いてチャネルを推定する際の精度が悪く、チャネル推定誤差が大きい場合には、空間的直交チャネルの直交性の崩れによる受信特性の劣化が大きくなるという問題がある。また、Ｅ−ＳＤＭを用いた場合に、受信側で推定した送信ベクトルを送信側にフィードバックする際に遅延が発生することにより、送信側が、フィードバックされた送信ベクトルを用いて送信する前に、推定したチャネルが変化している場合には、干渉が生じて直交性が崩れ、受信特性が大幅に劣化するという問題がある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、フィードバック情報量の抑制及び受信特性の劣化防止と、チャネル容量の確保との両立を図ることができる通信装置、基地局装置及び通信方法を提供することを目的とする。

本発明の通信装置は、複数のサブキャリアから構成されるサブキャリアブロックの受信信号より前記サブキャリアブロック毎のチャネル推定値を求めるチャネル推定手段と、指向性を設けずに空間的に独立した複数のストリームにて送信する第一空間分割多重方式または指向性を設けて空間的に直交した複数のチャンネルにて送信する第二空間分割多重方式を前記チャネル推定値に基づいて前記サブキャリアブロック毎に選択する選択手段と、前記選択手段にて前記第一空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックと前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックとで異なる受信ウェイトを前記チャネル推定値より算出する受信ウェイト算出手段と、前記選択手段にて前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの前記チャネル推定値より送信ウェイトを算出する送信ウェイト算出手段と、前記選択手段にて選択された前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイト算出手段にて算出された前記送信ウェイトの情報とを通信相手に通知する通知手段と、前記受信ウェイト算出手段にて算出された前記受信ウェイトにて前記サブキャリアブロック毎に受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。

また、本発明の通信装置は、各サブキャリアの受信信号より各サブキャリアのチャネル推定値を求めるチャネル推定手段と、指向性を設けずに空間的に独立した複数のストリームにて送信する第一空間分割多重方式または指向性を設けて空間的に直交した複数のチャネルにて送信する第二空間分割多重方式を前記チャネル推定値に基づいてサブキャリア毎に選択する選択手段と、前記選択手段にて前記第一空間分割多重方式が選択されたサブキャリアと前記第二空間分割多重方式が選択されたサブキャリアとで異なる受信ウェイトを前記チャネル推定値より算出する受信ウェイト算出手段と、前記選択手段にて前記第二空間分割多重方式が選択されたサブキャリアの前記チャネル推定値より送信ウェイトを算出する送信ウェイト算出手段と、前記選択手段にて選択された前記第一空間分割多重方式または前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイト算出手段にて算出された前記送信ウェイトの情報とを通信相手に通知する通知手段と、前記受信ウェイト算出手段にて算出された前記受信ウェイトにてサブキャリア毎に受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。

本発明の通信方法は、複数のサブキャリアから構成されるサブキャリアブロックの受信信号より前記サブキャリアブロック毎のチャネル推定値を求めるステップと、指向性を設けずに空間的に独立した複数のストリームにて送信する第一空間分割多重方式または指向性を設けて空間的に直交した複数のチャネルにて送信する第二空間分割多重方式を前記チャネル推定値に基づいて前記サブキャリアブロック毎に選択するステップと、前記第一空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックと前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックとで異なる受信ウェイトを前記チャネル推定値より算出するステップと、前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの前記チャネル推定値より送信ウェイトを算出するステップと、前記選択手段にて選択された前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイト算出手段にて算出された前記送信ウェイトの情報とを通信端末装置から基地局装置へ通知するステップと、前記基地局装置が前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイトの情報とを受信する受信手段と、前記第一空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの送信信号に対して前記第一空間分割多重方式の処理を行うとともに、前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの送信信号に前記送信ウェイトを乗算して前記第二空間分割多重方式の処理を行うステップと、前記第一空間分割多重方式の処理または前記第二空間分割多重方式の処理が行われた送信信号を周波数分割多重してＯＦＤＭ信号を生成するステップと、生成された前記ＯＦＤＭ信号を前記基地局装置から前記通信端末装置へ送信するステップと、前記通信端末装置が前記ＯＦＤＭ信号を受信するステップと、受信した前記ＯＦＤＭ信号に前記受信ウェイトを乗算して前記サブキャリアブロック毎に前記ＯＦＤＭ信号を復調するステップと、を具備するようにした。

本発明によれば、フィードバック情報量の抑制及び受信特性の劣化防止と、チャネル容量の確保との両立を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００の構成を示すブロック図である。通信装置１００は、例えば通信端末装置である。

アンテナ１０１−１、１０１−２は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信してＲＦ受信部１０２−１、１０２−２へ出力する。

ＲＦ受信部１０２−１、１０２−２は、アンテナ１０１−１、１０１−２から入力したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を無線周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートしてガードインターバル除去部１０３−１、１０３−２へ出力する。

ガードインターバル除去部１０３−１、１０３−２は、ＲＦ受信部１０２−１、１０２−２から入力したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去してパイロット信号抽出部１０４−１、１０４−２へ出力する。

パイロット信号抽出部１０４−１、１０４−２は、ガードインターバル除去部１０３−１、１０３−２から入力したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号からパイロット信号を抽出して、抽出したパイロット信号をパイロット信号用高速フーリエ変換部１０５−１、１０５−２へ出力する。また、パイロット信号抽出部１０４−１、１０４−２は、パイロット信号を抽出した後の受信信号を高速フーリエ変換部１１３−１、１１３−２へ出力する。

パイロット信号用高速フーリエ変換部１０５−１、１０５−２は、パイロット信号抽出部１０４−１、１０４−２から入力したパイロット信号を高速フーリエ変換処理してチャネル推定部１０６−１、１０６−２へ出力する。

チャネル推定部１０６−１、１０６−２は、パイロット信号用高速フーリエ変換部１０５−１、１０５−２から入力したパイロット信号に基づいて、サブキャリアブロック毎にチャネル推定値を求める。そして、チャネル推定部１０６−１、１０６−２は、求めたサブキャリアブロック毎のチャネル推定値の情報をＭＩＭＯ多重方式決定部１０７及び送受信ウェイト算出部１０８へ出力する。例えば、チャネル推定部１０６−１、１０６−２は、チャネル推定値として、サブキャリアブロック毎に平均チャネル行列を求める。

選択手段であるＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、チャネル推定部１０６−１、１０６−２から入力したチャネル推定値に基づいて、サブキャリアブロック毎にＭＩＭＯ多重方式を決定する。ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、ＭＩＭＯ多重方式として、ＳＤＭ（第一空間分割多重方式）及びＥ−ＳＤＭ（第二空間分割多重方式）の内の何れか一方をサブキャリアブロック毎に決定する。そして、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、決定したサブキャリアブロック毎のＭＩＭＯ多重方式の情報を送受信ウェイト算出部１０８及びフィードバック情報生成部１０９へ出力する。

送受信ウェイト算出部１０８は、チャネル推定部１０６−１、１０６−２から入力したチャネル推定値及びＭＩＭＯ多重方式決定部１０７から入力したＭＩＭＯ多重方式の情報に基づいて、送信ウェイトと受信ウェイトを生成する。そして、送受信ウェイト算出部１０８は、算出した送信ウェイトの情報をフィードバック情報生成部１０９へ出力するとともに、算出した受信ウェイトの情報をＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎ（ｎ＝サブキャリアブロック数）へ出力する。

フィードバック情報生成部１０９は、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７から入力したＭＩＭＯ多重方式の情報及び送受信ウェイト算出部１０８から入力した送信ウェイトの情報を含むフィードバック情報を生成する。そして、フィードバック情報生成部１０９は、生成したフィードバック情報を変調部１１０へ出力する。

変調部１１０は、フィードバック情報生成部１０９から入力したフィードバック情報を含む送信信号を変調して送信ＲＦ部１１１へ出力する。

送信ＲＦ部１１１は、変調分１１０から入力した送信信号をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートしてアンテナ１１２へ出力する。

アンテナ１１２は、送信ＲＦ部１１１から入力した送信信号を送信する。

高速フーリエ変換部１１３−１、１１３−２は、パイロット信号抽出部１０４−１、１０４−２から入力したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換して、サブキャリア成分に分解する。そして、高速フーリエ変換部１１３−１、１１３−２は、サブキャリア成分に分解した信号を、各サブキャリアが属するサブキャリアブロックのＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎへ出力する。

ＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎは、サブキャリアブロックの数と同じ数だけ設けられ、高速フーリエ変換部１１３−１、１１３−２から入力した信号を、各サブキャリアブロックのＭＩＭＯ多重方式（ＳＤＭもしくはＥ−ＳＤＭ）に応じたＭＩＭＯ復調を実施する。具体的には、ＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎは、ＳＤＭが選択されたサブキャリアブロックについては、送受信ウェイト算出部１０８より入力した、サブキャリアブロック内で一定の受信ウェイトを用いてＭＩＭＯ復調を実施する。この場合には、ＺＦやＭＭＳＥなどの空間フィルタリングが用いられる。また、ＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎは、Ｅ−ＳＤＭが選択されたサブキャリアブロックについては、送受信ウェイト算出部１０８より入力した、サブキャリアブロック内で一定の受信ウェイトを用いてＭＩＭＯ復調を実施する。そして、ＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎは、ＳＤＭが選択されたサブキャリアブロック及びＥ−ＳＤＭが選択されたサブキャリアブロックの何れにおいても、ストリーム分離後に、ストリーム１を並直列変換部１１５−１へ出力し、ストリーム２を並直列変換部１１５−２へ出力する。

並直列変換部１１５−１、１１５−２は、ＭＩＭＯ復調部１１４−１〜１１４−ｎから入力した信号を、並列データ形式から直列データ形式に変換してデータ復調部１１６−１、１１６−２へ出力する。

データ復調部１１６−１、１１６−２は、並直列変換部１１５−１、１１５−２から入力した信号を復調して誤り訂正復号部１１７−１、１１７−２へ出力する。

誤り訂正復号部１１７−１、１１７−２は、データ変調部１１６−１、１１６−２から入力した信号を誤り訂正復号して、複数の独立したデータストリームのデータとして出力する。

次に、通信装置２００の構成について、図２を用いて説明する。図２は、通信装置２００の構成を示すブロック図である。通信装置２００は、例えば基地局装置である。また、直並列変換部２０３−１、２０３−２、ＭＩＭＯ多重方式取得部２０４−１−１〜２０４−２−ｎ、ＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎ及び逆高速フーリエ変換部２０６−１、２０６−２は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号生成手段を構成する。

誤り訂正符号化部２０１−１、２０１−２は、送信信号を誤り訂正符号化してデータ変調部２０２−１、２０２−２へ出力する。

データ変調部２０２−１、２０２−２は、誤り訂正符号化部２０１−１、２０１−２から入力した送信信号を変調して直並列変換部２０３−１、２０３−２へ出力する。

直並列変換部２０３−１、２０３−２は、データ変調部２０２−１、２０２−２から入力した送信信号を、直列形式のデータからサブキャリア数と同じ数の並列形式のデータに変換してＭＩＭＯ多重方式取得部２０４−１−１〜２０４−１−ｎ、２０４−２−１〜２０４−２−ｎへ出力する。

ＭＩＭＯ多重方式取得部２０４−１−１〜２０４−１−ｎ、２０４−２−１〜２０４−２−ｎは、サブキャリアブロックの数と同じ数だけ設けられ、直並列変換部２０３−１、２０３−２から入力した送信信号に、フィードバック情報復調部２１４から入力したフィードバック情報のＭＩＭＯ多重方式の情報を含めてＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎへ出力する。

ＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎは、サブキャリアブロックの数と同じ数だけ設けられ、フィードバック情報抽出部２１４より入力したＭＩＭＯ多重方式（ＳＤＭもしくはＥ−ＳＤＭ）に応じたＭＩＭＯ多重処理を行う。具体的には、ＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎは、ＳＤＭが選択されたサブキャリアブロックについては、ＭＩＭＯ多重を実施せずに、ストリーム１を逆高速フーリエ変換部２０６−１へ出力し、ストリーム２を逆高速フーリエ変換部２０６−２へ出力する。また、ＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎは、Ｅ−ＳＤＭが選択されたサブキャリアブロックについては、フィードバック情報抽出部２１４から入力した送信ウェイトをそれぞれストリーム１及びストリーム２に対して乗算する。そして、ＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎは、送信ウェイトを乗算した結果を加算し、加算した結果の（２×１）列ベクトルの第一成分を逆高速フーリエ変換部２０６−１へ出力し、加算した結果の（２×１）列ベクトルの第二成分を逆高速フーリエ変換部２０６−２へ出力する。

逆高速フーリエ変換部２０６−１、２０６−２は、ＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎから入力した送信信号を逆高速フーリエ変換処理することにより周波数分割多重してＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を生成する。そして、逆高速フーリエ変換部２０６−１、２０６−２は、生成したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号をガードインターバル付加部２０７−１、２０７−２へ出力する。

ガードインターバル付加部２０７−１、２０７−２は、逆高速フーリエ変換部２０６−１、２０６−２から入力したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを付加してＲＦ送信部２０８−１、２０８−２へ出力する。

ＲＦ送信部２０８−１、２０８−２は、ガードインターバル付加部２０７−１、２０７−２から入力したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートしてアンテナ２０９−１、２０９−２へ出力する。

アンテナ２０９−１、２０９−２は、アレーアンテナを構成し、ＲＦ送信部２０８−１、２０８−２から入力したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を送信する。

アンテナ２１０は、信号を受信してＲＦ受信部２１１へ出力する。

ＲＦ受信部２１１は、アンテナ２１０から入力した受信信号を無線周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートして復調部２１２へ出力する。

復調部２１２は、ＲＦ受信部２１１から入力した受信信号を復調して復号部２１３へ出力する。

復号部２１３は、復調部２１２から入力した受信信号を復号してフィードバック情報抽出部２１４へ出力する。

フィードバック情報抽出部２１４は、復号部２１３から入力した受信信号に含まれているフィードバック情報を抽出する。そして、フィードバック情報抽出部２１４は、抽出したフィードバック情報の送信ウェイトの情報を、該当するサブキャリアブロックのＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎへ出力し、抽出したフィードバック情報のＭＩＭＯ多重方式の情報を、該当するサブキャリアブロックのＭＩＭＯ多重方式取得部２０４−１−１〜２０４−１−ｎ、２０４−２−１〜２０４−２−ｎへ出力する。

次に、通信装置１００及び通信装置２００の動作について、図３及び図４を用いて説明する。図３は、通信装置１００の動作を示すフロー図であり、図４は、サブキャリアブロックの概念図である。

最初に、通信装置１００は、チャネル推定部１０６−１、１０６−２にて、（１３）式より、サブキャリアブロックｚ内のチャネル行列の各要素の平均をとった平均チャネル行列Ａ（ｚ）を算出する（ステップＳＴ３０１）。

次に、通信装置１００は、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７にて、平均チャネル行列Ａ（ｚ）を用いて（１４）式より分散行列Ｖ（ｚ）を求める（ステップＳＴ３０２）。

次に、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、（１５）式に示すように、分散行列Ｖ（ｚ）の要素ｖ_ｎｍ（ｚ）の最大値と閾値とを比較して、最大値が閾値より大きいか否かを判定する（ステップＳＴ３０３）。

そして、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、最大値が閾値より大きい場合にはＳＤＭを選択し（ステップＳＴ３０４）、最大値が閾値より大きくない場合にはＥ−ＳＤＭを選択する（ステップＳＴ３０５）。通信装置１００は、ステップＳＴ３０１〜ステップＳＴ３０５の処理をサブキャリアブロック毎に行う。その結果、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、図４に示すように、サブキャリア１（ＳＣ１）〜サブキャリアＰ（ＳＣＰ）から構成される各サブキャリアブロックにおいて、チャネル推定値に応じたＭＩＭＯ多重方式を選択することができる。例えば、図４より、サブキャリアブロック１（ＳＣＢ１）は、Ｅ−ＳＤＭが選択され、サブキャリアブロックｘ（ＳＣＢｘ）はＳＤＭが選択されるとともにサブキャリアブロックｎ（ＳＣＢｎ）はＥ−ＳＤＭが選択される。

次に、通信装置１００は、フィードバック情報生成部１０９にて、各サブキャリアブロックのＭＩＭＯ多重方式を通知するためのフィードバック情報を生成する。図５は、フィードバック情報に含まれる多重方式シグナリング信号のフォーマットの一例を示す図である。サブキャリアブロックの数がｎである場合、サブキャリアブロック毎に１ビット使用するため、多重方式シグナリング信号のビット数はｎビットになる。例えば、フィードバック情報生成部１１２は、サブキャリアブロック毎に、ＳＤＭを選択した場合には「０」、Ｅ−ＳＤＭを選択した場合には「１」を多重方式シグナリング信号に挿入する。

次に、通信装置１００は、図５に示すようなフォーマットの多重方式シグナリング信号及び送信ウェイトの情報を含むフィードバック情報を送信する。

フィードバック情報を受信した通信装置２００は、ＭＩＭＯ多重部２０５−１〜２０５−ｎにて、各サブキャリアブロックについて、フィードバック情報にて指示されたＳＤＭまたはＥ−ＳＤＭにてＭＩＭＯ多重を行う。この時、Ｅ−ＳＤＭが選択されたサブキャリアブロックの送信信号については、送信ウェイトが乗算される。

そして、通信装置２００は、逆高速フーリエ変換部２０６−１、２０６−２にて、ＭＩＭＯ多重した送信信号を逆高速フーリエ変換してＯＦＤＭ信号を生成する。そして、通信装置２００は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号として送信する。

このように、本実施の形態１によれば、分散行列の最大値としきい値との比較結果に基づいてサブキャリアブロック毎にＳＤＭまたはＥ−ＳＤＭを選択することにより、空間的直交チャネルの直交性の崩れが大きいサブキャリアブロックについてはＳＤＭを選択するので、受信特性の劣化を防ぐことができる。また、本実施の形態１によれば、Ｅ−ＳＤＭを選択したサブキャリアブロックのみについて送信ウェイトの情報を送信するので、フィードバック情報量を抑制することができる。また、本実施の形態１によれば、平均チャネル行列の分散行列の要素の最大値が閾値未満であるサブキャリアブロックについてはＥ−ＳＤＭを選択するので、全てのサブキャリアブロックについてＳＤＭを選択する場合に比べて伝送容量の増加を図ることができる。

（実施の形態２）
図６は、本発明の実施の形態２に係るＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭを選択する方法を示すフロー図である。なお、本実施の形態２においては、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに用いられる通信装置は、サブキャリア毎にＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭを選択する以外は通信装置１００及び通信装置２００と同一構成を有するのでその説明は省略する。

図６より、最初に、通信装置１００は、チャネル推定部１０６−１、１０６−２にて、サブキャリアｉのチャネル行列の平均チャネル行列Ａ（ｚ）を、（１３）式を用いて算出する（ステップＳＴ６０１）。

次に、通信装置１００は、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７にて、サブキャリアｉにおける平均チャネル行列Ａ（ｚ）からのユークリッド距離を表現したユークリッド二乗距離行列Ｌ^{（（ｚ−１）Ｐ＋ｉ）}（ｚ）を、（１６）式を用いて算出する（ステップＳＴ６０２）。

次に、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、ユークリッド二乗距離行列Ｌ^{（（ｚ−１）Ｐ＋ｉ）}（ｚ）の要素のうち最大値を有する要素ｌ_ｍａｘ（ｚ）に対して閾値γ_ｔｈ判定を実施する。即ち、（１７）式に示すように、要素ｌ_ｍａｘ（ｚ）が、閾値γ_ｔｈより大きいか否かを判定する（ステップＳＴ６０３）。

そして、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、閾値判定の結果に基づいてＳＤＭまたはＥ−ＳＤＭの多重方式を選択する。即ち、ユークリッド二乗距離が最大である要素ｌ_ｍａｘ（ｚ）が、閾値γ_ｔｈより大きければＳＤＭを選択し（ステップＳＴ６０４）、ユークリッド二乗距離が最大である要素ｌ_ｍａｘ（ｚ）が、閾値γ_ｔｈより大きくなければＥ−ＳＤＭを選択する（ステップＳＴ６０５）。なお、この後の動作は、実施の形態１と同一であるので、その説明は省略する。

このように、本実施の形態２によれば、ユークリッッド二乗距離が最大である要素としきい値との比較結果に基づいてサブキャリア毎にＳＤＭまたはＥ−ＳＤＭを選択することにより、空間的直交チャネルの直交性の崩れが大きいサブキャリアについてはＳＤＭを選択するので、受信特性の劣化を防ぐことができる。また、本実施の形態２によれば、Ｅ−ＳＤＭを選択したサブキャリアのみについて送信ウェイトの情報を送信するので、フィードバック情報量を抑制することができる。また、本実施の形態２によれば、ユークリッド二乗距離が最大である要素が閾値未満であるサブキャリアについてはＥ−ＳＤＭを選択するので、全てのサブキャリアブロックについてＳＤＭを選択する場合に比べて伝送容量の増加を図ることができる。

（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係るＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭを選択する方法を示すフロー図である。なお、本実施の形態３においては、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに用いられる通信装置は、サブキャリア毎にＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭを選択する以外は通信装置１００及び通信装置２００と同一構成を有するのでその説明は省略する。

図７より、最初に、通信装置１００は、チャネル推定部１０６−１、１０６−２にて、サブキャリアｉのチャネル行列の平均チャネル行列Ａ（ｚ）を、（１３）式を用いて算出する（ステップＳＴ７０１）。

次に、通信装置１００は、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７にて、（１８）式より、サブキャリアｉにおけるチャネル行列要素ρ_nm ^{（（ｚ−１）Ｐ＋ｉ）}のチャネル応答の複素相関を求める。

ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、（１８）式より得られたチャネル応答の複素相関を用いて、（１９）式より、平均チャネル相関ρ_ａｖｅ（ｚ）を算出する（ステップＳＴ７０２）。

次に、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、平均チャネル相関ρ_ａｖｅ（ｚ）に対して閾値γ_th判定を実施する。即ち、（２０）式に示すように、平均チャネル相関ρ_ａｖｅ（ｚ）が閾値γ_thより大きいか否かを判定する（ステップＳＴ７０３）。

そして、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、閾値判定の結果に基づいてＳＤＭまたはＥ−ＳＤＭの多重方式を選択する。即ち、平均チャネル相関が、閾値γ_thより大きければＳＤＭを選択し（ステップＳＴ７０４）、平均チャネル相関が、閾値γ_thより小さくなければＥ−ＳＤＭを選択する（ステップＳＴ７０５）。なお、この後の動作は、実施の形態１の同一であるので、その説明は省略する。

このように、本実施の形態３によれば、平均チャネル相関としきい値との比較結果に基づいてサブキャリア毎にＳＤＭまたはＥ−ＳＤＭを選択することにより、空間的直交チャネルの直交性の崩れが大きいサブキャリアについてはＳＤＭを選択するので、受信特性の劣化を防ぐことができる。また、本実施の形態３によれば、Ｅ−ＳＤＭを選択したサブキャリアのみについて送信ウェイトの情報を送信するので、フィードバック情報量を抑制することができる。また、本実施の形態３によれば、平均チャネル相関が閾値以下であるサブキャリアについてはＥ−ＳＤＭを選択するので、全てのサブキャリアブロックについてＳＤＭを選択する場合に比べて伝送容量の増加を図ることができる。

なお、本実施の形態３において、平均チャネル相関と閾値とを比較したが、これに限らず、最小チャネル相関と閾値とを比較しても良い。この場合、（１８）式より求めたチャネル応答の複素相関より最小チャネル相関ρ_ｍｉｎ（ｚ）を求める。そして、（２１）式に示すように、最小チャネル相関ρ_ｍｉｎ（ｚ）と閾値とを比較する。

そして、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、閾値判定の結果に基づいてＳＤＭまたはＥ−ＳＤＭの多重方式を選択する。即ち、最小チャネル相関が、閾値γ_thより大きければＳＤＭを選択し、最小チャネル相関が、閾値γ_thより小さくなければＥ−ＳＤＭを選択する。

（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４に係るＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭを選択する方法を示すフロー図である。なお、本実施の形態４においては、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに用いられる通信装置は、サブキャリア毎にＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭを選択する以外は通信装置１００及び通信装置２００と同一構成を有するのでその説明は省略する。

図８より、最初に、通信装置１００は、チャネル推定部１０６−１、１０６−２にて、サブキャリアｉのチャネル行列の平均チャネル行列Ａ（ｚ）を、（１３）式を用いて算出する（ステップＳＴ８０１）。

次に、通信装置１００は、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７にて、サブキャリアｉにおける平均チャネル行列Ａ（ｚ）からのユークリッド距離を表現したユークリッド二乗距離行列Ｌ^{（（ｚ−１）Ｐ＋ｉ）}（ｚ）を、（１６）式を用いて算出する（ステップＳＴ８０２）。

次に、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、（１６）式より求めたユークリッド二乗距離行列Ｌ^{（（ｚ−１）Ｐ＋ｉ）}（ｚ）に対して閾値γ_ｔｈ判定を実施する。即ち、（２２）式に示すように、（Ｎ×Ｍ）行列Ｌ^{（（ｚ−１）Ｐ＋ｉ）}（ｚ）のｎｍ成分である要素ｌ_ｎｍ（ｚ）が、閾値γ_ｔｈより大きいか否かを判定する（ステップＳＴ８０３）。

次に、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、（２２）式により拒絶されたサブキャリアは除外する。即ち、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、ユークリッド二乗距離が閾値より小さいサブキャリアｉについてはＭＩＭＯ多重方式の決定に用い（ステップＳＴ８０４）、ユークリッド二乗距離が閾値より小さくないサブキャリアｉについてはＭＩＭＯ多重方式の決定に用いない（ステップＳＴ８０５）。次に、通信装置１００は、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７にて、ＭＩＭＯ多重方式の決定に用いないサブキャリアｉを除外して、実施の形態１〜実施の形態３に記載した何れかの方法によりＳＤＭ及びＥ−ＳＤＭを決定する。

図９は、各サブキャリアの周波数選択性フェージングと等価であるチャネル利得と平均チャネル利得との関係を示す図である。なお、＃９１０はチャネル利得を示すものである。図９より、サブキャリア＃９０１〜＃９１１の内、サブキャリア＃９０６、＃９０９はチャネル利得が劣悪なサブキャリアであり、サブキャリア＃９０１〜＃９０５、＃９０７、＃９０８、＃９１０、＃９１１はチャネル利得が良好なサブキャリアである。このような場合に、全てのサブキャリア＃９０１〜＃９１１より平均チャネル利得を求めると、平均チャネル利得＃９２０になるが、チャネル利得がしきい値９２２以下となるチャネル利得が劣悪なサブキャリア＃９０６、＃９０９を除外して平均チャネル利得を求めると、平均チャネル利得＃９２１になる。従って、平均チャネル利得＃９２１は、平均チャネル利得＃９２０よりもチャネル利得が良好になる。

因みに、平均チャネル利得を算出する際に除外したサブキャリアの受信誤り率は大幅に劣化することになるが、除外するサブキャリアが局所的に集中していない限り、誤り訂正復号により正しく復号することが可能である。結果として、チャネル利得が劣悪なサブキャリアを除外せずに、平均チャネル利得を算出する方式と比較して、受信特性を改善することができる。

このように、本実施の形態４によれば、上記実施の形態１〜実施の形態３の効果に加えて、チャネル利得が劣悪なサブキャリアを除外して送受信ウェイトを生成することができるので、ＭＩＭＯ復調精度を向上させることができる。

なお、本実施の形態４において、ユークリッド二乗距離行列と閾値との比較によってチャネル利得が劣悪なサブキャリアを除外することにしたが、これに限らず、（２３）式に示すように、最小チャネル相関と閾値との比較によってチャネル利得が劣悪なサブキャリアを除外するようにしても良い。

この場合、ＭＩＭＯ多重方式決定部１０７は、最小チャネル相関が閾値より大きいサブキャリアｉについてはＭＩＭＯ多重方式の決定に用い、最小チャネル相関が閾値より大きくないサブキャリアｉについてはＭＩＭＯ多重方式の決定に用いないようにする。

なお、上記実施の形態１〜実施の形態４において、２つのデータストリームからなる送信信号についてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを適用することとしたが、これに限らず、３つ以上の任意の数のデータストリームからなる送信信号についてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを適用することができる。

本発明にかかる通信装置、基地局装置及び通信方法は、ＭＩＭＯチャネルを用いる通信に適用するのに好適である。

本発明の実施の形態１に係る通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る通信装置の動作を示すフロー図 本発明の実施の形態１に係るサブキャリアブロックを示す概念図 本発明の実施の形態１に係るフィードバック情報のフォーマットを示す図 本発明の実施の形態２に係る通信装置の動作を示すフロー図 本発明の実施の形態３に係る通信装置の動作を示すフロー図 本発明の実施の形態４に係る通信装置の動作を示すフロー図 本発明の実施の形態４に係る各サブキャリアのチャネル利得と平均チャネル利得との関係を示す図 ＳＤＭを用いた通信の概念図 Ｅ−ＳＤＭを用いた通信の概念図

符号の説明

１００ 通信装置
１０１−１、１０１−２、１１２ アンテナ
１０２−１、１０２−２ 受信ＲＦ部
１０３−１、１０３−２ ガードインターバル除去部
１０４−１、１０４−２ パイロット信号抽出部
１０５−１、１０５−２ パイロット信号用高速フーリエ変換部
１０６−１、１０６−２ チャネル推定部
１０７ ＭＩＭＯ多重方式決定部
１０８ 送受信ウェイト算出部
１０９ フィードバック情報生成部
１１０ 変調分
１１１ 送信ＲＦ部
１１３−１、１１３−２ 高速フーリエ変換部
１１４−１〜１１４−ｎ ＭＩＭＯ復調部
１１５−１、１１５−２ 並直列変換部
１１６−１、１１６−２ データ復調部
１１７−１、１１７−２ 誤り訂正復号部

Claims (10)

1. 複数のサブキャリアから構成されるサブキャリアブロックの受信信号より前記サブキャリアブロック毎のチャネル推定値を求めるチャネル推定手段と、
   指向性を設けずに空間的に独立した複数のストリームにて送信する第一空間分割多重方式または指向性を設けて空間的に直交した複数のチャンネルにて送信する第二空間分割多重方式を前記チャネル推定値に基づいて前記サブキャリアブロック毎に選択する選択手段と、
   前記選択手段にて前記第一空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックと前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックとで異なる受信ウェイトを前記チャネル推定値より算出する受信ウェイト算出手段と、
   前記選択手段にて前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの前記チャネル推定値より送信ウェイトを算出する送信ウェイト算出手段と、
   前記選択手段にて選択された前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイト算出手段にて算出された前記送信ウェイトの情報とを通信相手に通知する通知手段と、
   前記受信ウェイト算出手段にて算出された前記受信ウェイトにて前記サブキャリアブロック毎に受信信号を復調する復調手段と、
   を具備することを特徴とする通信装置。
2. 前記選択手段は、前記サブキャリアブロック毎に前記チャネル推定値として平均チャネル行列を求めるとともに、求めた前記平均チャネル行列より分散行列を求め、求めた前記分散行列の要素の最大値がしきい値以上の場合に前記第一空間分割多重方式を選択し、求めた前記分散行列の要素の最大値がしきい値未満の場合に前記第二空間分割多重方式を選択することを特徴とする請求項１記載の通信装置。
3. 各サブキャリアの受信信号より各サブキャリアのチャネル推定値を求めるチャネル推定手段と、
   指向性を設けずに空間的に独立した複数のストリームにて送信する第一空間分割多重方式または指向性を設けて空間的に直交した複数のチャネルにて送信する第二空間分割多重方式を前記チャネル推定値に基づいてサブキャリア毎に選択する選択手段と、
   前記選択手段にて前記第一空間分割多重方式が選択されたサブキャリアと前記第二空間分割多重方式が選択されたサブキャリアとで異なる受信ウェイトを前記チャネル推定値より算出する受信ウェイト算出手段と、
   前記選択手段にて前記第二空間分割多重方式が選択されたサブキャリアの前記チャネル推定値より送信ウェイトを算出する送信ウェイト算出手段と、
   前記選択手段にて選択された前記第一空間分割多重方式または前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイト算出手段にて算出された前記送信ウェイトの情報とを通信相手に通知する通知手段と、
   前記受信ウェイト算出手段にて算出された前記受信ウェイトにてサブキャリア毎に受信信号を復調する復調手段と、
   を具備することを特徴とする通信装置。
4. 前記選択手段は、前記チャネル推定値として各サブキャリアの平均チャネル行列を求めるとともに、求めた前記平均チャネル行列より各サブキャリアのユークリッド二乗距離を算出し、算出した前記ユークリッド二乗距離の最大値がしきい値以上の場合には前記第一空間分割多重方式を選択し、算出したユークリッド二乗距離の最大値がしきい値未満の場合には前記第二空間分割多重方式を選択することを特徴とする請求項３記載の通信装置。
5. 前記選択手段は、前記チャネル推定値として前記サブキャリアブロックにおける各サブキャリアの平均チャネル行列を求めるとともに、求めた前記平均チャネル行列よりチャネル行列要素のチャネル応答の複素相関を求め、求めた前記複素相関より平均値を算出し、算出した前記平均値がしきい値未満の場合には前記第二空間分割多重方式を選択し、算出した前記平均値がしきい値未満ではない場合には前記第一空間分割多重方式を選択することを特徴とする請求項３記載の通信装置。
6. 前記選択手段は、チャネル利得が所定の値未満であるサブキャリアを除外して前記第一空間分割多重方式または前記第二空間分割多重方式を選択することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の通信装置。
7. 前記選択手段は、前記チャネル推定値として各サブキャリアの平均チャネル行列を求めるとともに、求めた前記平均チャネル行列より各サブキャリアのユークリッド二乗距離を算出し、算出した前記ユークリッド距離がしきい値未満のサブキャリアを前記チャネル利得が所定の値未満であるサブキャリアであるものと推定して、算出した前記ユークリッド距離がしきい値未満のサブキャリアを除外して前記第一空間分割多重方式または前記第二空間分割多重方式を選択することを特徴とする請求項６記載の通信装置。
8. 請求項１または請求項２記載の通信装置と通信する基地局装置であって、
   前記基地局装置は、
   前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイトの情報とを受信する受信手段と、
   前記受信手段にて受信した前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイトの情報に基づいて、複数のデータストリームからなる送信信号をＭＩＭＯ多重及び周波数分割多重してＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を生成するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号生成手段と、
   前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号生成手段にて生成されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を複数のアレーアンテナより送信する送信手段と、
   を具備することを特徴とする基地局装置。
9. 請求項３から請求項７のいずれかに記載の通信装置と通信する基地局装置であって、
   前記基地局装置は、
   前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイトの情報とを受信する受信手段と、
   前記第一空間分割多重方式が選択されたサブキャリアの送信信号に対して前記第一空間分割多重方式の処理を行うとともに、前記第二空間分割多重方式が選択されたサブキャリアの送信信号に前記送信ウェイトを乗算して前記第二空間分割多重方式の処理を行うＭＩＭＯ多重手段と、
   前記ＭＩＭＯ多重手段にて前記第一空間分割多重方式の処理または前記第二空間分割多重方式の処理が行われた送信信号を周波数分割多重してＯＦＤＭ信号を生成する周波数分割多重手段と、
   前記周波数分割多重手段にて生成された前記ＯＦＤＭ信号を送信する送信手段と、
   を具備することを特徴とする基地局装置。
10. 複数のサブキャリアから構成されるサブキャリアブロックの受信信号より前記サブキャリアブロック毎のチャネル推定値を求めるステップと、
    指向性を設けずに空間的に独立した複数のストリームにて送信する第一空間分割多重方式または指向性を設けて空間的に直交した複数のチャネルにて送信する第二空間分割多重方式を前記チャネル推定値に基づいて前記サブキャリアブロック毎に選択するステップと、
    前記第一空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックと前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックとで異なる受信ウェイトを前記チャネル推定値より算出するステップと、
    前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの前記チャネル推定値より送信ウェイトを算出するステップと、
    前記選択手段にて選択された前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイト算出手段にて算出された前記送信ウェイトの情報とを通信端末装置から基地局装置へ通知するステップと、
    前記基地局装置が前記第一空間分割多重方式及び前記第二空間分割多重方式の情報と前記送信ウェイトの情報とを受信する受信手段と、
    前記第一空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの送信信号に対して前記第一空間分割多重方式の処理を行うとともに、前記第二空間分割多重方式が選択された前記サブキャリアブロックの送信信号に前記送信ウェイトを乗算して前記第二空間分割多重方式の処理を行うステップと、
    前記第一空間分割多重方式の処理または前記第二空間分割多重方式の処理が行われた送信信号を周波数分割多重してＯＦＤＭ信号を生成するステップと、
    生成された前記ＯＦＤＭ信号を前記基地局装置から前記通信端末装置へ送信するステップと、
    前記通信端末装置が前記ＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
    受信した前記ＯＦＤＭ信号に前記受信ウェイトを乗算して前記サブキャリアブロック毎に前記ＯＦＤＭ信号を復調するステップと、
    を具備することを特徴とする通信方法。

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