JP2006525780A - 自己発振直列共振コンバータを備えた電力ユニット - Google Patents

Abstract

本発明は、負荷の供給のための自己発振直列共振コンバータを備えた電力ユニットに関するものである。直列共振コンバータが、制御変圧器T1によってそれぞれ作動させられるように配列され、互いに連結された二つのトランジスタTR1及びTR2と、直列接続のインダクタL1及びコンデンサーC4と、トランジスタTR1,TR2の発振周波数を変え、それによって電力ユニットの出力電圧を変える手段とを備える。各トランジスタTR1,TR2が、直列接続された放電コンデンサーC6,C7またはそれに関連する補助トランジスタTR3,TR4と共に、インダクタL1、コンデンサーC4、そして制御変圧器T1に並列接続され、そして負荷がコンデンサーC4を通して接続される。トランジスタの発振周波数を変える前記手段が、制御オシレータOSCを備え、前記制御オシレータOSCが、電流を通しているトランジスタTR1,TR2のオフにするパルスA1、A2、B1、B2を交互に送り、それによってトランジスタの発振周波数が、制御オシレータOSCのパルス周波数によって制御される。

Description

本発明は、請求項１によって定義される球、充電器などの電子装置に負荷を供給する自己発振直列共振コンバータ（self-oscillating series resonance converter）を備えた電力ユニットに関するものである。

スウェーデン国特許明細書SE 501 046（出願番号9300189）、対応する米国特許明細書US 5,621,621では、従来技術による自己発振コンバータの機能が記述されている。コンバータの主要な機能は変圧器T1が半周期ごとに飽和の状態になることによって、自己発振周波数を決めることである。コアT3から磁気の流れの供給によって、T1はコンバータの周波数増加のためにより速く飽和させる。これは次に、インダクタンスL1と共に直列共振回路を構成するC4を通して交流電圧が、周波数増加時に同程度減少するので、コンバータから整流された一方向の電圧（rectified outgoing voltage）が減少する。この形態のコンバータが持つ利点は150khz以上の高周波数で、駆動パルスを送る変圧器T1がトランジスタを介する電流を感知するので、トランジスタTr1,Tr2に対する駆動に関して不具合な点はないことである。TR1とTR2を通る電流は、T１でトランジスタ用の駆動電流に変換する。スウェーデン国特許明細書SE 501 046によるコンバータは、シンプルな構成と高周波数で安全に作動するという信頼性を持つ点で類似している。

いくつかの場合、周波数がT1の飽和次第であるのは難しい点がある。これは主に、非常に正確に周波数を設定しようとする時である。飽和ポイントのようなT１の特性は、そのコアの焼結によって左右されるし、そのようにラフな機械的プロセスできっちりした公差を保つことは、難しくなることは容易に理解されよう。

本発明の目的は、簡単で基本的な構造でコンバータ周波数を非常に正確に設定する自己発振直列共振コンバータを備えた、電力ユニットを供給することである。

この目的は請求項１の特徴部分で定義されるように、制御断路器を有する直列共振コンバータを備えた電力ユニットによって達成される。

本発明の利点は、変圧器T1が通常の周波数では飽和しないが、代わりに望ましい精度で組み立てられ得る制御ユニットが、切換型の変圧器TR1及びTR2を中断すべき時を決定することである。

本発明が有する他の利点は、コンバータの機能が飽和ポイントに依存しなくなるので、変圧器T1に対するコアに関連した製造プロセスが簡素化されることである。

本発明の更なる利点及び好ましい実施例を、下記の詳述から明らかにする。

図１を参照して、従来技術による電力ユニットの動作は従来技術と本発明の違いに関する説明を、簡略化するために最初に記述する。

この場合では230ボルトの交流電圧に達する電圧供給が、電力ユニットに関連し、電圧の整流は四個のブリッジ結合された整流ダイオードD1-D4を利用して行われている。
ダイオードブリッジ後、全波整流された供給電圧のフィルタリングが、第一コンデンサーC1を使用して行われる。コンデンサーC1を通る直流電圧は、およそ320ボルトに達する。抵抗器R1を通ってコンデンサーC2を充電する電流が流れる。コンデンサーC2を通る電圧が、トリガーダイオードD5のためのしきい値電圧を超えて増加する時、トリガーダイオードがオンになって、第一トランジスタTR1のベースに電流を通す。図示されているダイオードD6の意図は、回路の自己発振時にトリガーダイオードD5の作動を防ぐことである。

トランジスタTR1が導通状態になると、トランジスタTR1を通る電圧がスイッチオンになる前に、およそ320ボルトになる。トランジスタTR１がスイッチオンになりと、電流は変圧器T1、インダクタL1及びコンデンサーC4を通過する。変圧器T1の1次巻線Pを通る電流は、変圧器T1のコアKに磁気の流れを起こす。この流れは順番に変圧器T1の二次次巻線S1に電圧を誘導させ、最初のトランジスタTR1が導通状態になる。変圧器T1を通った電流は、第一トランジスタがオンである限り増加する。

一定時間後、変圧器T1のコアKは飽和状態になり、第一トランジスタTR1は電通を止める。第一トランジスタTR1と第二トランジスタTR2に関する共通接触ポイントＡにおける電圧は、インダクタL1の逆起電力（reverse e.m.f／electromotive force）による低い電位から高い電位に変換される。変圧器T1を通る電流は、その後は方向を変え、それによって前述の過程が繰り返される。これにより順番にトランジスタTR1とトランジスタが交互に導通する結果となる。関連する構成要素が、正しい大きさにされている時、現在回路のためのスイチング周波数は通常インダクタL1とコンデンサーC4のための共振周波数よりも高くなる。コンデンサーC4を通る電圧は、インダクタL1とコンデンサーC4に関する共振周波数が、スィッチング周波数にどれくらい近いかによって決められる。ダイオードD9−D10は変圧器TR1とTR2に対し、アンチ並列接続ダイオード（anti-parallel diodes）である。

変圧器T2はコンデンサーC4を通して接続され、コンデンサー電圧を適切なレベルに変換させる。電圧はダイオードD7,D8によって整流される。整流された電圧はその後、インダクタL2とコンデンサーC5を使用することでフィルタリングされる。

もし出力電圧が増加して、電磁石T3の巻線回路におけるツェナダイオードZ1が導通し始めると、電流はそれを介して示されているように電磁石T3の巻線W1を通り抜ける。巻線W1を通った電流は、変圧器T1のコアKの飽和を加速する磁気の流れを起こし、順番に発振周波数が増加し、そしてインダクタL1とコンデンサーC4のための共振周波数から離れることになる。これによりコンデンサーC4を通る電圧が低くなり、それに従って、電力ユニットからの出力電圧も低くなる結果をもたらす。このようにして、調節された出力電圧を有する電力ユニットが得られる。

図1による電力ユニットは、更に複雑な構造をしており、変圧器T1のコアKがいかに速く飽和するかに依存している。

図2は、発明によるスイッチオフを制御する自己発振直列共振コンバータを備えた電力ユニットの第一実施例を示している。

本発明は、図1に示された電力ユニットに基づいており、それは変圧器T1が通常の動作周波数で飽和状態にならないという相違点を有している。T1が飽和状態にならないので、変圧器T1のコアKの飽和を加速するための電磁石T3は存在しない。代わりに、トランジスタTR5とTR6に交流でパルスを送ることによって、巻線S1とS2の駆動巻き線が確実に短絡回路になるように、出力を通して接続された制御オシレータOSCが有る。これにはコアKが現在の周波数で飽和した時と同じ効果が有り得る。ここでの相違点は、スイッチングトランジスタTR1とTR2の切る時を、制御オシレータOSCが決定することである。望ましい正確さで容易に組み立てられ得る制御オシレータOCSなので、もっと確実にコンバータの調節が可能である。

コンバータの作動は、下記の通りである。

供給電圧が印加された時、ダイオードD1ーD4によって整流された電圧はC1の容量によってフラット化（flattened）される。供給電圧が整流された時、供給電圧が230ボルトでコンデンサーC1を通る電圧が約320ボルトになる。この電圧で抵抗R1がコンデンサーC2を充電できる。C2を通る電圧が約35ボルトになると、トリガーダイオードD5がオンになって、変圧器T1の巻き線S1を通ってコンデンサーC2からのエネルギーを放電する。巻き線S1を通って流れる電流で、トランジスタTR1のゲートが正のパルス（positive pulse）になる。トランジスタTR1のゲートを通る正のパルスは、同じトランジスタを通して電力効果を低く下げ、電流がトランジスタを通って流れ始めるようにする。TR1を通って流れる電流は変圧器T1、インダクタL1、そしてコンデンサーC4を流れる電流と同じである。変圧器T1を通る電流は巻き線S1で変圧されることによって、トランジスタTR1のゲートはプラスになる。このプロセスは、トランジスタTR1を介する電流がゲートを正（positive）にするので、自己発電（self-generation）である。トランジスタTR1はそれを介する電流が時間を通じて増加する間、オンになる。

一定時間が経過したとき、制御オシレータOSCは出力B1とB2でパルスを発する。制御パルスはトランジスタTR6が導通し始め、その結果、トランジスタTR1のゲートを短絡させるようにする。変圧器T1とインダクタL1から成る発振回路は、まだエネルギーを持っていて、トランジスタTR1とTR2の接続装置Pの接触の共通ポイントＰは、電位に関して負の電位から正の電位へ移行し、トランジスタTR2を通る電圧が低くなる結果が得られる。

しばらくして、インダクタL1と変圧器T1を通る電流は方向を変え、巻き線S2がTR2上にゲートを正にする結果となる。一定時間の経過後、制御オシレータOSCが出力A1とA2にパルスを送る。これはトランジスタTR2が現在の導通電流を停止する結果となる。この過程はその後繰り返され、トランジスタTR1が導通し始める。図3で表されている接触の共通ポイントＰにおける電位の発生は、制御パルスのA1,A2,B1とB2と共に、制御パルスA1とB1それぞれは電位A2とB2に関連して示されている。

制御オシレータOSCからのパルス周波数の変化によって、インダクタL1とコンデンサーC4に関する共振周波数に近づいたり、遠ざかったりする動きが実行される。周波数の変化により、C4を通る電圧が変化する。コンデンサーC4を通して接続された変圧器T2が、変化した交流電圧を受電する。整流された出力電圧も同じ方法で変化する。制御オシレータOSCは、出力電圧を感知して、パルス周波数を変えて出力電圧が望ましい値になるようにしている。

したがって、発明は従来技術によるコンバータと同じ確固たる動作を行うが、もっと正確な調節の可能性を有する。

図2で表している構成は、ハーフブリッジと称される回路に関連していて、放電コンデンサーC6,C7がトランジスタTR1、TR2とそれぞれ並列で連結されている。コンデンサーC6、C7は当然ながら、トランジスタTR3とTR４に取り替えても良い。それによって図4によるフルブリッジと称される回路が得られる。

本発明を実行するのにおいて、当然ながら好適なタイプのトランジスタ、例えば、MOSFETの二極式のトランジスタなど、が使用されても良い。

直列共振により作動する従来技術の電力ユニットの回路レイアウト。 本発明による電力ユニットの第一実施例の回路レイアウト。 周波数制御のためのパルス図。 本発明による電力ユニットの第二実施例の回路レイアウト。

Claims (4)

1. 負荷の供給のための自己発振直列共振コンバータを備えた電力ユニットにおいて、直列共振コンバータが、
   制御変圧器（T1）によってそれぞれ作動させられるように配列され、互いに連結された二つのトランジスタ（TR1）及び（TR2）と、
   直列接続のインダクタ（L1）及びコンデンサー（C4）と、
   を備え、
   各トランジスタ（TR1,TR2）が、直列接続された放電コンデンサー（C6,C7）またはそれに関連する補助トランジスタ（TR3,TR4）と共に、インダクタ（L1）、コンデンサー（C4）、そして制御変圧器（T1）に並列接続され、そして負荷がコンデンサー（C4）を通して接続されており、
   またコンバータがトランジスタ（TR1,TR2）の発振周波数を変え、それによって電力ユニットの出力電圧を変える手段も備えた、電力ユニットであり、
   トランジスタの発振周波数を変える前記手段が、制御オシレータ（OSC）を備え、前記制御オシレータ（OSC）が、電流を通しているトランジスタ（TR1,TR2）のオフにするパルス（A1、A2、B1、B2）を交互に送り、それによってトランジスタの発振周波数が、制御オシレータ（OSC）のパルス周波数によって制御されることを特徴とする電力ユニット。
2. 制御オシレータ（OSC）からのパルス（A1、A2、B1、B2）が、電流を導通しているトランジスタ（TR1,TR2）を順番にオフにするために配置されたトランジスタ（TR5,TR6）を作動させることを特徴とする請求項１に記載の電力ユニット。
3. 制御オシレータ（OSC）の発振周波数が、電力ユニットの出力電圧によって制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力ユニット。
4. 関連するトランジスタが、二極式トランジスタ及び／またはMOSFETであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力ユニット。
   
   

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