JP2007018622A - 評価装置、再生装置、評価方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】 複数のエラーパターンが検出エラーに寄与する場合にも、より簡易に全体エラーレートと相関する信号品質評価指標を算出できるようにする。
【解決手段】 予め定められた所定複数のエラーパターンごとに求めたメトリック差分ＭＤの値を、それぞれの上記エラーパターンでの最尤パスと第２パスとのユークリッド距離を共通の値で除算した個別の閾値によりそれぞれ比較し、上記閾値を下回る上記メトリック差分の値の総数を評価値として算出する。これによって、単に上記閾値を下回るメトリック差分の値の数を足し合わせるだけという非常に簡易な計算により、各エラーパターンの寄与率を反映した全体エラーレートと良く相関する信号品質評価指標を得ることができる。
【選択図】図６

Description

本発明は、例えば記録媒体からの再生信号などに対しＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）による復号処理を行う場合に好適な評価装置、及びこのような評価装置を備えて記録媒体に記録された情報の再生を行う再生装置、さらには評価方法に関する。
例えば、光ディスクの再生信号の信号品質を評価する手法として、タイムインターバルジッタ（ＴＩジッタ）を評価する手法が知られている。ＴＩジッタとは、再生信号と、ビット判定レベルとをコンパレータに入力し、得られた二値レベルのアナログ信号のエッジのタイミングと、再生信号から同期再生されたクロックのエッジのタイミングとの間の時間差（タイムインターバル）のばらつき（ジッタ）のことを意味している。
このような、ＴＩジッタを用いた信号品質の評価法は、アナログの二値信号を用いたビット検出では、二値信号のエッジのタイミングのばらつきがビットエラーレートに直接影響を及ぼすことから、ビットエラーレートと相関のある評価方法として用いられていた。特に、このようなアナログの２値検出を用いていたＣＤ（Compact Disc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）などでは、非常に有効な信号評価手法として広く用いられていた。
一方、光ディスクの記録情報の密度が高まるにつれて、上述のアナログの二値信号を用いたビット検出では十分に小さなビットエラーレートが確保できないことが判明し、特に現在、より高密度な光ディスクであるとされるブルーレイディスク（Blu-Ray Disc）等では、ビット検出方法として、パーシャルレスポンス最尤（ＰＲＭＬ：Partial Response Maximum Likelihood）検出とよばれる手法が用いる方法が一般的となってきている。
ＰＲＭＬとは、パーシャルレスポンスという過程と最尤検出という技術を組み合わせた技術である。パーシャルレスポンスとは、１ビットの入力に対して、１ビットよりも長く出力を返す過程、すなわち、出力を複数の入力ビットで決定する過程のことをいい、特にブルーレイディスクなどの光ディスクでよく用いられるような、再生信号が、連続する４ビットの情報ビットの入力に対してこれらを順に１、２、２、１を乗じて加算した信号として得られる過程は、ＰＲ（１，２，２，１）と表現される。
また、最尤検出とは、二つの信号列間にパスメトリックとよばれる距離を定義して、実際の信号と想定されるビット系列から予想される信号との間の距離を調べて、その距離が最も近くなるようなビット系列を検出する方法である。なお、ここで、パスメトリックとは、同じ時刻での２つの信号の振幅差の二乗を全時刻にわたって加算した距離として定義される距離である。また、この距離を最小とするビット系列の探索には、ビタビ検出をもちいる。
これらを組み合わせたパーシャルレスポンス最尤検出は、記録媒体のビット情報から得られた信号をイコライザとよばれるフィルタでパーシャルレスポンスの過程となるように調整し、得られた再生信号と想定されるビット系列のパーシャルレスポンスとの間のパスメトリックを調べて、その距離が最も近くなるようなビット系列を検出する方法である。
実際にパスメトリックが最小となるビット系列を探索するには、前述のビタビ検出によるアルゴリズムが効果を発揮する。
ビタビ検出は、所定の長さの連続ビットを単位として構成される複数のステートと、それらの間の遷移によって表されるブランチで構成されるビタビ検出器が用いられ、全ての可能なビット系列の中から、効率よく所望のビット系列を検出するように構成されている。
実際の回路では、各ステートに対してパスメトリックレジスタとよばれるそのステートにいたるまでのパーシャルレスポンス系列と信号のパスメトリックを記憶するレジスタ、および、パスメモリレジスタとよばれるそのステートにいたるまでのビット系列の流れ（パスメモリ）を記憶するレジスタの２つのレジスタが用意され、また、各ブランチに対してはブランチメトリックユニットとよばれるそのビットにおけるパーシャルレスポンス系列と信号のパスメトリックを計算する演算ユニットが用意されている。
このビタビ検出器では、さまざまなビット系列を、上記のステートを通過するパスのひとつによって一対一の関係で対応付けることができる。また、これらのパスを通過するようなパーシャルレスポンス系列と、実際の信号（再生信号）との間のパスメトリックは、上記のパスを構成するステート間遷移、すなわち、ブランチにおける前述のブランチメトリックを順次加算していくことで得られる。
さらに、上記のパスメトリックを最小にするようなパスを選択するには、この各ステートにおいて到達する２つ以下のブランチが有するパスメトリックの大小を比較しながら、パスメトリックの小さいパスを順次選択することで実現できる。この選択情報をパスメモリレジスタに転送することで、各ステートに到達するパスをビット系列で表現する情報が記憶される。パスメモリレジスタの値は、順次更新されながら最終的にパスメトリックを最小にするようなビット系列に収束していくので、その結果を出力する。
以上のようにすると、上述したような、再生信号に対しパスメトリックの観点で最も近いパーシャルレスポンス系列を生成するビット系列を効率的に検索することができる。
ところで、このようなＰＲＭＬを用いたビット検出では、時間軸方向の揺らぎであるＴＩジッタは、ビット検出に直接影響を及ぼすものではない。つまりは、ＴＩジッタはＰＲＭＬを用いたビット検出におけるビットエラーレートと必ずしも相関があるわけではなく、信号品質の指標として必ずしも適切ではないことになる。
ＰＲＭＬの場合は、振幅軸方向のゆらぎがビット検出におけるビットエラーレートに直接関係することになる。このため、ＰＲＭＬを用いたビット検出では、従来のビットエラーレートに対応する指標として、振幅軸方向の揺らぎを取り込んだ指標であることが望ましい。
ここで、前述もしているようにＰＲＭＬによるビット検出手法は、正しいビット系列から得られるパーシャルレスポンス系列と再生信号とのパスメトリックと、誤りのあるビット系列から得られるパーシャルレスポンス系列と再生信号とのパスメトリックの大小関係を比較し、より近い、すなわちパスメトリックの値のより小さいものをより確かなパスとして残し、この操作の繰り返しで最終的に生き残ったパス（最尤パス）を検出結果とするアルゴリズムとなる。
このようなアルゴリズムによると、最終的な生き残りパスの選択候補となった、パスメトリックの値の小さい上位２つのパス（最尤パスと第２パスとする）について、その差が大きければ、生き残ったパスはより確からしく、その差が小さければより紛らわしい、つまりは検出誤りの可能性が大きい、ということが分かる（図１６（ａ）（ｂ）参照）。
換言すれば、最尤パスに対するパスメトリックが、第２パスに対するパスメトリックよりも小さくなる場合に、正しいビット検出が実行される。また、逆に大きくなる場合には誤りが発生するというものである。
このことから、ＰＲＭＬのビット検出の能力、ひいては再生信号の信号品質は、前者のパスメトリックと後者のパスメトリックの差に基づいて決定することができる。
つまりは、ＰＲＭＬでのビットエラーレートに対応する指標としては、このような最尤パスに対するパスメトリックと、第２パスに対するパスメトリックとの差分を用いることが有効である。具体的には、このようなメトリック差分の分散値などによる統計的情報を用いるようにされている。
ところで、ＰＲＭＬの手法を採る場合においては、実際に検出誤りが生じたときの、最尤パスと第２パスとの相違パターン（エラーパターン）が或る程度限られたものとなる。一例を挙げれば、エッジが１ビット分シフトする等の１ビットエラーや、最短マークである２Ｔマークの消滅などによる２ビットエラーなどが挙げられる。
ディスク再生においてＰＲＭＬ復号が採用された初期の段階では、実際にエラーとして現れるエラーパターンは、ほぼ１００％１つのエラーパターンに限定されていた。従って、この唯一のエラーパターンのみについて上記したメトリック差分の分散値を求めることで、適正に信号品質を評価することができた。
しかしながら、近年、さらなるディスクの高記録密度化が進むについれて、実際のエラーとして現れるエラーパターンが単一でなく、複数のパターンがエラーに寄与するようになってきている。
このため、従来のように単一のエラーパターンについて分散値を求めるだけでは、他のエラーパターンによる寄与が考慮されないことから、適正な信号品質指標を得ることができなくなってしまう可能性がある。
なお、このように複数のエラーパターンがエラーに寄与する場合としても、例えば１つのエラーパターン（例えば１ビットエラー）の寄与が卓越して大きな場合では、このエラーパターンについて求めたメトリック差分の分散値を、全体的（総合的）なエラーの発生率を反映した信号評価指標として扱うことができる。
例えばその一例として、下記特許文献１にはユークリッド距離が最小となるエラーパターンについて求めたメトリック差分の分散値を、全体の信号評価指標とする技術が記載されている。
しかし、このように１つのエラーパターンのみが支配的とはなっておらず、各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率が拮抗したものである場合には、それぞれのエラーパターンごとの寄与率を考慮したかたちで全体エラーレートを見積もらなければ、適正な信号品質評価指標を得ることができない。
そこで、このように各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率が拮抗したものとされる場合には、それぞれのエラーパターンごとにメトリック差分の分散値を求め、それらの分散値をその寄与率に応じて重み付けして全体のエラーレートを見積もることが考えられる。
ここで、或るエラーパターンｋについてのメトリック差分の分布が正規分布（ガウス分布）で近似できるとの仮定の下で、エラーパターンｋのメトリック差分の分散値とビットエラーレートｂＥＲkとの関係は、エラーパターンｋのときの最尤パスと第２パスとのユークリッド距離をｄk 2としたとき、次の［数１］のような誤差関数と呼ばれる指数関数の積分により表すことができる。

Figure 2007018622
 この［数１］において、Ａkは或るエラーパターンｋのメトリック差分の分散値の全体のエラーレートへの寄与率を示す。
従ってこの［数１］によっては、各エラーパターンごとに、その寄与率を加味したかたちでのビットエラーレートｂＥＲkを求めることができ、それらの値を足し合わせることで全体のエラーレートを見積もることができる。
特開２００３−１４１８２３号公報
このようにして、複数のエラーパターンが実際のエラー発生に寄与する場合には、上記［数１］のようなエラーパターンごとのメトリック差分の分散値とビットエラーレートｂＥＲkとの関係に基づくことで、全体的なエラーレートを見積もることが可能である。
しかしながら、このような［数１］は、初等関数でなく数表を用いるような複雑な計算を要するため、簡易な構成によりこれを実現することが困難となるという問題がある。
また、全体のエラーレートを見積もるにあたっては、各エラーパターンの寄与率も求めなくてはならないが、そのためには、実際に各エラーパターンの出現する頻度を調べる必要があり、この点でも計算の容易化が妨げられるものとなる。
このようにして、メトリック差分の分散値を評価指標としてエラーレートを見積もる場合には、各エラーパターンについていちいち［数１］のような誤差関数を用いた複雑な計算を行う必要があり、これを実際に実現しようとすると回路構成や計算の簡易化が図られないという問題があった。
そこで、本発明では、ＰＲＭＬ復号を行う場合において複数のエラーパターンがエラーの発生に寄与するとされるときに、全体的なエラーレートを見積もるための評価指標をより簡易に算出できるようにすることを目的とする。
このために、本発明では評価装置として以下のように構成することとした。
つまり、ビット情報を再生した再生信号からビタビ検出を行ってビット検出を行うビタビ検出手段を備える。
また、上記ビタビ検出手段におけるパスの選択の結果生き残った最尤パスとこの最尤パスと最終的に比較された第２パスのうち、少なくともエラーパターンが予め定められた所定複数のエラーパターンの何れかに該当するものについて、上記第２パスに対するパスメトリックの値と上記最尤パスに対するパスメトリックの値との差分であるメトリック差分を算出するメトリック差分算出手段を備える。
さらに、上記メトリック差分算出手段により算出された上記エラーパターンごとのメトリック差分の値を、それぞれの上記エラーパターンでの上記最尤パスと上記第２パスとのユークリッド距離を共通の値で除算した個別の閾値によりそれぞれ比較し、上記閾値を下回る上記メトリック差分の値の総数を評価値として算出する評価値算出手段を備えるようにした。
ここで、本発明で言う上記メトリック差分とは、第２パスに対するパスメトリックの値と最尤パスに対するパスメトリックの値との差分である。このとき、実際の再生信号と最尤パスとが一致する（つまり検出誤りの可能性が最も低い）場合には、最尤パスに対するパスメトリックの値は「０」となり、また、第２パスに対するパスメトリックの値は、上記のようにこの場合は最尤パスと再生信号とが一致することから最尤パスとの間のユークリッド距離の値となる。つまり、このことによれば、上記のようにして定義されるメトリック差分としては、最尤パスと第２パスのユークリッド距離の値を最大値として最良の信号品質を示し、最小値「０」が最悪の信号品質を示す指標とされる。
ここで、或るエラーパターンについてのメトリック差分の値の分布を想定すると、これがガウス分布するとの仮定の下では、最尤パスと第２パスとのユークリッド距離を平均値とし、「０」を最小値とした分布となる（図４参照）。この分布を想定してわかるように、このとき或る閾値を下回るメトリック差分の値の出現頻度（図４では斜線部の面積）は、実際には観測することのできないメトリック差分の値＜０となる検出誤りの出現頻度と相関した値となることがわかる。
その上で、本発明では、このようなメトリック差分の値についての閾値として、上記のようにして、予め定められた所定複数のエラーパターンごとのメトリック差分の値をそれぞれのエラーパターンでの最尤パスと第２パスとのユークリッド距離を共通の値で除算した個別の値に設定するものとしている。そして、各エラーパターンごとのメトリック差分の値を、この個別の閾値によりそれぞれ比較し、この閾値を下回るメトリック差分の値の総数を評価値として算出するようにしている。
これによれば、それぞれのエラーパターンのユークリッド距離を共通の値で除算した個別の閾値が設定された下で、エラーパターンごとにその閾値を下回る出現頻度の情報が得られることになるが、このようにして各エラーパターンごとに求められた出現頻度の情報には、そのエラーパターンの全体エラーレートへの寄与率の情報を反映させることができる。そして、上記のようにして、このように各エラーパターンの寄与率が反映されたそれぞれの出現頻度の総和が、評価値として算出されることで、この評価値としては、それぞれのエラーパターンの寄与率を反映した全体エラーレートと良く相関する評価指標とすることができる。
このようにして本発明によれば、ＰＲＭＬ復号を行う場合において複数のエラーパターンが実際のエラーの発生に寄与するとされるときに、これら複数のエラーパターンの全体エラーレートへのそれぞれの寄与率を適正に反映した、全体エラーレートと良く相関する信号品質評価指標を得ることができる。
そして上記本発明によれば、このような適正な信号品質評価指標を得るにあたっては、従来の分散値などによる評価指標に基づいて全体エラーレートを見積もる場合のように、２乗計算や平方根計算といった複雑な演算を行う必要は一切なく、より簡易な構成によりこれを実現することができる。
また、上記本発明によれば、各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率を反映した評価指標とするにあたり、実際にそれらの寄与率を求める必要もなく、この点でも評価値の算出を簡易に行うことができる。
以下、発明を実施するための最良の形態（以下実施の形態とする）について説明していく。

＜第１の実施の形態＞

図１は、本発明における実施の形態としての評価装置を用いて、例えば光ディスク記録媒体からの再生信号について評価を行うための構成の一例を示したブロック図である。
この場合の再生信号の評価には、図示するように光ディスク１００からの信号再生を行うための評価用再生装置１と、この評価用再生装置１が出力する再生信号について評価を行うための評価装置７を用いるようにされる。
先ず、評価用再生装置１においては、例えばリムーバブルメディアとされる光ディスク１００からビット情報を再生する光ピックアップ２、光ピックアップ２で読み取られた信号を再生信号（ＲＦ信号）に変換するプリアンプ３が備えられる。
また、上記再生信号ＲＦをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器４、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）処理のために再生信号ＲＦの波形を整えるイコライザ５、さらに再生信号ＲＦからクロックＣＬＫを再生するＰＬＬ回路６が備えられている。
この場合、光ピックアップ２及びプリアンプ３を通じて得られた再生信号ＲＦは、上記Ａ／Ｄ変換器４で数値化サンプリングされる（ＲＦ(Sampled)）。このサンプリングは、ＰＬＬ回路６で再生されるチャネルビットに同期したクロックＣＬＫと同じタイミングで行われる。また、上記イコライザ５としては、このような再生信号ＲＦのサンプリング情報について波形整形を行うようにされる。
評価用再生装置１は、このような上記イコライザ５により得られた再生信号ＲＦと、上記ＰＬＬ回路６により得られる上記クロックＣＬＫとを、外部に設けられた評価装置７に対し供給するようにされる。
評価装置７は、実施の形態としての評価装置であり、図示するようにＰＲＭＬ（Pertial Response Maximum Likelihood）復号器８（ビタビ検出器）と信号評価回路９とを備える。
ＰＲＭＬ復号器８は、上記評価用再生装置１から供給されるクロックＣＬＫに基づき、同じく再生装置１から供給される再生信号ＲＦからビット情報を検出して２値化信号ＤDを得る。
また、信号評価回路９は、後述もするように上記ＰＲＭＬ復号器８からの出力（少なくとも２値化信号ＤD、再生信号ＲＦ（ＲＦＥＱ））とクロックＣＬＫとに基づき、実施の形態としての評価値Ｐｑを算出するように構成される。
ここで、以下の説明において、光ディスク１００に対しては、Ｄ１制約（最小ランレングスｄ＝１で最短マーク長が２Ｔ）を満たすようにして信号が記録されているものとする。また、ＰＲＭＬのターゲットレスポンス（ＰＲＭＬのタイプ）としては、ＰＲ（１，２，２，１）か、あるいはＰＲ（１，２，２，２，１）の何れかであるとする。
図２は、図１に示した評価装置７の内部構成について示したブロック図である。
なお、図示は省略しているが、この図２に示すＰＲＭＬ復号器８及び信号評価回路９内の各部には、評価用再生装置１からのクロックＣＬＫが動作クロックとして供給されている。
先ず、ＰＲＭＬ復号器８は、チャネルレスポンスをターゲットレスポンスに等化する波形等化器（ＥＱ（ＰＲ））２１と、このイコライザ２１の出力から各ブランチに対してブランチメトリックを計算するブランチメトリック計算ユニット（ＢＭＣ）２２と、ブランチメトリックを取り込んでそれらを比較してパスの選択を行いパスメトリックの更新を行うパスメトリック更新ユニット（ＡＣＳ）２３と、選択されたパス情報に従いパスメモリの更新を行うパスメモリ更新ユニット（ＰＭＥＭ）２４を備える。
この図２に示されるイコライザ２１の役割は、チャネルレスポンスをＰＲ（１，２，２，１）、あるいは、ＰＲ（１，２，２，２，１）のターゲットに等化することである。ターゲットレスポンスは、必ずしもこれに限るものではなく、例えばＤ２制約（最小ランレングスｄ＝２で最短マーク長が３Ｔ）のときは、より拘束長の長いターゲットが用いられる。
このイコライザ２１によって等化処理が施された再生信号ＲＦ（ＲＦＥＱ）は、ブランチメトリック計算ユニット２２に供給される共に、信号評価回路９内の後述する遅延補償回路３４に対しても供給される。
ブランチメトリック計算ユニット２２は、イコライザ２１からの再生信号ＲＦの値と、採用されるＰＲＭＬのタイプに応じて設定された各基準レベルの値とに基づき、各ブランチに対応するブランチメトリックを計算する。
ここで、以下のビタビ検出動作の説明にあたっては、ＰＲ（１，２，２，２，１）のような５タップの拘束長を有するものを例に説明を絞るものとする。最小ランレングス規則としてのＤ１制約（最小ランレングスｄ＝１で最短マーク長が２Ｔ）がある場合、ブランチメトリック計算ユニット２２，パスメトリック更新ユニット２３、パスメモリ更新ユニット２４を有するＰＲＭＬ復号器８は、４ビットで構成される１０個のステートと、５ビットで構成される１６のブランチが用意され、これらのブランチが、ステートの間をＤ１制約に従って接続するように構成されている。
ここで、４ビットで構成される１０個のステートとは、４ビットで構成される１６個のビット列００００、０００１、００１０、００１１、０１００、０１０１、０１１０、０１１１、１０００、１００１、１０１０、１０１１、１１００、１１０１、１１１０、１１１１のうち、Ｄ１制約、すなわち、０、１が単独で現れないという制約（上記の４ビットのビット列では、４ビットの中の真ん中の２ビットに単独で現れない）を満たす１０のビット列００００、０００１、００１１、０１１０、０１１１、１０００、１００１、１０１１、１１００、１１１０、１１１１で区別される状態のことである。
また、５ビットで構成される１６個のブランチとは、５ビットで構成される３２個のビット列０００００、００００１、０００１０、０００１１、００１００、００１０１、００１１０、００１１１、０１０００、０１００１、０１０１０、０１０１１、０１１００、０１１０１、０１１１０、０１１１１、１００００、１０００１、１００１０、１００１１、１０１００、１０１０１、１０１１０、１０１１１、１１０００、１１００１、１１０１０、１１０１１、１１１００、１１１０１、１１１１０、１１１１１、のうち、Ｄ１制約、すなわち、０、１が単独で現れないという制約（上記の５ビットのビット列では、５ビットの中の真ん中の３ビットに単独で現れない）を満たす１６のビット列、０００００、００００１、０００１１、００１１０、００１１１、０１１００、０１１１０、０１１１１、１００００、１０００１、１００１１、１１０００、１１００１、１１１００、１１１１０、１１１１１、で区別される状態のことである。
なお、ターゲットレスポンスがＰＲ（１，２，２，１）の場合は、３ビットで構成される６個のステートと、４ビットで構成される１０のブランチが用意されて、Ｄ１制約に従ってブランチがステートを接続する。
このステートと、ブランチのビット列の作り方は、ＰＲ（１，２，２，２，１）でのステート、ブランチのビット列の作り方と同様である。
ブランチメトリック計算ユニット２２では、上記した１６のブランチに対してブランチメトリックが計算されて、その結果が、パスメトリック更新ユニット２３に転送される。
パスメトリック更新ユニット（ＡＣＳ）２３では、１０のステートに対して、そのステートに到達するパスメトリックが更新されるのと同時に、パスの選択情報が、パスメモリ更新ユニット２４に転送される。
パスメモリ更新ユニット（ＰＭＥＭ）２４では、上述の１０のステートに対して、そのステートに到達するパスメモリが更新される。そして、パスメモリに記憶されているビット系列は、パスの選択を繰り返しながら尤もらしい系列に収束していく。その結果が、ＰＲＭＬ復号器８によるビット検出結果である２値化信号ＤDとして出力される。
この場合、２値化信号ＤDは、図示するようにして信号評価回路９内の後述する最尤パス生成回路３２と第２パス生成回路３３に対して供給される。
また、上記パスメモリ更新ユニット２４では、上述の１０のステートに対してそのステートに到達するパスメモリが更新されることで、最終的に生き残ることになる尤もらしいパス（最尤パス）のビット系列の情報と、その次に尤もらしいパス（第２パス）のビット系列の情報とが得られる。
第１の実施の形態の場合のパスメモリ更新ユニット２４に対しては、これら最尤パスと第２パスとのビット系列の情報を、パス選択結果情報ＳＰとして出力するためのパス選択結果出力部２４ａが設けられている。
このようなパス選択結果出力部２４ａによるパス選択結果情報ＳＰは、信号評価回路９内の後述するイネーブラー（enabler）３１と第２パス生成回路３３とに供給される。
ここで、上記によるＰＲＭＬ復号器８の構成から理解されるように、ＰＲＭＬによるビット検出手法は、正しいビット系列から得られるパーシャルレスポンス系列と再生信号ＲＦとのユークリッド距離（すなわち、正しいビット系列に対するパスメトリック）と、誤りのあるビット系列から得られるパーシャルレスポンス系列と再生信号ＲＦとのユークリッド距離（つまり誤りのあるビット系列に対するパスメトリック）の大小関係を比較し、より近い、すなわちパスメトリックの値のより小さいものをより確かなパスとして残し、この操作の繰り返しで最終的に生き残ったパス（最尤パス）を検出結果とするアルゴリズムとなる。
このようなアルゴリズムによると、最終的な生き残りパスの選択候補となった、パスメトリックの値の小さい上位２つのパス（最尤パスＰａと第２パスＰｂとする）について、それらのパスメトリックの差が大きければ、生き残ったパスはより確からしく、小さければより紛らわしい、つまりは検出誤りの可能性が大きい、ということになる。この点について、次の図１６を参照して説明する。
図１６は、最尤パスＰａと第２パスＰｂと、実際の再生信号ＲＦ（ＰＲＥＱ）との関係を示した図である。この図において、縦軸の「＋３,＋２，＋１，０，−１，−２，−３」の各値は、ＰＲ（１，２，２，１）において想定される各基準レベルの値を示している。
ここで、図示する最尤パスＰａと第２パスＰｂとは、最終的に再生信号ＲＦとの比較が行われる２つのパスであるとみることができる。つまりは、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値と、第２パスＰｂに対するパスメトリックの値が比較され、より値の小さい方のパスが生き残りパスとして選択されるというものである。
なお、確認のために述べておくと、パスメトリックとは、この図１６で言えば、図中黒丸により示す各サンプリングタイミングで得られる再生信号ＲＦの各サンプリング値に対する、最尤パスＰａ（或いは第２パスＰｂ）における対応するサンプリングタイミングで得られるそれぞれの値とのユークリッド距離の和、すなわちブランチメトリックの和である。
そして、図１６（ａ）と図１６（ｂ）とを比較すると、図１６（ａ）の場合は最尤パスＰａと再生信号ＲＦとのユークリッド距離が充分に近く、逆に第２パスＰｂと再生信号ＲＦのユークリッド距離は充分に遠い関係となっている。つまりは、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値が充分に小さく、第２パスＰｂに対するパスメトリックの値が充分に大きなものとなっているもので、これによってこの場合の検出パスとなる最尤パスＰａは、より確からしいパスであると判断できる。
これに対し、図１６（ｂ）では、図１６（ａ）の場合よりも最尤パスＰａと再生信号ＲＦとのユークリッド距離が拡大して、第２パスＰｂと再生信号ＲＦのユークリッド距離が近づく関係となっている。つまりこの場合、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値は図１６（ａ）の場合よりも大きくなり、逆に第２パスＰｂに対するパスメトリックの値がより小さくなることで、この場合の検出パスとしての最尤パスＰａの確からしさは低下する。換言すれば、この場合は他方の第２パスＰｂの確からしさが増すこととなって、この第２パスＰｂが最尤のパスである可能性が高くなるもので、従って最尤パスＰａとしての検出パスは、第２パスＰｂとして示されるパスに対して誤検出されたパスである可能性が高くなる。
このようにして、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値が、第２パスＰｂに対するパスメトリックの値よりも充分に小さくなる場合には、より確からしいビット検出が実行されていると判断できる。また、逆に最尤パスＰａに対するパスメトリックの値がより大きくなって、第２パスＰｂに対するパスメトリックの値が小さくなる程、最尤パスＰａとしての検出パスは誤りである可能性が高いと判断することができる。
ＰＲＭＬの手法が採られる場合の検出精度（再生信号品質）は、このようにして最尤パスＰａに対するパスメトリックの値と、第２パスＰｂに対するパスメトリックの値との差、すなわちメトリック差分を求めることで見積もることができる。
ここで、本実施の形態では、このようなメトリック差分（ＭＤとする）を、以下のようにして定義する。

Figure 2007018622
 なお、この場合、「ＰＢi」「ＰＡi」「Ｒi」は、それぞれ同じサンプリングタイミングでの第２パスＰｂ、最尤パスＰａ、再生信号ＲＦの値を表している。
すなわち、この場合のメトリック差分ＭＤは、第２パスＰｂに対するパスメトリックの値から、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値を減算した値として定義される。
このようなメトリック差分ＭＤは、上式右辺の最尤パスＰａに対するパスメトリックの値が「０」となるとき、すなわち最尤パスＰａと再生信号ＲＦとが完全に一致したときに最大値が得られる。つまり、このメトリック差分ＭＤは、その値が大きい程検出精度が高い（つまり信号品質が良好である）ことを示す情報となる。
先の図１６より、このようにして最尤パスＰａと再生信号ＲＦが完全に一致するということは、この場合の第２パスＰｂに対するパスメトリックは、最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離となることがわかる。従って上記のようなメトリック差分ＭＤの最大値としては、最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離の値となる。
また、最小値は、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値と第２パスＰｂに対するパスメトリックの値とが同値となる場合の「０」であり、すなわち図１６の場合で言えば最尤パスＰａと第２パスＰｂとの間で、再生信号ＲＦがちょうど中間となるような位置で得られている場合である。つまり、このメトリック差分ＭＤの値「０」によっては、最尤パスと第２パスの何れもが同等に確からしいことを示すものであり、従って最も誤りの可能性が高いことを示していることになる。
これらのことから本実施の形態の場合のメトリック差分ＭＤは、最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離の値（最大値）に近いほど検出精度が高いことを示し、逆に「０」（最小値）に近いほど検出精度が低く、誤りの可能性が高いことを示す情報となることがわかる。
このようにして上記［数２］によるメトリック差分ＭＤのような、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値と、第２パスＰｂに対するパスメトリックの値との差分の値によれば、ＰＲＭＬ復号器８におけるエラー発生率を見積もることができる。
そして、従来においては、このような最尤パスＰａに対するパスメトリックの値と第２パスＰｂに対するパスメトリックの値との差分としてのメトリック差分の値について、例えばその分散値などの統計的な情報を得ることで、エラーレートを見積もるようにされていた。
ところで、ＰＲＭＬの手法を採る場合においては、実際に検出エラーとなりうる最尤パスと第２パスとの相違パターン（エラーパターン）が、或る程度限られたものとなる。
一例を挙げれば、第２パスのビット系列のパターンが、最尤パスのビット系列のパターンに対してエッジが１ビット分シフトするなどの１ビットエラーや、最短マークである２Ｔマークの消滅などによる２ビットエラーなどが挙げられる。
光ディスクの再生についてＰＲＭＬ復号が採用された初期の段階では、実際にエラーとして現れるエラーパターンは、ほぼ１００％１ビットエラーに限定されていた。従って、この唯一のエラーパターンである１ビットエラーのみについてメトリック差分の分散値を求めることで、適正に信号品質を評価することができた。
しかしながら、近年、さらなる光ディスクの高記録密度化が進むについれて、実際のエラーとして現れ得るエラーパターンが単一でなく、複数のパターンがエラーに寄与するようになってきている。
このため、従来のように単一のエラーパターンについて分散値を求めるだけでは、他のエラーパターンによる寄与が考慮されないことから、適正な信号品質評価指標を得ることができなくなってしまう可能性がある。
特に、１つのエラーパターンによるエラーへの寄与が支配的でなく、各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率がそれぞれ拮抗したものである場合には、適正な信号品質評価指標を得ることがより困難となる。
そこで、このように各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率が拮抗したものとされる場合には、それぞれのエラーパターンごとのメトリック差分ＭＤの分散値を、その寄与率に応じて重み付けして全体のエラーレートを見積もることが考えられる。
しかしながら、前述もしたようにこのような手法を採ると、先の［数１］のような２乗計算や平方根計算等を用いた複雑な計算を行うことが必要とされるため、簡易な構成によりこれを実現することが困難となるという問題がある。
また、上記手法では、全体のエラーレートを見積もるにあたって各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率（Ａk）も求めなくてはならず、この点も計算の簡易化の妨げとなる。
そこで、本実施の形態では以下で説明する手法を採ることによって、各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率が拮抗したものとされる場合にも、各エラーパターンの寄与率を適正に反映し、全体エラーレートと良く相関する評価指標を、より簡易な構成により実現する。
先ず、図３により、それぞれ異なるユークリッド距離を持つエラーパターンについてのメトリック差分ＭＤの分布例を示す。なおこの図において、縦軸はサンプルの頻度、横軸はメトリック差分ＭＤの値を示している。
この図３においては、例えば３つのエラーパターン1〜3が実際のエラー発生に主に寄与するものとし、それらのメトリック差分ＭＤの分布の例を示している。
例えば、図中ＭＤ1として示す分布は、最尤パスＰａのビット系列と第２パスＰｂのビット系列とで相違しているビット数が１ビット分となる所謂１ビットエラーに該当するエラーパターン1についてのメトリック差分ＭＤの分布であるとする。また、ＭＤ2として示す分布は例えば最短マークシフト等による２ビットエラーに該当するエラーパターン2についてのメトリック差分ＭＤの分布、さらにＭＤ3は３ビットエラーに該当するエラーパターン3についてのメトリック差分ＭＤの分布などとして例示できる。
なお、図中「ＭＤ全体」と示す分布は、これら３つの分布ＭＤ1〜ＭＤ3についての重ね合わせを示している。
この際、上記のようにして最尤パスＰａと第２パスＰｂとで相違するビット数が異なることで、それぞれのエラーパターン1〜3では、最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離が異なるものとなっている。
ここで、これら最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離は、各パスが辿る値どうしの差の２乗を求めた上で、それらの和を求めることで計算できる。
従ってこの際、各エラーパターンｋでのユークリッド距離「ｄk 2」は、最尤パスＰａ、第２パスＰｂにおける同じサンプリングタイミングでの値をそれぞれＰＡi、ＰＢiとすると、

Figure 2007018622
 で表すことができる。
また、メトリック差分ＭＤの分布がガウス分布するとの仮定の下では、各分布の平均値は、そのエラーパターンｋでの最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離ｄk 2の値となる。つまり、このようにメトリック差分ＭＤの分布がガウス分布であるとすれば、分布の平均値は最も良好な信号品質となるときのメトリック差分ＭＤの値となっているはずである。そして、このように最も良好な信号品質となるときのメトリック差分ＭＤの値となるのは、先の［数２］によるメトリック差分ＭＤの計算式によれば、最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離の値である。
ここでは、エラーパターン1での最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離をユークリッド距離ｄ1 2とし、エラーパターン2、エラーパターン3での最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離を、それぞれユークリッド距離ｄ2 2、ユークリッド距離ｄ3 2と表記している。
また、この図を参照してわかるのは、最尤パスＰａ（のビット系列）に対する第２パスＰｂ（のビット系列）の相違ビット数が増加するエラーパターン1（ＭＤ1）→エラーパターン2（ＭＤ2）→エラーパターン3（ＭＤ3）の順に、最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離ｄk 2の値としても、ｄ1 2→ｄ2 2→ｄ3 2の順に大きくなることである。
そして、このようにユークリッド距離ｄk 2が大きくなる、すなわち相違するビット数が多くなるエラーパターン1（ＭＤ1）→エラーパターン2（ＭＤ2）→エラーパターン3（ＭＤ3）の順に、メトリック差分ＭＤの値が「０」を超える（下回る）、つまり検出エラーとなる率が低く、それだけ全体エラーレートに対する寄与率が低くなることが理解できる。換言すれば、エラーパターン3（ＭＤ3）→エラーパターン2（ＭＤ2）→エラーパターン1（ＭＤ1）の順に、全体エラーレートに対する寄与率が高くなることが理解できる。
ここで、確認のために述べておくと、この図において横軸に示すメトリック差分ＭＤの値が「０」となる部分は、先のメトリック差分ＭＤについての説明から理解されるように、最尤パスＰａに対するパスメトリックと第２パスＰｂに対するパスメトリックの値とが同値となる部分であり、従って最も検出誤りの確率が高いところである。
そして、このメトリック差分ＭＤの値が「０」となる部分を超える（下回る）部分は、実際に検出エラーとなる部分を示し、ＰＲＭＬにおいてこの部分は観測不能な部分となる。つまり、このようにメトリック差分ＭＤの値が「０」を超えて負の値となるということは、最尤パスＰａに対するパスメトリックの値よりも第２パスＰｂに対するパスメトリックの値の方が小さくなることを意味するが、ＰＲＭＬの検出手法では、これまでの説明から理解されるようにパスメトリックの値が最小となるパスを最尤パスとして検出するので、このようにメトリック差分ＭＤの値が負の値となることはあり得ない。従って、この検出エラーとなる部分は、実際に観測することが不可能となるものである。
このようにして、ＰＲＭＬでは検出エラーとなる部分を実際に観測することができないことから、上述もしたように従来では、メトリック差分（第２パスＰｂに対するパスメトリックの値と最尤パスＰａに対するパスメトリックの値との差分）の分散値を求めた上で、その値に基づきエラーレートを見積もるようにされていたものであるが、このような分散値を求めるにあたっては、２乗計算や平方根計算等の計算を要し、構成の複雑化を避けれない。
そこで本実施の形態では、この点での構成の複雑化を避けるために以下のような考えに基づき評価値を得るようにする。
図４は、本例で採用する手法の説明図として、或るエラーパターンｋでのメトリック差分ＭＤの分布（ＭＤｋ）を示している。
なお、この図としても図３と同様に縦軸にはサンプルの頻度、横軸にはメトリック差分ＭＤの値をとっている。
この図に示されるようにして、本実施の形態では、メトリック差分ＭＤの値について所定の閾値（Ｔｈ_ｋ）を設定し、これを下回るメトリック差分ＭＤの値の出現頻度（Ｆｋ）を求めることで、エラーレートを見積もるものとする。
このような閾値Ｔｈ_ｋを下回るメトリック差分ＭＤの値の出現頻度Ｆｋは、メトリック差分ＭＤ＜０となる部分（ビットエラーレートｂＥＲ）と相関関係にあることがわかる。
すなわち、例えばこの図４の場合よりも信号品質が悪化したとして、ビットエラーレートｂＥＲが上昇したとすると、そのときの分布ＭＤｋは、例えば次の図５（ａ）に示すようにして裾野がより広がったような分布とされるが、これに伴っては、上記した出現頻度Ｆｋ（図中Ｆｋの部分の面積）としても、図４の場合よりも増加する傾向となることがわかる。つまり、ビットエラーレートｂＥＲの上昇に伴い、出現頻度Ｆｋも上昇することがわかる。
また一方、図４の場合よりも良好な信号品質とされビットエラーレートｂＥＲが低下する場合には、例えば図５（ｂ）に示されるように分布ＭＤｋはより先鋭な形状となるが、この場合には出現頻度Ｆｋとしても減少し、従ってビットエラーレートｂＥＲの低下に応じて出現頻度Ｆｋの値は低下することがわかる。
このようにして、閾値Ｔｈ_ｋを下回るメトリック差分ＭＤの値の出現頻度Ｆｋにより、ビットエラーレートｂＥＲと相関する指標が得られることが理解できる。
ここで、上記手法によれば、或る１つのエラーパターンｋのみについてはビットエラーレートｂＥＲと相関する適正な信号評価指標を得ることができるが、本実施の形態としては、全体のエラーレートが、それぞれ異なる複数のエラーパターンｋの寄与を含んだものであることを想定している。
つまりは、この場合は複数のエラーパターンｋのそれぞれについて、メトリック差分ＭＤの値と上記閾値Ｔｈ_ｋとを比較する必要があるが、このとき、例えばすべてのエラーパターンｋについて１つの上記閾値Ｔｈ_ｋによりメトリック差分ＭＤの値を比較したのでは、複数のエラーパターンのそれぞれの寄与が反映されたかたちでエラーレートｂＥＲを見積もることができない。
このために本実施の形態では、エラーレートを見積もるにあたって設定する上記閾値Ｔｈ_ｋとして、各エラーパターンｋでのユークリッド距離ｄk 2を共通の値により除算して得られる個別の閾値Ｔｈ_ｋ（Ｔｈ_１、Ｔｈ_２、Ｔｈ_３）を設定する。そして、各エラーパターンｋごとに、この個別の閾値Ｔｈ_ｋを下回るメトリック差分ＭＤの値の数（出現頻度）をカウントするものとする。
例えば、本実施の形態では、上記共通の値を「２」として、上記閾値Ｔｈ_ｋとしてはそれぞれのエラーパターンｋでのユークリッド距離ｄk 2の１／２となる値を設定するものとする。
図６は、先の図３に示した各エラーパターンｋ（ｋ＝１〜３）でのメトリック差分ＭＤの分布ＭＤ1〜ＭＤ3に対する、上記のように設定されるエラーパターンｋごとの閾値Ｔｈ_ｋ（Ｔｈ_１、Ｔｈ_２、Ｔｈ_３）と、この閾値Ｔｈ_ｋを下回るサンプルの出現頻度Ｆk（Ｆ1〜Ｆ3）の関係を示している。
図示するようにして、この場合の閾値Ｔｈ_１〜Ｔｈ_３は、エラーパターン1〜エラーパターン3でのそれぞれのユークリッド距離の１／２となるので、それぞれ１／２ｄ1 2、１／２ｄ2 2、１／２ｄ3 2が設定されることになる。
このようにして、エラーパターンｋごとの個別の閾値Ｔｈ_ｋとして、各エラーパターンでのユークリッド距離ｄk 2を共通に１／２した値を設定するということは、各分布ＭＤ1〜ＭＤ3について、ユークリッド距離ｄk 2の１／２という共通の判断基準に基づきサンプルの出現頻度を求めていることになる。
すなわちこれにより、各分布ＭＤ1〜ＭＤ3についてそれぞれ検出エラーとなる偏差の１／２以上の出現頻度を求めることになる。
これにより、それぞれのエラーパターンｋごとに得られる、上記閾値Ｔｈ_ｋを下回るメトリック差分ＭＤの値の出現頻度の情報には、そのエラーパターンｋによる全体エラーレートへの寄与率を反映させることができる。
このことは、この図６に示しているように、寄与率が低くなるＭＤ1→ＭＤ2→ＭＤ3の順で、閾値Ｔｈ_ｋを下回るサンプルの出現頻度（Ｆ1、Ｆ2、Ｆ3）も少なくなっていることからも理解できる。
そして、このようにエラーパターンｋごとに得た出現頻度Ｆ1、Ｆ2、Ｆ3が、それぞれのエラーパターンｋの寄与率を反映したものとなるのであれば、これら出現頻度Ｆ1、Ｆ2、Ｆ3の値を単純に足し合わせることで、全体のエラーレートと相関した評価指標を得ることができる。
このようにして本実施の形態では、それぞれのエラーパターンｋでのユークリッド距離ｄk 2を共通の値により除算して得られる個別の閾値Ｔｈ_ｋ（Ｔｈ_１、Ｔｈ_２、Ｔｈ_３）を設定し、各エラーパターンｋごとに、この個別の閾値Ｔｈ_ｋを下回るメトリック差分ＭＤの値の数（出現頻度）をカウントし、それらの総数を求めることで、各エラーパターンｋの全体エラーレートへの寄与率を反映した、全体エラーレートと良く相関する評価指標を得ることができる。
以下、このようにして求められる本実施の形態としての評価指標を、評価値Ｐｑと称する。
ここで、確認のために述べておくと、上記のような出現頻度の和の情報である実施の形態の評価値Ｐｑとしては、メトリック差分ＭＤについての総サンプル数の値で除算することで確率の情報とすることもできるが、このように総サンプル数で除算する計算は必ずしも必要ではない。例えば、複数の光ディスク１００について評価を行うとして、メトリック差分ＭＤについてサンプルする数を予め共通の値に設定しておけば、同じ評価基準の下で得られた数値として扱うことができるので、上記のような単なる出現頻度の総和である評価値Ｐｑは、そのまま各ディスク１００の信号品質評価指標として用いることができるものである。
続いて、説明を図２に戻し、上記手法による本実施の形態としての評価指標の算出を実現するための信号評価回路９の構成について説明する。
図２において、信号評価回路９は、パス選択結果情報ＳＰに基づき信号enableを出力するイネーブラー３１と、最尤パスＰａと第２パスＰｂとを生成するための最尤パス生成回路３２と第２パス生成回路３３と、ＰＲＭＬ復号器８からの再生信号ＲＦ（ＲＦＥＱ）を遅延補償する遅延補償回路３４と、最尤パスＰａと第２パスＰｂとに基づいてユークリッド距離ｄk 2を算出するユークリッド距離算出回路３５、最尤パスＰａと第２パスＰｂと上記遅延補償回路３４からの再生信号Ｘとに基づきメトリック差分ＭＤを算出するメトリック差分算出回路３６を備える。
また、ユークリッド距離算出回路３５で算出されたユークリッド距離ｄk 2を所定の値で除算して閾値Ｔｈ_ｋを生成する閾値設定回路３７、この閾値Ｔｈ_ｋとメトリック差分ＭＤとの比較を行う比較器３８、比較器３８の比較結果に応じたカウント動作を行うカウンタ３９、上記イネーブラー３１からの信号enableに基づきサンプル数を計測するサンプル数計測回路４０、カウンタ３９とサンプル数計測回路４０のカウント値に基づいて評価値Ｐｑを生成する評価値生成回路４１を備える。
先ず、イネーブラー３１は、予め設定された所定複数のエラーパターンｋのときのみ各部を動作させることで、それ以外のエラーパターンについてのサンプルが混入しないようにするための制御機能を実現するために備えられる。
このイネーブラー３１は、先に説明したＰＲＭＬ復号器８内のパスメモリ更新ユニット２４内のパス選択結果情報出力部２４ａから出力されるパス選択結果情報ＳＰに基づき、最尤パスＰａと第２パスＰｂとの関係が、予め設定された所定複数のエラーパターンｋのうちの何れかに該当するか否かを判別し、その判別結果に応じて信号enableを出力する。
ここで、先にも説明したようにパスメモリ更新ユニット２４内においては、パス選択が行われる過程において最尤パスＰａと第２パスＰｂのビット系列の情報が得られる。そこで、この場合のＰＲＭＬ復号器８では、パスメモリ更新ユニット２４に対してパス選択結果出力部２４ａを設けて、これら最尤パスＰａと第２パスＰｂのそれぞれのビット系列の情報を、パス選択結果情報ＳＰとして信号評価回路９に対して供給するようにしている。
イネーブラー３１は、このようなパス選択結果情報ＳＰとしての最尤パスＰａと第２パスＰｂとのビット系列の情報を比較することで、それらのエラーパターンが予め定められた所定のエラーパターンの何れかに該当するか否かを判別することができる。
このようなイネーブラー３１における判別処理は、例えば以下のような手法により実現できる。
例えば、ＰＲ（１，２，２，２，１）が採用される場合において、最短マークシフトによる２ビットエラーとなる場合、最尤パスＰａと第２パスＰｂの２つのパスのビット系列は、５番目と７番目のビットが異なり、それ以外の少なくとも１番目から１１番目のビットが一致するなど、エラーパターンによってそれぞれ一致／不一致となるビット位置を特定することができる。そこで、対象とする所定のエラーパターンに応じて、このように特定されるビット位置におけるそれぞれの値の一致／不一致を判定した結果に基づくことで、最尤パスＰａのビット系列に対する第２パスＰｂのビット系列の誤りのタイプが、対象とする所定の誤りのタイプとなっているかを判定することができる。
イネーブラー３１は、最尤パスＰａと第２パスＰｂとのエラーパターンが上記所定複数のエラーパターンの何れかに該当するとした場合にのみ、上記信号enableを出力し、これによって当該信号enableが供給される各部をアクティブとする。
図示は省略したが、この信号enableは信号評価回路９内の各部に対して供給されるようになっている。つまりは、このような構成によって、最尤パスＰａに対する第２パスＰｂのエラーパターンが対象とするパターンであるときのみ各部がアクティブとなるようにされ、この結果、対象外のエラーパターンのときは、評価値Ｐｑの計算のための動作が行われないようにすることができる。換言すれば、対象外のエラーパターンについてはそのサンプルが評価値Ｐｑの計算に混入されないようにすることができる。
なお、この場合は少なくとも対象外のエラーパターンによる最尤パスＰａと第２パスＰｂとについての、ユークリッド距離ｄ2とメトリック差分ＭＤとに基づく比較結果が評価値計算に反映されなければよいので、この考えに基づけば、上記信号enableとしては、少なくとも比較器３８に対して供給されるように構成されればその目的は達成できる。
続いて、最尤パス生成回路３２は、ＰＲＭＬ復号器８のビット検出結果である２値化信号ＤDが供給され、この２値化信号ＤDに対し、ＰＲＭＬ復号器８にて採用されるＰＲＭＬのクラスに応じて設定された所定の係数（この場合は（１，２，２，１）又は（１，２，２，２，１））による畳み込み演算を行って符号間干渉を再現する。これによって２値化信号ＤDのパーシャルレスポンス系列である最尤パスＰａを生成する。
生成された最尤パスＰａはユークリッド距離算出回路３５とメトリック差分算出回路３６とに供給される。
また、第２パス生成回路３３は、２値化信号ＤDと、上記したパス選択結果情報出力部２４ａからのパス選択結果情報ＳＰとに基づき、第２パスＰｂを生成する。つまり、パス選択結果情報ＳＰに含まれる第２パスＰｂのビット系列の情報について、上記した最尤パス生成回路３２と同様の動作を行うことでパーシャルレスポンス系列としての第２パスＰｂを生成する。
この第２パスＰｂとしてもユークリッド距離算出回路３５とメトリック差分算出回路３６とに供給される。
ユークリッド距離算出回路３５は、最尤パスＰａと第２パスＰｂとを入力して、それらのユークリッド距離ｄk 2を算出する。
つまり、ユークリッド距離算出回路３５は、同じサンプリングタイミングにおける最尤パスＰａ、第２パスＰｂの値を、それぞれ「ＰＡi」「ＰＢi」とした場合に、先に示した［数３］による計算を行う。
メトリック差分算出回路３６は、最尤パスＰａと第２パスＰｂと共に、遅延補償回路３４を介した再生信号ＲＦ（ＰＲＥＱ）が入力される。
この場合、再生信号ＲＦ（ＰＲＥＱ）は、上記遅延補償回路３４によって最尤パスＰａと第２パスＰｂとのタイミングに同期されてメトリック差分算出回路３６に入力される（図中Ｘ）。
メトリック差分算出回路３６は、最尤パスＰａと第２パスＰｂ、及び上記再生信号ＲＦ（Ｘ）に基づき、先に説明したメトリック差分ＭＤを算出する。つまりメトリック差分算出回路３６は、同じサンプリングタイミングにおける第２パスＰｂ、最尤パスＰａ、再生信号ＲＦ（Ｘ）の値を、それぞれ「ＰＢi」「ＰＡi」「Ｒi」とした場合に、先に示した［数２］による計算を行う。
閾値設定回路３７は、ユークリッド距離算出回路３５からユークリッド距離ｄk 2の値を入力し、予め設定された所定の係数（この場合は１／２）を乗算して閾値Ｔｈ_ｋを生成する。つまり、これによってそれぞれのエラーパターンｋでのユークリッド距離ｄk 2を共通の値で除算した個別の閾値Ｔｈ_ｋを設定するようにされている。
比較器３８は、メトリック差分算出回路３６により算出されたメトリック差分ＭＤの値と上記閾値設定回路３７により生成された閾値Ｔｈ_ｋとを入力し、ＭＤ＜Ｔｈ_ｋである場合にのみ後段のカウンタ３９の値をカウントアップする。
これら比較器３８とカウンタ３９の動作により、各エラーパターンｋごとでの、閾値Ｔｈ_ｋを下回るメトリック差分ＭＤの値の数（出現頻度）の総数の情報を得ることができる。
サンプル数計測回路４０は、イネーブラー３１からの信号enableが分岐して供給され、この信号enableが供給された回数を計測する。このようなサンプル数計測回路４０の動作により、対象としている所定複数のエラーパターンについての、メトリック差分ＭＤの全サンプル数をカウントすることができる。
評価値生成回路４１は、上記カウンタ３９のカウント値と上記サンプル数計測回路４０からの全サンプル数の値とに基づき、評価値Ｐｑを生成する。
この場合、評価値生成回路４１は、全サンプル数の値が予め定められた所定値ｍとなることに応じて、そのときのカウンタ３９の値を上記評価値Ｐｑとして出力するように構成される。
このような構成とすることで、複数の光ディスク１００の評価にあたりメトリック差分ＭＤの値をサンプルする総数は、上記所定値ｍに応じた共通の値とすることができる。つまりこれによって、先に述べたように複数の光ディスク１００について算出された評価値Ｐｑを同じ基準の下での評価指標としてそのまま扱うことが可能となる。
なお、このようなＭＤ＜閾値Ｔｈ_ｋの総数である評価値Ｐｑを確率の情報とするにあたっては、サンプル数計測回路４０からのサンプル数の値が上記所定値ｍとなることに応じて、カウンタ３９の値を上記総サンプル数（ｍ）で除算した値を出力するように構成すればよい。
以上のような本実施の形態としての評価装置７の構成から理解されるように、全体エラーレートと良く相関する実施の形態としての評価値Ｐｑを求めるにあたっては、従来の分散値などの統計的指標を求める場合とは異なり、２乗計算や平方根計算などの複雑な計算は一切不要で、この場合は各エラーパターンｋごとに求めた「ＭＤ＜閾値Ｔｈ_ｋ」となるサンプルの数をカウントするのみという、極めて簡易な構成でこれを実現することができる。
また、エラーパターンｋごとの寄与率を敢えて求める必要もないことから、その点でも計算の容易化が図られる。
これらのことから本実施の形態によれば、エラーの発生に複数のエラーパターンが寄与する場合において、各エラーパターンごとの全体エラーレートへの寄与率を適正に反映し、全体エラーレートと良く相関する評価指標の算出を、非常に簡易な構成によって実現することができる。
＜第２の実施の形態＞

続いては、本発明の第２の実施の形態について説明する。
図７は、第２の実施の形態としての評価装置７の内部構成について示したブロック図である。
第２の実施の形態は、先の第１の実施の形態では最尤パスＰａと第２パスＰｂとのエラーパターンの特定のために、実際のパス選択結果を示すパス選択結果情報ＳＰを参照するようにしていたものを、パターンテーブルに基づいてエラーパターンを特定するように構成したものである。
なお、図７において、既に第１の実施の形態で説明した部分については同一符号を付して説明を省略するものとし、主に相違点のみについて説明する。
先ずこの場合のＰＲＭＬ復号器８としては、パスメモリ更新ユニット２４内に設けられていたパス選択結果出力部２４ａが省略される。
そして、信号評価回路９に対しては、図示するパターン検出＆パターンテーブル５０が設けられる。このパターン検出＆パターンテーブル５０としては、パターン検出回路と、このパターン検出回路が参照するパターンテーブルとを一体的に示している。
パターン検出＆パターンテーブル５０における上記パターンテーブルには、評価値Ｐｑの算出にあたって対象とする所定複数のエラーパターンに応じて、その誤りが生じている場合に想定される最尤パスＰａと第２パスＰｂのビット系列のパターンが対応付けられて格納されている。
そして、上記パターン検出回路としては、図示するようにして入力される２値化信号ＤDの値と、上記パターンテーブルに格納される最尤パスＰａのビット系列の値とを比較し、それらが一致するか否かについて判別を行う。
格納される最尤パスＰａのビット系列との一致が判別された場合、その２値化信号ＤDは上記所定複数のエラーパターンのうちの何れかのエラーパターンでの最尤パスＰａであることがわかる。これに応じ上記パターン検出回路は、上記パターンテーブルにおいてこの２値化信号ＤDのパターンと対応付けられて格納されている第２パスＰｂのビット系列のパターンを、図示する第２パターンＰ２として第２パス生成回路３３に供給する。
このような第２パターンＰ２としての第２パスＰｂのビット系列の情報が供給されることで、この場合も第２パス生成回路３３は第２パスＰｂを生成することができる。
また、これと共にパターン検出回路は、上記のようにして２値化信号ＤDと格納される最尤パスＰａのビット系列との一致が判別されたことに応じ、信号評価装置９内の各部をアクティブにするための信号enableを出力するようにされる。
これによって、この場合も対象とすべきとされたエラーパターンであるときのみ評価値計算のための動作が行われるようにすることができる。すなわち、対象外のエラーパターンによる最尤パスＰａと第２パスＰｂについては、それらのメトリック差分ＭＤとユークリッド距離ｄk 2とに基づく比較結果が評価値Ｐｑに反映されないようにすることができる。
このようにして第２の実施の形態では、対象とするエラーパターンで想定される最尤パスＰａと第２パスＰｂとのビット系列のパターンを予め格納しておくようにしたことで、格納される最尤パスＰａのビット系列のパターンと２値化信号ＤDのパターンとが一致することを以て、対象とするエラーパターンであることを推測できる。また、これと同時に、その最尤パスＰａに対応づけられた第２パスＰｂのビット系列の情報も得ることができる。
ここで、先の第１の実施の形態のようにパス選択結果情報ＳＰを用いる場合は、パスメモリ更新ユニット２４内で得られる最尤パスＰａと第２パスＰｂのビット系列の情報から、設定されたエラーパターンとなる最尤パスＰａと第２パスＰｂとが実際に得られたか否かを確実に判定することができた。これに対し第２の実施の形態のパターンテーブルを用いる場合では、最尤パスＰａと第２パスＰｂとの関係が対象とするエラーパターンに該当するかを実際に確認するものではないので、この点で確実性に劣る可能性がないとは言えない。
しかしながら、パターンテーブルを用いる手法では、上記のようなパス選択結果情報ＳＰを出力するパス選択結果出力部２４ａは省略できることから、ＰＲＭＬ復号器８への改造は不要になるというメリットがある。
＜第３の実施の形態＞

ところで、これまでの第１及び第２の実施の形態においては、ＰＲＭＬ復号器８として固定値による基準レベルが設定されることを前提に説明を行ってきた。すなわち、ブランチメトリック計算のために用いる各基準レベルの値として、採用するＰＲのタイプに応じた固定による値が設定されることを前提とした。
しかしながら、近年、このような固定の基準レベルを用いるビタビ検出器の改良技術として、再生信号に応じて動的に基準レベルを変化させるという、適応型ビタビ技術が提案され利用され始めている。
そこで第３の実施の形態としては、このような適応型ビタビ検出器としての構成を採った場合に対応する評価装置７の構成を提案する。
先ずは、図９により、このような適応型ビタビ技術の概要について説明する。
図９は、例えばパーシャルレスポンスのタイプとしてＰＲ（１，２，２，１）が採用された場合での、ビタビ検出器（ＰＲＭＬ復号器８）内で設定される各基準レベルと再生信号（アイパターン）との関係を示している。
先ず、図９（ａ）では、ビタビ検出器が採用するＰＲでの各基準レベル（図中Ｒ-Lva〜g）に対し、再生信号中のそれぞれ対応するマーク長の振幅レベルが、そのＰＲのタイプで想定される理想的なレベルにより得られている場合が示されている。
これに対し図９（ｂ）は、例えば記録媒体の高記録密度化等に伴い、特に最短マーク長の再生信号として、充分な振幅が得られなくなった場合が示されている。
このような場合、最短マーク長に対応して設定されるべきそれぞれの基準レベル（図中破線による基準レベルＲ-Lvc、基準レベルＲ-Lve）は、理想的な信号振幅レベルに対してずれた値となってしまう。このようにそのＰＲで想定する理想的な波形とは異なる再生信号波形が得られ、これに伴って基準レベルがずれた値となってしまっていることで、この基準レベルに基づいて算出されるブランチメトリックとしても誤りが生じ、これによってビタビ検出器の検出結果にも誤りが生じてしまう可能性がある。
そこで、実際の再生信号に応じた各基準レベルを生成し、これをブランチメトリック計算に用いることでビット検出結果の誤りの抑制を図るようにしたものが、適応型ビタビ検出の技術である。
図８は、このような適応型ビタビ技術を導入した場合に対応させた、第３の実施の形態としての評価装置７内の構成を示している。
なお、この図においても既に図１にて説明済みの部分については同一符号を付して説明を省略する。
先ず、この場合の評価装置７に対しては、ＰＲＭＬ復号器８内に適応型基準レベル生成回路６０が設けられる。
この適応型基準レベル生成回路６０は、イコライザー２１からの再生信号ＲＦと上記パスメモリ更新ユニット２４からの２値化信号ＤDとに基づき、ブランチメトリック計算ユニット２２に設定されるべき基準レベルデータＲ-Lva〜xを生成する。
具体的に、この場合の適応型基準レベル生成回路６０には、採用されるＰＲのクラスに対応して設定される基準レベルの数（a〜x）に応じて設けられたｘ個のローパスフィルタが設けられる。そして、これらのローパスフィルタに対し、上記再生信号ＲＦの値を、上記２値化信号ＤDのパターンに応じて分配して入力し、これによって各基準レベルごとに再生信号ＲＦの値を平均化する。その結果が基準レベルデータＲ-Lva〜xとして出力される。
ここで、上記のようにして適応型ビタビ技術では、各基準レベル（Ｒ-Lva〜Ｒ-Lvx）ごとに再生信号ＲＦの値を分配した上でそれぞれの平均値を算出し、これら平均値を実際に設定されるべき各基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxとして得ている。このような動作により、例えば先の図９（ｂ）の例における基準レベルデータＲ-Lvc、Ｒ-Lveは、実際の再生信号ＲＦの波形に応じてそれぞれ実線により示すレベル、つまりは対応する波形成分の振幅レベルの平均値に変化されるようになり、これによって実際の再生信号ＲＦに適応した基準レベルを設定することができる。
このように実際の再生信号ＲＦに適応した基準レベルデータＲ-Lvが得られることで、そのＰＲのクラスで想定される理想的な再生信号ＲＦが得られない場合にも、ブランチメトリック計算ユニット２２にて計算されるブランチメトリックとして適正な値を得ることができ、これによって２値化信号ＤDの信頼性を確保することができる。
なお、図９では最短マークの振幅が小さくなった場合を例示したが、例えばアシンメトリ等によって理想的な再生信号ＲＦが得られなくなる場合もある。このような場合にも、上述した適応型基準レベル生成回路６０の動作によれば、実際の再生信号ＲＦに応じて各基準レベルデータＲ-Lvの値が追従するようにして変化されるので、再生信号ＲＦの各振幅レベルに応じた基準レベルを設定できる。つまりは、このようなアシンメトリにも対応して２値化信号ＤDの信頼性を確保できる。
なお、このような適応型ビタビの検出手法を実現するための構成については、例えば「特許第３０３３２３８号公報」にも記載されている。
ところで、このような適応型ビタビ検出の手法が採られた場合においては、信号評価回路９内における最尤パスＰａと第２パスＰｂの生成のための構成として、これまでの実施の形態で備えていた最尤パス生成回路３２と第２パス生成回路３３をそのまま設けたのでは、適正に最尤パスＰａと第２パスＰｂとを生成することができない。
すなわち、これまでの実施の形態が備えていた最尤パス生成回路３２、第２パス生成回路３３としては、それぞれ２値化信号ＤD、第２パスＰｂのビット系列の情報の入力に対して、ＰＲＭＬ復号器８で採用されるＰＲのクラスに対応した固定の係数（（１，２，２，１）または（１，２，２，２，１））を用いてパーシャルレスポンス系列としての最尤パスＰａ、第２パスＰｂを再現するものとしていたが、適応型ビタビでは、上記もしているように基準レベルは固定ではなく再生信号に応じたレベルに変化するものであるから、このような固定の係数を用いたのでは適正にパスの情報を再現することができなくなってしまう。
そこで、第３の実施の形態の信号評価回路９では、上記適応型基準レベル生成回路６０からの各基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxの入力に基づき、それぞれ最尤パスＰａ、第２パスＰｂを再現するように構成した最尤パス生成回路６１と第２パス生成回路６２とが設けられる。
先ず、 最尤パス生成回路６１は、ＰＲＭＬ復号器８内の各ブランチの値に対応した値である上記適応型基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxと、２値化信号ＤDとを入力するようにされる。
最尤パス生成回路６１は、入力される２値化信号ＤDを検査してそのビット列に対応するブランチを判定する。
そして、この判定されたブランチに対応した、基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxのうちの一つを選択し、それを出力する。この動作を毎時刻行うことにより、固定による各基準レベルの値からの、各適応型基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxの値の変化に対応した適正な最尤パスＰａを再現することができる。
この場合も生成された最尤パスＰａの情報は、ユークリッド距離算出回路３５、及びメトリック差分算出回路３６に対して供給される。
また、第２パス生成回路６２に対しては、最尤パス生成回路３２と同様に基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxが入力されると共に、さらにパス選択結果出力部２４ａからのパス選択結果情報ＳＰが入力される。
第２パス生成回路６２は、上記パス選択結果情報ＳＰに含まれる第２パスＰｂのビット系列の情報と、上記基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxとに基づき、上記最尤パス生成回路６１と同様の動作を行うことで第２パスＰｂを生成する。すなわち、上記第２パスＰｂのビット系列の情報について検査することでそのビット列に対応するブランチを判定し、判定されたブランチに対応した基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxのうちの一つを選択し出力する動作を毎時刻行う。これによって、固定による各基準レベルの値からの、各適応型基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxの値の変化に対応した適正な第２パスＰｂを再現することができる。
この第２パスＰｂの情報としても、ユークリッド距離算出回路３５、及びメトリック差分算出回路３６に対して供給される。
以上のような構成により、適応型ビタビ技術を導入した場合にも適正な最尤パスＰａ、第２パスＰｂとを生成することができ、これら最尤パスＰａと第２パスＰｂとに基づき、第１の実施の形態の場合と同様に評価値Ｐｑの算出を行うことができる。
＜第４の実施の形態＞

図１０には、第４の実施の形態としての評価装置７の構成を示す。
第４の実施の形態は、第３の実施の形態で説明した適応型ビタビに対応した構成を採った上で、第２の実施の形態と同様にパターンテーブルを用いて対象とするエラーパターンの判定を行うようにしたものである。
この第４の実施の形態の評価装置７において、第３の実施の形態の場合の評価装置７からの変更点は、パスメモリ更新ユニット２４内のパス選択結果出力部２４ａを省略し、代わりに先の第２の実施の形態で用いたものと同様のパターン検出＆パターンテーブル５０を備えるようにした点である。
この場合、第２パス生成回路６２には、パターン検出＆パターンテーブル５０において２値化信号ＤDに基づき読み出された第２パターンＰ２の情報が入力され、第２パス生成回路６２はこの第２パターンＰ２と適応型基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxとに基づくことで、この場合も理想値から変化される基準レベルデータＲ-Lva〜Ｒ-Lvxに応じた適正な第２パスＰｂを生成することができる。
＜第５の実施の形態＞

ところで、これまでの各実施の形態では、エラーパターンｋごとのＭＤ＜Ｔｈ_ｋとなるサンプル数の総和である評価値Ｐｑにより、全体エラーレートと良く相関する信号品質評価指標を得るものとしたが、このような評価値Ｐｑは、あくまで全体エラーレートと相関関係にある指標であって、ビットエラーレートｂＥＲそのものを示すものではない。
そこで、このような評価値Ｐｑから全体的なビットエラーレートｂＥＲの値を換算しようとするものが、第５の実施の形態である。
ここで、先の図４に戻り、実施の形態の評価値Ｐｑの概念について再度考察してみると、この評価値Ｐｑとは、図中のＦｋの部分の面積により示されるような、０≦ＭＤ＜閾値Ｔｈ_ｋとなるメトリック差分ＭＤの出現頻度に相当するものである。そして、ビットエラーレートｂＥＲとは、ＭＤ＜０となるＥの部分の面積に相当するものである。
このとき、評価値Ｐｑの値が算出されたということは、図４の分布ＭＤｋにおいて、Ｆｋの部分の面積がわかっているということになる。従って、この際、分布ＭＤｋにおけるＦｋとＥとの面積の関係が定義できれば、評価値ＰｑからビットエラーレートｂＥＲが求められることがわかる。
ここで、図４に示した分布ＭＤｋについて、その平均値をユークリッド距離ｄk 2の値から「０」に置き換え、さらにメトリック差分ＭＤについての閾値Ｔｈ_ｋの値を「Ｘ」に置き換えた場合、分布ＭＤｋにおける各要素の関係は、次の図１１に示すようにして表すことができる。
図１１において、本実施の形態では、閾値Ｔｈ_ｋ＝１／２ｄk 2としたので、上記のように分布ＭＤｋの平均値をユークリッド距離ｄk 2から「０」に置き換え、閾値Ｔｈ_ｋ＝Ｘとした場合、図４ではＭＤ＝０により表されていた検出エラーとなる境界部分が「２Ｘ」となる。そして、このように閾値Ｔｈ_ｋが「Ｘ」、ＭＤ＝０の部分が「２Ｘ」とされたことに応じて、図４ではＦｋと示した部分（つまりＰｑ）を図のように「ＳX」、ＭＤ＜０となるＥと示した部分（つまりｂＥＲ）を「Ｓ2X」とする。
この図１１に示されるようにして分布ＭＤｋの平均値、閾値Ｔｈ_ｋ、検出エラーとなる部分（ＭＤ＝０）の各要素を表記した場合、上記ＳX（Ｆｋ）とＳ2X（Ｅ）の面積の関係は、上記「Ｘ」を媒介変数とした誤差関数（補誤差関数）ｅｒｆｃを用いて次の［数４］により定義できる。

Figure 2007018622
 このとき、補誤差関数ｅｒｆｃは次の［数５］により表される。

Figure 2007018622
このようにして、本実施の形態の評価値ＰｑとしてのＦｋ（ＳX）、ビットエラーレートｂＥＲとしてのＥ（Ｓ2X）との関係が定義できることで、評価値ＰｑからビットエラーレートｂＥＲを正しく見積もることができる。
具体的に、この場合は２つの変数である「Ａ」と「Ｘ」について、正規分布の振幅パラメータであるＡの値につては未知であるので、仮に或る値αに設定する。そして、このＡ＝αの設定の下で、Ｘの値について例えば０．１単位などの所定単位で変化させるものとして、Ｘ＝０．１、０．２、０．３・・・を代入したＡ×ｅｒｆｃ（Ｘ）、Ａ×ｅｒｆｃ（２Ｘ）の値をそれぞれ算出していく。
すると、例えば次の図１２に示すように、Ｘ＝０．１、０．２、０．３・・・を代入したときの評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの関係をプロットでき、その結果から評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの関係を表すことができる。
但し、この段階では振幅パラメータＡの値が未知のままであるので、これが特定できなければ適正に評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの関係を定義することができない。
この振幅パラメータＡの値については、予めビットエラーレートｂＥＲのわかっている光ディスク１００について、評価値Ｐｑを求めた結果に基づきフィッティングを行う必要がある。
つまり、上記説明ではＡ＝αとして或る値に固定したが、このＡの値についても変化させてＡ×ｅｒｆｃ（Ｘ）、Ａ×ｅｒｆｃ（２Ｘ）の値をそれぞれ計算する。すると、図１２に示したような曲線（つまりＰｑとｂＥＲとの対応関係）が複数得られるが、これらの曲線のうち、上記のように予め分かっているビットエラーレートｂＥＲの値と、この光ディスク１００について求めた評価値Ｐｑの値との関係が得られている曲線を特定し、そのとき設定したＡの値を特定すればよい。
このようにして評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの正しい関係が特定されれば、その対応関係を例えばＲＯＭなどの記憶手段に格納しておくことで、算出された評価値Ｐｑを、この記憶手段の記憶内容に基づいてビットエラーレートｂＥＲに正しく換算することができる。
図１３は、実際に上記のプロセスによりフィッティングを行った評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの対応関係（図中曲線）と、予めビットエラーレートｂＥＲがわかっている複数の光ディスク１００について求めた評価値ＰｑとそのビットエラーレートｂＥＲの値との関係について実験を行った結果を示している。
なお、この図では、ＰＲのクラスとしてＰＲ（１，２，２，１）が採用され、また対象とするエラーパターンとしては最尤パスＰａと第２パスＰｂとのユークリッド距離ｄk 2が少ない上位３つのものに限定した場合の実験結果を示している。また、この図では、評価値Ｐｑをメトリック差分ＭＤについての総サンプル数（所定値ｍ）に基づき％換算した値として示している。
またこのとき、振幅パラメータＡの値はフィッティングの結果０．７であった。
この実験結果からも理解されるように、上記のプロセスにより求めた実施の形態としての評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの対応関係は、実際の評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの対応関係とほぼ一致するものとなっており、評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの関係を適正に表すものとなることがわかる。
すなわち、これによって本実施の形態としての対応関係の情報によれば、算出された評価値ＰｑからビットエラーレートｂＥＲを正しく見積もることができるということがわかる。
ここで、図１４には、上記のような対応関係の情報をもとに、評価値ＰｑからビットエラーレートｂＥＲを換算するとしたときの信号評価回路９の内部構成を示す。
なお、この図においては、メトリック差分ＭＤとユークリッド距離ｄk 2と信号enableの生成のための構成は省略して示し、その後段の構成のみを抽出して示している。また、この図においても、既にこれままで説明済みの部分については同一符号を付して説明を省略する。
先ず、この場合の信号評価回路９に対しては、先の説明のようにして割り出された評価値ＰｑとビットエラーレートｂＥＲとの対応関係の情報を、図示する対応情報８１ａとして格納したＲＯＭ８１と、評価値生成回路４１から供給される評価値Ｐｑと上記ＲＯＭ８１内の対応情報８１ａとに基づき、ビットエラーレートｂＥＲを換算するエラーレート換算回路８０を設ける。
エラーレート換算回路８０としては、対応情報８１ａにおいて、評価値生成回路４１から供給された評価値Ｐｑと対応付けられて格納されるビットエラーレートｂＥＲの値を出力するように構成される。
このような構成によって、評価値ＰｑからビットエラーレートｂＥＲを換算することができる。
確認のために述べておくと、第５の実施の形態の構成としては、このように評価値生成回路４１よりも後段の構成に特徴があるもので、この図に示されていない部分の構成については、これまでに説明した第１〜第４の実施の形態の何れかの構成が採られればよいものである。
＜変形例＞

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明としてはこれまでに説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、各実施の形態で説明した評価装置７としては、評価用再生装置１の外付けの装置として構成する場合を例示したが、次の図１５に示すようにして、光ディスク１００についての通常の再生装置９０内に内蔵される形態で備えるようにすることもできる。
なおこの図１５において、光ディスク１００から再生信号ＲＦ（sampled）・クロックＣＬＫを得るための構成（光ピックアップ２、プリアンプ３、Ａ／Ｄ変換器４、イコライザ５、ＰＬＬ回路６）については図１に示したものと同等となるので、ここでの改めての説明は省略する。
図示するようにして、この場合の評価装置７としては、同じ再生装置９０において、上記再生信号ＲＦ（sampled）・クロックＣＬＫを得るための構成の後段に設けられる。図示は省略しているが、この場合もクロックＣＬＫは評価装置７内の各部の動作クロックとして供給される。
さらに、この場合は、評価装置７内のＰＲＭＬ復号器８により得られた２値化信号ＤDに基づき、ビット情報を復調するＲＬＬ（１−７）ｐｐ復調器などの復調器９１、復調された情報の誤り訂正を行うＲＳデコーダ９２、誤り訂正された情報を処理してアプリケーションデータを再生するＣＰＵ（Central Processing Unit）ブロック９３などを備えて構成されている。
復調器９１は、供給された２値化信号ＤDを記録時の変調方式に従って復調する。さらに、ＲＳデコーダ９２は、復調器９１の復調出力についてＥＣＣブロックのリード・ソロモン符号を復号して誤りを訂正し、ＣＰＵブロック９３はＥＤＣブロックにおける誤り検出符号に誤りが検出されていないことを確認することで、もとのアプリケーションデータを復元する。つまり、これによって再生データが得られる。
また、ＣＰＵブロック９３に対しては、評価装置７からの評価値Ｐｑ（またはビットエラーレートｂＥＲ）が供給され、例えば球面収差補正のためのフォーカス調整など、ディスク１００についての再生（または記録再生）のための各種パラメータの調整動作時における信号品質評価指標として用いられる。
なお、この場合の評価装置７の出力としては、例えば上記のようにしてディスク再生のための各種パラメータ調整などに用いられることが想定されるため、単純にその値の大小が示されればよいものとなる。つまり、この場合の評価指標としては敢えてビットエラーレートｂＥＲのような絶対的な指標が要求されるものでなく、単に評価値Ｐｑを出力することで充分に機能する。
評価装置７として評価値Ｐｑを出力する構成は、ビットエラーレートｂＥＲを出力する構成と比較してエラーレート換算回路８０とＲＯＭ８１とを省略できるので、その分構成の簡略化が図られる。また、このような換算処理を経ないことから評価値出力までの時間短縮も図られ、その分調整動作の迅速化が図られる。
また、各実施の形態では、評価用再生装置１・再生装置９０が光ディスク１００についての再生を行う場合を例示したが、光ディスク１００についての記録も行う記録再生装置として構成することもできる。
また、光ディスク１００以外にも、ハードディスク等の磁気ディスク、ＭＤ（Mini Disc）などの光磁気ディスクについて少なくとも再生を行う構成とすることもできる。
また、本発明の評価装置（及び評価方法）としては、このように記録媒体からの再生信号について評価する以外にも、有線又は無線によるデータ通信を行う送受信システムにおいて、受信装置側で信号品質についての評価を行うような場合にも好適に適用することができる。
また、実施の形態では、評価値Ｐｑ、ビットエラーレートｂＥＲの算出動作をハードウェアにより実現する場合を例示したが、ソフトウェア処理によりこれを実現することもできる。その場合、例えばマイクロコンピュータ等の情報処理装置としては、ＰＲＭＬ復号器８からの出力に基づき、各実施の形態で説明した信号評価回路９としての動作を実現するための処理動作を実行するようにされればよい。
或いは、特に第５の実施の形態としての信号評価回路９については、エラーレート換算回路８０とＲＯＭ８１とを省略して評価値Ｐｑを外部出力する構成とし、評価値Ｐｑと対応情報８１ａとに基づくビットエラーレートｂＥＲの換算処理を、外部の情報処理装置において行うものとすることもできる。
また、各実施の形態では、エラーパターンｋごとのユークリッド距離ｄk 2を実際に最尤パスＰａと第２パスＰｂとから計算する構成としたが、エラーパターンｋごとのユークリッド距離ｄk 2はエラーパターンが特定されることで自ずとわかるものなので、各実施の形態で設けたユークリッド距離算出回路３５としては、エラーパターンｋごとのユークリッド距離ｄk 2を対応付けた情報を元に、最尤パスＰａと第２パスＰｂとから特定されたエラーパターンｋから対応するユークリッド距離ｄk 2を読み出す構成とすることもできる。
また、実施の形態では、閾値Ｔｈ_ｋをユークリッド距離ｄk 2の１／２に設定したが、例えば１／３にする等、閾値Ｔｈ_ｋはユークリッド距離ｄk 2の１／２に限定されるものではない。
なお、閾値Ｔｈ_ｋをユークリッド距離ｄk 2の何分の１に設定するかによっては、それに伴って算出される評価値Ｐｑの値とビットエラーレートｂＥＲの値との関係も異なってくる。
例えば、先の図４を参照して、或るビットエラーレートｂＥＲを有するディスクについて、閾値Ｔｈ_ｋをユークリッド距離ｄk 2の１／３に設定した場合と１／２に設定した場合とでは、１／３とした方が、同じビットエラーレートｂＥＲに対し閾値Ｔｈ_ｋを下回る出現頻度（評価値Ｐｑの値）が少なくなることがわかる。
ここで、このように同じエラーレートのときに、評価値Ｐｑの値がより小さいということは、１／３としたときは、図１３に示した１／２のときの曲線に対し、より急峻な立ち上がりを有する曲線が得られることになる。このようにＰｑとｂＥＲとの関係を示す曲線が急峻となると、評価値Ｐｑの値の変化に対するビットエラーレートｂＥＲの値の変化も大きくなるので、検出誤差に対するマージンが低くなる。
従って閾値Ｔｈ_ｋとしては、例えばこのような検出誤差によるマージンをどの程度確保するかに応じて、ユークリッド距離ｄk 2の何分の１の値とするか、つまりユークリッド距離ｄk 2をどのような値で除算するかを設定すればよいことがわかる。
なお、何れにしても、ユークリッド距離ｄk 2を共通の値で除算した閾値Ｔｈ_ｋを設定すれば、各エラーパターンの全体エラーレートへの寄与率を反映した、全体エラーレートと相関する信号品質評価指標を得ることができることに代わりはない。
本発明における実施の形態としての評価装置を用いて再生信号について評価を行うための構成の一例を示したブロック図である。 第１の実施の形態としての評価装置の内部構成を示したブロック図である。 異なるユークリッド距離を持つエラーパターンについてのメトリック差分の分布を例示した図である。 メトリック差分の分布と実施の形態で求める信号品質評価量との関係を例示的に示した図である。 実施の形態で求める評価量がエラーレートと相関することについて説明するための図である。 異なるユークリッド距離を持つエラーパターンについてのメトリック差分の分布と、実施の形態で求める評価量との関係を例示的に示した図である。 第２の実施の形態としての評価装置の内部構成について示したブロック図である。 第３の実施の形態としての評価装置の内部構成について示したブロック図である。 適応型ビタビ技術について説明するための図である。 第４の実施の形態としての評価装置の内部構成について示したブロック図である。 実施の形態の評価値（Ｐｑ）とビットエラーレート（ｂＥＲ）との関係について説明するための図である。 実施の形態で定義した評価値（Ｐｑ）とビットエラーレート（ｂＥＲ）との対応関係をグラフ化して示した図である。 実施の形態で定義した評価値（Ｐｑ）とビットエラーレート（ｂＥＲ）の対応関係と、実際の評価値（Ｐｑ）とビットエラーレート（ｂＥＲ）の対応関係との比較結果をグラフ化して示した図である 第５の実施の形態としての評価装置の内部構成として、主に評価値（Ｐｑ）からビットエラーレート（ｂＥＲ）を換算するための構成について示したブロック図である。 実施の形態としての評価装置を用いて再生信号について評価を行うための構成の他の例を示したブロック図である。 最尤パスと第２パスと再生信号との関係について説明するための図である。
符号の説明
１ 評価用再生装置、２ 光ピックアップ、３ プリアンプ、４ Ａ／Ｄ変換器、５ イコライザ、６ ＰＬＬ回路、７ 評価装置、８ ＰＲＭＬ復号器、９ 信号評価回路、２１ イコライザ（ＥＱ（ＰＲ））、２２ ブランチメトリック計算ユニット、２３ パスメトリック更新ユニット、２４ パスメモリ更新ユニット、２４ａ パス選択結果出力部、３１ イネーブラー、３２,６１ 最尤パス生成回路、３３,６２ 第２パス生成回路、３４ 遅延補償回路、３５ ユークリッド距離算出回路、３６ メトリック差分算出回路、３７ 閾値設定回路、３８ 比較器、３９ カウンタ、４０ サンプル数計測回路、４１ 評価値生成回路、５０ パターン検出＆パターンテーブル、６０ 適応型基準レベル生成回路、８０ エラーレート換算回路、８１ ＲＯＭ、８１ａ 対応情報、９０ 再生装置、９１ 復調器、９２ ＲＳデコーダ、９３ ＣＰＵブロック、１００ 光ディスク

Claims (7)

  1. ビット情報を再生した再生信号からビタビ検出を行ってビット検出を行うビタビ検出手段と、
    上記ビタビ検出手段におけるパスの選択の結果生き残った最尤パスとこの最尤パスと最終的に比較された第２パスのうち、少なくともエラーパターンが予め定められた所定複数のエラーパターンの何れかに該当するものについて、上記第２パスに対するパスメトリックの値と上記最尤パスに対するパスメトリックの値との差分であるメトリック差分を算出するメトリック差分算出手段と、
    上記メトリック差分算出手段により算出された上記エラーパターンごとのメトリック差分の値を、それぞれの上記エラーパターンでの上記最尤パスと上記第２パスとのユークリッド距離を共通の値で除算した個別の閾値によりそれぞれ比較し、上記閾値を下回る上記メトリック差分の値の総数を評価値として算出する評価値算出手段と、
    を備えることを特徴とする評価装置。
  2. さらに、上記ビタビ検出手段において得られる上記最尤パスのビット系列の情報と上記第２パスのビット系列の情報とに基づき、それらのエラーパターンが上記所定複数のエラーパターンの何れかに該当するか否かについて判定を行う第１エラーパターン判定手段を備え、
    上記メトリック差分算出手段は、
    上記第１エラーパターン判定手段の判定結果に基づき、上記所定複数のエラーパターンの何れかに該当する上記最尤パスと上記第２パスについて上記メトリック差分の値を算出し、
    上記評価値算出手段は、
    上記第１エラーパターン判定手段の判定結果に基づき、それぞれの上記エラーパターンでの上記最尤パスと上記第２パスとのユークリッド距離を算出する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の評価装置。
  3. さらに、上記所定複数のエラーパターンとして想定される上記最尤パスと上記第２パスとのビット系列のパターンが対応付けられて格納されるパターンテーブルに基づき、上記最尤パスと上記第２パスとが上記所定複数のエラーパターンの何れかに該当するか否かについて判定する第２エラーパターン判定手段を備えると共に、
    上記メトリック差分算出手段は、
    上記第２エラーパターン判定手段の判定結果に基づき、上記所定複数のエラーパターンの何れかに該当する上記最尤パスと上記第２パスについて上記メトリック差分の値を算出し、
    上記評価値算出手段は、
    上記第２エラーパターン判定手段の判定結果に基づき、それぞれの上記エラーパターンでの上記最尤パスと上記第２パスとのユークリッド距離を算出する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の評価装置。
  4. 上記ビタビ検出手段は、
    ブランチメトリックの計算のために用いられる基準レベルを、上記再生信号のレベルに応じて可変的に設定するように構成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載の評価装置。
  5. さらに、上記評価値とそれに応じたビットエラーレートの値との対応関係を示す対応情報が記憶される記憶手段と、
    上記評価値算出手段により算出された上記評価値と上記記憶手段に記憶された上記対応情報とに基づき、上記評価値を上記ビットエラーレートに換算する換算手段とを備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載の評価装置。
  6. 記録媒体に対する少なくとも再生を行う再生装置として、
    上記記録媒体に記録されたビット情報を読み出して再生信号を得る再生信号生成手段と、
    上記再生信号生成手段により得られた再生信号からビタビ検出を行ってビット検出を行うと共に、少なくともこのビット検出結果と上記再生信号生成手段で得られた再生信号とに基づき、上記再生信号の品質を表す評価値を得るように構成された評価部と、
    上記評価部における上記ビット検出の結果得られるビット情報を入力してこれを復調して再生データを得る復調手段と、
    を少なくとも備え、
    上記評価部は、
    ビット情報を再生した再生信号からビタビ検出を行ってビット検出を行うビタビ検出手段と
    上記ビタビ検出手段におけるパスの選択の結果生き残った最尤パスとこの最尤パスと最終的に比較された第２パスのうち、少なくともエラーパターンが予め定められた所定複数のエラーパターンの何れかに該当するものについて、上記第２パスに対するパスメトリックの値と上記最尤パスに対するパスメトリックの値との差分であるメトリック差分を算出するメトリック差分算出手段と、
    上記メトリック差分算出手段により算出された上記エラーパターンごとのメトリック差分の値を、それぞれの上記エラーパターンでの上記最尤パスと上記第２パスとのユークリッド距離を共通の値で除算した個別の閾値によりそれぞれ比較し、上記閾値を下回る上記メトリック差分の値の総数を評価値として算出する評価値算出手段と、を備える、
    ことを特徴とする再生装置。
  7. ビット情報を再生した再生信号の信号品質を評価する評価方法であって、
    上記再生信号からビタビ検出を行ってビット検出を行うビタビ検出手順と
    上記ビタビ検出手順におけるパスの選択の結果生き残った最尤パスとこの最尤パスと最終的に比較された第２パスのうち、少なくともエラーパターンが予め定められた所定複数のエラーパターンの何れかに該当するものについて、上記第２パスに対するパスメトリックの値と上記最尤パスに対するパスメトリックの値との差分であるメトリック差分を算出するメトリック差分算出手順と、
    上記メトリック差分算出手順により算出した上記エラーパターンごとのメトリック差分の値を、それぞれの上記エラーパターンでの上記最尤パスと上記第２パスとのユークリッド距離を共通の値で除算した個別の閾値によりそれぞれ比較し、上記閾値を下回る上記メトリック差分の値の総数を評価値として算出する評価値算出手順と、
    を備えていることを特徴とする評価方法。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008293577A (ja) * 2007-05-24 2008-12-04 Nec Corp 信号品質測定装置及び情報再生装置
JP2008305457A (ja) * 2007-06-05 2008-12-18 Sharp Corp 信号評価装置、信号評価方法、信号評価プログラム、およびコンピュータ読み取り可能な記録媒体
WO2010001588A1 (ja) * 2008-07-01 2010-01-07 パナソニック株式会社 再生信号評価方法、再生信号評価装置及びこれを備えた光ディスク装置
JP5441906B2 (ja) * 2009-02-03 2014-03-12 パナソニック株式会社 再生信号評価方法、再生信号評価装置及びこれを備えた光ディスク装置
JP5450376B2 (ja) * 2008-02-28 2014-03-26 パナソニック株式会社 信号評価方法および信号評価装置
JPWO2013183385A1 (ja) * 2012-06-04 2016-01-28 ソニー株式会社 信号品質評価装置、信号品質評価方法、再生装置
WO2018042814A1 (ja) * 2016-08-30 2018-03-08 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 信号品質評価装置、信号品質評価値生成方法、再生装置

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8627402B2 (en) * 2006-09-19 2014-01-07 The Invention Science Fund I, Llc Evaluation systems and methods for coordinating software agents
JP2011023055A (ja) * 2009-07-14 2011-02-03 Renesas Electronics Corp 情報再生装置及び情報再生方法
US20110138255A1 (en) * 2009-12-09 2011-06-09 Lee Daniel Chonghwan Probabilistic Learning-Based Decoding of Communication Signals
EP2509246B1 (en) * 2010-06-18 2014-01-08 Cisco Technology, Inc. Method and circuit for BER estimation
US8261171B2 (en) * 2011-01-27 2012-09-04 Lsi Corporation Systems and methods for diversity combined data detection
US9793879B2 (en) * 2014-09-17 2017-10-17 Avnera Corporation Rate convertor
JP6618027B2 (ja) * 2015-12-22 2019-12-11 シェンジェン クアンチー ホージョン テクノロジー リミテッド デコード方法、装置及びシステム
GB201916803D0 (en) 2019-11-19 2020-01-01 Ibm Identifying content and structure of olap dimensions from a spreadsheet
GB201916800D0 (en) * 2019-11-19 2020-01-01 Ibm Detecting errors in spreadsheets
GB201916801D0 (en) 2019-11-19 2020-01-01 Ibm Identifying data relationships from a spreadsheet
GB201916804D0 (en) 2019-11-19 2020-01-01 Ibm Generating an OLAP model from a spreadsheet
WO2022081255A1 (en) * 2020-10-13 2022-04-21 Arris Enterprises Llc Home network health metrics reporting

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002074667A (ja) 2000-09-04 2002-03-15 Sony Corp ディスクドライブ装置、キャリブレーション方法
JP2003051163A (ja) 2001-05-28 2003-02-21 Sharp Corp 信号品質評価方法及び再生装置
JP3820144B2 (ja) 2001-12-12 2006-09-13 シャープ株式会社 信号評価装置および信号評価方法
CN1306514C (zh) * 2001-07-19 2007-03-21 松下电器产业株式会社 再现信号质量的评价方法和信息再现装置
JP3926688B2 (ja) 2001-07-19 2007-06-06 松下電器産業株式会社 再生信号品質評価方法および情報再生装置
JP3668202B2 (ja) 2002-03-13 2005-07-06 株式会社東芝 情報記録再生装置及びその信号評価方法
US7038869B2 (en) 2003-04-14 2006-05-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Recording control apparatus, recording and reproduction apparatus, and recording control method

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008293577A (ja) * 2007-05-24 2008-12-04 Nec Corp 信号品質測定装置及び情報再生装置
JP2008305457A (ja) * 2007-06-05 2008-12-18 Sharp Corp 信号評価装置、信号評価方法、信号評価プログラム、およびコンピュータ読み取り可能な記録媒体
JP5450376B2 (ja) * 2008-02-28 2014-03-26 パナソニック株式会社 信号評価方法および信号評価装置
WO2010001588A1 (ja) * 2008-07-01 2010-01-07 パナソニック株式会社 再生信号評価方法、再生信号評価装置及びこれを備えた光ディスク装置
US8159918B2 (en) 2008-07-01 2012-04-17 Panasonic Corporation Reproduction signal evaluation method, reproduction signal evaluation unit, and optical disk device adopting the same
US8514682B2 (en) 2008-07-01 2013-08-20 Panasonic Corporation Reproduction signal evaluation method, reproduction signal evaluation unit, and optical disk device adopting the same
JP5391081B2 (ja) * 2008-07-01 2014-01-15 パナソニック株式会社 再生信号評価方法、再生信号評価装置及びこれを備えた光ディスク装置
JP5441906B2 (ja) * 2009-02-03 2014-03-12 パナソニック株式会社 再生信号評価方法、再生信号評価装置及びこれを備えた光ディスク装置
JPWO2013183385A1 (ja) * 2012-06-04 2016-01-28 ソニー株式会社 信号品質評価装置、信号品質評価方法、再生装置
WO2018042814A1 (ja) * 2016-08-30 2018-03-08 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 信号品質評価装置、信号品質評価値生成方法、再生装置

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