JP2006503290A - 熱損失式圧力測定装置および方法 - Google Patents

Abstract

ある環境における気体圧力を測定するための熱損失式ゲージは、抵抗性検出素子および抵抗性補償素子を備えている。抵抗性補償素子は検出素子と共に回路を形成し、実質的に同一環境に露出される。検出素子および補償素子を通して電流を供給するため、電源がこれら素子に接続される。検出素子を流れる電流は、補償素子を流れる電流よりもかなり大きい。検出素子および補償素子の電気的応答に基づいて検出素子および補償素子が露出されている環境の気体圧力を決定するため、測定回路が検出素子および補償素子に接続されている。

Description

関連出願

本出願は、２００２年１０月１６日付の米国出願第１０／２７３，４０２号の継続出願である。この米国出願の全内容は、参照により本明細書に引用したものとする。

気体を通しての熱伝達の速度はその気体の圧力の関数であることから、一定の条件下において、加熱された検出素子から気体への熱伝達率を測定し、これに適切な補正を加えて、気体の圧力を求めることができる。この原理は、広く知られているピラニゲージ（Pirani gauge）（図１Ａおよび１Ｂの回路図で示されている）において利用されており、そこでは熱損失が、検出素子の加熱および検出素子抵抗の測定の両方の役割を果たすホイートストン・ブリッジ回路によって測定される。

図１Ａを参照すると、ピラニゲージにおいては、圧力センサはホイートストン・ブリッジの辺の１つとして接続された感温抵抗ＲＳから成る。Ｒ２は一般に、電流ｉ_２による温度上昇を無視できるように構成された感温抵抗である。Ｒ３およびＲ４は一般に固定抵抗である。ＲＳおよび一般にＲ２は、圧力を測定しようとする真空環境に露出される。図１Ｂは、別のブリッジ構成を示している。

ピラニゲージは、一定電流ｉ_１状態で動作し（米国特許第３，５８０，０８１号に示されている通り）、あるいはＲＳ両端が一定電圧状態で動作する。これらの方法においては、気体の圧力を反映して、ブリッジの電気的不平衡が発生する。ピラニゲージはまた、一定抵抗ＲＳの状態でも動作する（米国特許第２，９３８，３８７号に示されている通り）。このモードにおいては、エネルギの供給率が、気体の圧力変化に従って変化し、したがってエネルギ供給率の変化が気体の圧力変化を反映している。それぞれの動作方法は異なる長所および欠点を有しているが、以下では、特に抵抗一定法および図１Ａの構成に関して説明する。

電圧Ｖ_Ｂは、図１ＡのＡとＣとの間の電圧差をゼロ・ボルトに維持するように自動的に制御される。ＡからＣまでの電圧降下がゼロであるとき、ブリッジは平衡していると称される。ブリッジの平衡時、以下の条件が成立する。
ｉ_ｓ＝ｉ_２ （１）
ｉ_４＝ｉ_３ （２）
ｉ_ｓＲＳ＝ｉ_４Ｒ４ （３）
および、
ｉ_２Ｒ２＝ｉ_３Ｒ３ （４）

式（３）を式（４）で除算し、式（１）および（２）を用いると、
ＲＳ＝βＲ２ （５）
であり、ここで

である。

したがって、ブリッジの平衡状態ではＲＳはＲ２の一定割合βとなる。

与えられるあらゆる圧力においてＲＳの定常状態条件を達成するには、式（７）が満足されなければならない。
ＲＳに入力される電力エネルギ ＝ ＲＳから放射されるエネルギ ＋ ＲＳの両端部で失われるエネルギ ＋ ＲＳから気体に奪われるエネルギ （７）

従来のピラニゲージは、未知の圧力Ｐ_Ｘと気体による電力損失または好都合にはブリッジ電圧との間の関係を決定するために、既知のいくつかの圧力に対して校正される。次いで、端部損失および放射損失が一定に保たれると仮定し、気体の未知の圧力Ｐ_Ｘを、気体によるエネルギ損失により直接決定するか、またはブリッジ平衡時のブリッジ電圧に直接関連付けることができる。

ピラニゲージは広い測定範囲を有するように設計でき、また比較的簡単かつ安価であるため、これらのゲージをキャパシタンス・マノメータや電離真空計などのより高価なゲージの代用品として使用できるようにする必要性が、長きにわたって存在している。しかし、既存の設計には、とくに低圧力における正確な圧力測定についての要望が多く残っている。

１９７７年以前、ピラニゲージの上限圧力は、巨視的なサイズの装置においては、高圧下では気体による熱伝導率が圧力にほぼ無関係になるという理由から、約２０Ｔｏｒｒであった。本発明の発明者らのうちの１人が、譲受人（コロラド州ボウルダー（Boulder）のグランヴィル‐フィリップス社（Granville-Phillips Company））によって１９７７年から製造および販売されているコンベクトロン（CONVECTRON、登録商標）真空計の開発にかかわったが、この真空計は、検出素子の対流冷却を利用して、２０〜１，０００Ｔｏｒｒの優れた検出能力を実現している。何十万ものコンベクトロン真空計が世界中で販売されている。近年になり、市場においていくつかの限界が明らかになってきた。

コンベクトロン（登録商標）真空計は、今まで満たされていなかったニーズを満足させたものの、いくつかの欠点も有している。コンベクトロン真空計は、必然的に、対流のための空間を備えるため大きな内部寸法を有している。したがって、コンベクトロン真空計は比較的大型である。対流は重力に依存するため、高圧力における圧力測定はセンサの軸の向きによって左右される。また、気体の伝導による冷却が支配的である圧力範囲が対流による冷却の生じる圧力範囲とうまく重なっていないため、コンベクトロン（登録商標）真空計は約２０〜２００Ｔｏｒｒにおいて感度が限定されている。

これらの難点を回避するために、センサ‐壁面の間隔を、従来使用されていた例えば０．５インチといった大きい間隔ではなく、数ミクロンのオーダとした超小型ピラニセンサが開発されている。例えば、ヒガシ（Higashi）らの米国特許第４，６８２，５０３号、およびシーエ（Shie）らの米国特許第５，３４７，８６９号を参照されたい。アルベステファ（W.J.Alvesteffer）らは、真空科学技術（J.Vac.Sci.Technol.）A13(6)、１９９５年１１／１２月の記事において、本発明者らの知るピラニゲージに関する最新の研究を発表している。壁面との間隔がこのように小さいセンサを使用することで、大気圧を超える圧力であっても、圧力に依存した熱伝導がもたらされる。したがって、このような超小型センサは、低圧力から大気圧を上回る圧力まで良好な感度を有しており、任意の向きで機能する。

超小型ゲージを開発するための従来の試みには、多数の問題点が存在する。超小型センサは、広い圧力範囲にわたって良好な感度をセンサの軸の向きに左右されることなく提供するが、設計がきわめて複雑であり、製造には、数十万ドルもする高度に特殊化した設備における多数の精細な処理工程を必要とする。

超小型センサも、巨視的なセンサにおけるのと同種の周囲の温度によって発生する誤差の影響を受ける。式（７）におけるすべての熱損失項は、所定のあらゆる温度において、周囲の温度および検出素子の温度に左右される。したがって、温度補正なしのピラニゲージによる圧力測定の試みはすべて、周囲温度の変化によって発生する圧力とは無関係なエネルギ損失によって、混乱を生じることになる。現代のピラニゲージはすべて、周囲温度の変化によって生じるこの誤差を補正しようと試みている。このような誤差を補正するために広く用いられている手段は、図１Ａおよび１Ｂに示す通り、Ｒ２として感温性の補正用素子ＲＣを、固定抵抗Ｒと直列に使用することである。

英国特許出願公開第２１０５０４７号は、電圧分配器を実現するために追加の抵抗を備える旨を開示している。レック（J.H.Leck）は、真空における圧力測定（Pressure Measurement in Vacuum）、チャップマン・アンド・ホール社（Chapman and Hall）、ロンドン（１９６４年）の５８頁において、１９１１年にヘイル（Hale）が自身のピラニゲージにおいて、Ｒ２をＲＳと同じ材質および物理的寸法にしたと述べている。Ｒ２は、Ｒ２専用の真空環境に密封され、ＲＳに近接して配置されていた。Ｒ２およびＲＳにおける圧力が等しかった場合は、優れた温度補正が達成された。しかし、圧力が異なる場合には、この温度補正手段はそれほど効果的ではなかった。

別個のガラス球を排気してＲ２を密封するという余分なコストおよび複雑性を回避するため、従来は、Ｒ２はＲＳと同じ真空環境に置かれる。Ｒ２に比較的大きな熱質量および大きな熱損失を持たせることによって、Ｒ２の自己加熱は無視できるようになる。レックは、Ｒ２を“例えば一方が銅線であり他方がニクロム線である２つの部分に製作し、これにより全体の（Ｒ２の）温度係数を、ピラニ素子自体（ＲＳ）の温度係数と一致させる”ことを推奨している。レックによれば、この温度補償方法は、英国のエドワード高真空社（Edwards High Vacuum ）によって、メトロバック（METROVAC、登録商標）というブランドの真空計で使用されている。同様の温度補正の構成が、コンベクトロン（登録商標）ブランドの真空計に使用されている。

しかし、この技法（Ｒ２に抵抗温度係数の異なる２つ以上の材料を用いて、ＲＳの温度係数に近づける）は、狭い圧力範囲においてだけ有効である。実際、ピラニゲージにおけるこの形式の温度補償を開示している米国特許第４，５４１，２８６号に記載されている通り、補償は、ただ１つの温度あるいは多くても２〜３の温度についてだけ正確に行なうことができる。また、本件の発明者らは、大きな熱質量を有する構成では、周囲温度の急激な変化に対し、ゲージの応答時間がかなり長くなることを見出している。

さらに、本件の発明者らは、レックが推奨し従来技術において実施されているようにＲＳおよびＲ２に同じ温度係数を使用しても、完全に正確な温度補償は得られないことを、広範囲のコンピュータ・シミュレーションにより見出した。また、本件の発明者らは、約５×１０^−３Ｔｏｒｒを下回る圧力においては、端部損失が他の損失の合計を超えることを見出した。この研究により判明した各損失成分間の関係（全損失の内の放射損失分、端部損失分、および気体損失分）が、図２のグラフに示されている。１×１０^−５Ｔｏｒｒにおいて、端部損失は気体損失よりも１０００倍以上大きく、放射損失は気体損失の約１００倍大きい。

したがって、従来技術のピラニゲージにおける温度変化の影響は、気体への伝導による損失がきわめて小さくなる超低圧力においてとくに問題を生じる。従来技術の熱損失式真空計は、例えば１×１０^−５Ｔｏｒｒといった超低圧力を正確に測定できない。本件の発明者らは、この限界が、周囲温度が変化するときに検出素子の端部損失を十分一定に保てないことに起因することを見出した。アルベステファ型のピラニゲージは、１０^−５Ｔｏｒｒの範囲の圧力を表示する能力を有しているが、この範囲において正確な表示を実現していない。例えば、典型的なピラニゲージにおいて端部損失が５，０００分の１以内に一定に保たれていない場合、１×１０^−５Ｔｏｒｒにおける圧力の表示は、正しい値から５０％〜１００％外れる可能性がある。

以下の分析によって、従来技術の設計が低圧力において周囲温度変化の適正な補正に適さない理由を示す。従来技術の考察においては、便宜上、センサ素子と壁面との間隔が比較的大きいゲージの例を用いて問題点を説明する。同種の問題が、検出素子‐壁面の間隔が数ミクロンのオーダの、はるかに複雑な形状の超小型ゲージにおいても存在することは理解されるべきである。

図３は、細線ワイヤの検出素子３０４および補償素子３０３を使用する従来のピラニゲージの一部分３０２の概略図である。ピラニゲージの設計に精通したものであれば、図３の構成要素が縮尺比通りに示されておらず、説明および理解を容易にするためのものであることを理解できるであろう。一般に、細線ワイヤの検出素子３０４は、はるかに大きな電気コネクタ３０６、３０７に電気的および熱的に接続され、電気コネクタ３０６、３０７は、はるかに大きな支持構造体３０８、３０９に熱的に接続されている。任意の所定の時間ｔにおいて、検出素子３０４の左端に位置する支持構造体３０８の温度をＴ_ＡＬで表わし、右端に位置する支持構造体３０９の温度をＴ_ＡＲで表わすものとする。左側の検出素子コネクタ３０６の温度および右側の検出素子コネクタ３０７の温度を、それぞれＴ_ＳＬおよびＴ_ＳＲで表わすものとする。左側の補償素子コネクタ３１０の温度および右側の補償素子コネクタ３１１の温度を、それぞれＴ_ＣＬおよびＴ_ＣＲで表わすものとする。コネクタ３０６および３０７から距離ΔＸの温度を、それぞれＴ_ＸＬおよびＴ_ＸＲで表わすものとする。従来技術の設計においては、これらすべての温度が同一であると仮定していることは明らかである。しかし、本件の発明者らは、見かけ上は無視できるような相違であっても、低圧力における正確さに大きい影響を与えることを見出した。

温度補償の要件をより正確に理解するため、いくつかの事実に注目することが重要である。

（１）低圧力においては、ＲＣの温度は、補償素子のコネクタと補償素子との間の熱交換によってほぼ決定される。これは、常温および低圧力においては、補償素子から周囲への熱交換については、放射および気体伝導が補償素子の端部を通じての熱の伝達に比べきわめて非効率的な熱交換手段であるためである。したがって、低圧力においては、補償素子の温度は、式（８）に示すように、補償素子の各端部に位置するコネクタの温度の平均にきわめて近くなる。

（２）電気的に加熱される検出素子の温度は、両端から中央に向かって変化し、より低温度の支持体から離れるにつれて高くなる。有限要素解析法を使用し、本発明の発明者らは、検出素子の長さに沿った温度分布をシミュレートした。ＲＳおよびＲＣの抵抗の温度係数が等しい場合、検出素子の任意の部分ｎの温度Ｔｎは、一定の圧力およびブリッジの平衡状態において、補償素子ＲＣの平均温度Ｔ_ＡＶＧの変化とともに変化し、これにより、一定の差ΔＴｎ＝Ｔｎ−Ｔ_ＡＶＧが保たれる。差ΔＴｎは、βおよびＲ（ここでＲ＝Ｒ２−ＲＣである）の関数である。

（３）式（５）に従って、ブリッジの平衡時、検出素子の抵抗ＲＳは抵抗素子Ｒ２のβ倍の抵抗に保たれる。周囲温度が上昇すると、補償素子コネクタの温度も上昇し、したがってＲＣの温度および抵抗は式（８）に従って上昇する。ＲＣの温度、したがって抵抗の上昇は、ブリッジの平衡時、ＲＳのすべての部分の温度および抵抗を上昇させる。

（４）検出素子の各端から失われるエネルギは式（９）に従い、検出素子の各端における温度勾配γによって決まる。
端部から失われるエネルギ ＝ ｋγ （９）
ここで、ｋは定数であり、
左側端において、

であり、
右側端において、

である。γ_Ｌおよびγ_Ｒ何らかの理由で変化すると、端部損失が変化し、圧力表示が誤ったものになる。

低圧力における従来技術の温度補償の大きな欠点をさらに詳細に理解するため、定常状態から、例えば右側の支持構造体の周囲の温度環境が局所的に変化して、Ｔ_ＡＲがわずかに上昇したと仮定する。Ｔ_ＡＬは変化しないと仮定する。Ｔ_ＡＬが変化しないと仮定したため、Ｔ_ＣＬおよびＴ_ＳＬも変化しない。一方で、Ｔ_ＡＲの上昇により、接続部を通じての熱伝導によってＴ_ＣＲの上昇が生じる。したがって、

が上昇する。Ｔ_ＡＶＧの上昇は、ブリッジの平衡時、Ｔ_ＸＬおよびＴ_ＸＲの上昇を引き起こし、γ_Ｌおよびγ_Ｒの変化を生じさせる。γ_Ｌおよびγ_Ｒにおけるこれらの変化が、式（７）の端部損失項を変化させ、圧力測定においてγ_Ｌおよびγ_Ｒの変化の大きさに応じた誤差を生じる。

本発明の発明者らは、Ｔ_ＡＬがＴ_ＡＲとほぼ同じように変化しない限り、周囲の温度が変化すると常に、検出素子端部損失が変化することをつき止めた。従来技術のピラニゲージは、低圧力の正確な測定に必要とされる程度にまでＴ_ＡＬ＝Ｔ_ＡＲを維持するようには、とくに設計されていない。

従来技術の温度補償における別の重要な欠点を理解するため、周囲温度が定常状態から上昇し、周囲温度の条件がＴ_ＡＬ＝Ｔ_ＡＲであると仮定する。さらに、検出素子コネクタは等しい長さであるが、一般的な従来技術のピラニゲージの場合と同様、右側の補償素子コネクタが、左側の補償素子コネクタよりもかなり長いと仮定する。したがって、Ｔ_ＳＬ＝Ｔ_ＳＲであるが、先に仮定した長さの相違により、Ｔ_ＣＲはＴ_ＣＬより時間的に遅れることになる。Ｔ_ＣＬ≠Ｔ_ＣＲであるこの遅延時間の間、Ｔ_ＡＶＧが変化し、したがってブリッジ平衡時にＴ_ＸＬおよびＴ_ＸＲが変化する。このように、遅延時間の間にγ_Ｌおよびγ_Ｒが連続的に変化し、低圧力の表示において誤差を生じさせる。

本発明の発明者らは、検出素子および補償素子のコネクタが実質的に同一の物理的寸法および実質的に同一の熱特性を有していない限り、周囲温度が変化したときに検出素子端部損失に変化が生じることを確認した。従来技術のピラニゲージは、検出素子および補償素子のコネクタが同一の物理的寸法および熱特性を有するようには、特に設計されていない。

別の大きな欠点は、（本発明の発明者らが発見したように）補償素子と検出素子との間の質量の差から生じる。通常の場合のように、補償素子の質量は検出素子の質量よりもかなり大きいと仮定する。従来技術のピラニゲージにおいては、通常の具体化において、補償素子を検出素子に比べて大きくし、補償素子の周囲への熱損失経路を比較的大きくすることにより、ＲＣにおける電力消費から生じる熱を容易に放散できるようにする。定常状態から、周囲の温度が上昇し、常にＴ_ＡＬ＝Ｔ_ＡＲであると仮定する。このように、補償素子が新しい定常状態温度に達するには、Ｔ_ＳＬおよびＴ_ＳＲが新しい定常状態温度に達する時間に比べ、より長い時間を要する。この時間（一般的な従来技術のピラニゲージにおいては、数時間になると観測されている）の間、Ｔ_ＡＶＧが連続的に変化し、したがってブリッジの平衡状態においてＴ_ＸＬおよびＴ_ＸＲが連続的に変化する。すなわち、この遅延時間の間にγ_Ｌおよびγ_Ｒが変化し、検出素子端部損失が一定に保たれず、低圧力の測定において誤差が生じる。

同じ種類の問題は、ブリッジの平衡状態において、補償素子の温度が周囲温度の変化によって、検出素子と異なる速度で変化するように設計されている場合にも生じる。アルベステファ型真空計などの従来技術の設計は、この欠点を有する。

本発明の発明者らは、研究から、補償素子が検出素子と同じ速度で温度変化するように設計されていない限り、検出素子端部損失は、周囲温度が新しい値に安定した後も長時間にわたり変化し続けることを確認した。さらに、従来技術のピラニゲージは、この要件に適合するようには設計されていない。

Ｒ２については、抵抗の温度係数が検出素子とほぼ同一である補償素子ＲＣを温度変化しない抵抗素子Ｒと直列に使用することにより、検出素子と検出素子の周囲との間の温度差に伴って変化する気体損失および端部損失について温度補償を実現することは、古くから知られている。この温度補償の方法は、コンベクトロン（登録商標）真空計において長年にわたって使用されており、アルベステファ真空計においても使用されている。

この温度補償の方法は、（１）検出素子および補償素子の抵抗の温度係数が等しく、および（２）検出素子の抵抗の変化を、補償素子の抵抗の変化と同時に発生させるようにできるならば、（３）検出素子の温度が、周囲温度の変化と同時に上昇すると仮定している。当然であるが、これら２つの仮定を満足させることは極めて望ましい。その理由は、そのようにすることで、周囲温度が変化したとき、加熱されている検出素子と周囲温度にある周囲の壁面との間の温度差が一定に保たれるためである。

しかし、本発明の発明者らは、Ｒ２について感温性の抵抗ＲＣと直列に一定の抵抗Ｒを使用している従来技術のゲージが、以下に説明するように、部分的な温度補償しか実現しないことを見出した。

図１Ａにおいて、Ｒ２が感温性の補償素子ＲＣおよび非感温性の抵抗Ｒで構成され、
Ｒ２＝ＲＣ＋Ｒ （１２）
であると仮定する。

このとき、ブリッジ平衡について先に求めた式（５）は、
ＲＳ＝β（ＲＣ＋Ｒ） （１３）
と書くことができる。ここでβは前記式（６）で定義されている。

さらに、ゲージの周囲温度環境がＴ_１に等しいとき、検出素子が温度Ｔ_Ｓ１で動作し、補償素子が温度Ｔ_Ｃ１で動作していると仮定する。したがって、
Ｔ_{ＡＭＢＩＥＮＴ}＝Ｔ_１ （１４）
のとき、式（１３）は、

と書くことができる。

ここで、ＲＳ（Ｔ_１）は温度Ｔ_１における検出素子の抵抗であり、α_ＳはＴ_１におけるＲＳの抵抗温度係数であり、ＲＣ（Ｔ_１）は温度Ｔ_１における補償素子の抵抗であり、α_ＣはＴ_１におけるＲ_Ｃの抵抗温度係数である。したがって、
Ｔ_{ＡＭＢＩＥＮＴ}＝Ｔ_２
のとき、式（１３）は、

と書くことができる。

式（１５）をＴ_Ｓ１について解くと、

が得られ、式（１６）をＴ_Ｓ２について解くと、

が得られる。式（１８）から式（１７）を減算すると、周囲温度がＴ_１からＴ_２まで変化したときの検出素子の温度変化ΔＴが得られる。すなわち、

となる。

有効な補償素子は、その温度が周囲温度に密接に追従するように設計されることに注意すべきである。したがって、きわめて良好な近似として、
Ｔ_Ｃ２−Ｔ_２＝Ｔ_Ｃ１−Ｔ_１
または、
Ｔ_Ｃ２−Ｔ_Ｃ１＝Ｔ_２−Ｔ_１ （２０）
である。

したがって、式（１９）は、

と書くことができる。

式（２１）から、

の場合だけ、検出素子ＲＳにおける温度変化ΔＴが、周囲温度の変化Ｔ_２−Ｔ_１に等しくなることは明らかである。

図１ＡのＲ２について、固定抵抗Ｒと直列に感温性の補償素子ＲＣを使用する従来技術のゲージは、βの選択に依存した部分的な温度補償しか可能にしない。アルベステファら（Alvesteffer et al.）により開示された設計を有する市販のゲージは、ピラニゲージに関して本発明の発明者らが知る最新のゲージであるが、式（２２）を満足しない。

従来技術のゲージ設計における第３の問題として、本発明の発明者らは、Ｒ２におけるエネルギ消費量が、正確さに悪影響を与えることを見出した。図１Ａのように構成されたとき、従来技術のピラニゲージは、ブリッジの平衡状態において、ＲＳに補償素子の電流と同一の圧力依存電流が流れる。図１Ｂに示すように構成されたときは、平衡状態では、ＲＳに加わるものと同一の圧力依存電圧がＲ２に加わる。当然ながら、Ｒ２を流れる圧力依存電流は、ＲＣの温度を、圧力により変化する量だけ周囲温度を上回って上昇させることになる。

従来技術のピラニゲージは一般に、検出素子よりもはるかに大きい物理的寸法の補償素子を使用して、熱を放散することにより補償素子の温度上昇を防止する。すでに述べたように、検出および補償素子の物理的寸法の相違により、周囲温度が変化したときに測定誤差を生じる。

第４の問題は、従来技術のピラニゲージは、低圧力において、周囲温度が変化したときに圧力指示値にずれを生じる点である。従来技術のピラニゲージは種々の構成部品を使用して、周囲温度が変化するときに検出素子によるエネルギ損失が変化しないように試みている。例えば、米国特許第４，６８２，５０３号においては、熱電冷却を利用して周囲温度を制御し、周囲温度変化を最小化している。

米国特許第４，５４１，２８６号に開示の装置では、感熱性素子がブリッジの補償辺の近傍に取り付けられている（市販の装置では、実際には真空容器の外側に接着されている）。アルベステファら（Alvesteffer et al.）はブリッジに追加の素子（そこでは、Ｒ４として示されている）を用いて、動作温度における検出素子の抵抗の温度係数が周囲温度の補償素子に比べてわずかに異なっている事実を補償するのを助けている。これら従来技術のハードウェア的処置はそれぞれ、周囲温度の変化によって生じる誤差の一部を取り除くものの、いずれも誤差のほぼすべてを取り除くには至っていない。このように、従来技術のピラニゲージは、周囲温度が変化した場合、低圧における圧力の指示値に大きいずれを生じる。

米国特許第５，６０８，１６８号に開示されている別の従来技術のシステムは、ブリッジの種々の電気的測定値（または、その近似値）を結び付け、感温抵抗の値または温度を測定し、このパラメータを利用して圧力測定値を決定している。しか、このシステムは温度または他の値を測定する必要があるため、複雑性が増加していた。

したがって、これらの問題点を克服した改良されたピラニ型ゲージに対するニーズが存在する。

本発明は、熱損失式圧力測定についていくつかの改良点を提供し、それらが相乗的に協働して大幅に改良された低、中および高圧力測定の正確さを可能にし、単一ゲージだけで低圧力から高圧力まで広がる正確な圧力測定範囲を実現する。

第１の改良点としては、抵抗性検出素子である細線ワイヤの検出素子が、抵抗性補償素子である細線ワイヤの補償素子と同一面に、離して配置されており、２枚の平行な平板の熱伝導板が、それぞれ検出素子および補償素子から１５ミクロン離して置かれている。このようにすることで、本発明の発明者らは、対流に頼ることなく、簡単な形状で高い相対感度を達成した。超小型ピラニゲージ設計の極度の複雑性およびコスト、ならびに検出素子の対流冷却に関連するいくつかの欠点が同時に回避される。

本発明の発明者らは、このきわめて簡単、小型、かつ安価でもある測定手段が、大気圧までの圧力測定において、きわめて複雑な超小型ピラニゲージによって得られる測定結果、およびはるかに大きくて位置による影響を受ける対流冷却ピラニゲージによって得られる測定結果と同等の結果をもたらすことを見出した。特筆すベきは、この改良はさらに、超小型アルベステファ・ゲージにおける検出素子の体積のわずか３％の体積の検出素子を実現することである。この新規な装置における補償素子の体積は、アルベステファ型の補償素子の体積の０．５％を下回る。

さらに本発明は、改良された温度補償を提供する。本発明の発明者らは、検出素子の両端における温度勾配γ（式（１０）および（１１）を参照）をより一定に維持することによって、低圧測定の精度を大幅に改良できることを見出した。本発明の発明者らは、以下を同時に実施することによってγを一定にできることを見出した。
１．物理的寸法、熱特性および抵抗特性がほぼ同一である検出素子および補償素子を使用する。
２．物理的寸法、熱特性および抵抗特性がほぼ同一である検出素子および補償素子接続を使用する。
３．すべての接続について、ほぼ均一温度の領域に対してほぼ同一の、大きい伝導性を有する素子接続を使用する。
４．検出素子および補償素子を同一真空環境内に配置する。

本発明においては、熱損失式であるゲージは以下の式に従って設計されるため、式（２２）は常に満たされる。
ＲＣ（Ｔ_Ａ）＝ＲＳ（Ｔ_Ａ） （２３）
ここで、Ｔ_Ａは周囲温度であり、かつ
α_Ｃ＝α_Ｓ （２４）
β＝１ （２５）
である。

別の大きな改良は、補償素子の加熱を無視できる程度にすることによって実現される。本発明の発明者らは、従来のホイートストン・ブリッジに改良を加えて、検出素子に対し独立した加熱手段を設けると共に、ブリッジの他の３つの辺の加熱をほぼゼロにした。これにより、補償素子を、検出素子と同一の寸法および同一の物理的特性とすることができる。ＤＣ加熱電流が使用されるが、検出素子だけに限られる。比較的小さいＡＣ信号を用いてブリッジの平衡を検出する。

さらに別の性能改良が、あらゆる圧力において正確な圧力表示を可能にする圧力補償の新規な方法を提供することによって実現される。詳細には、本発明の発明者らは、ブリッジの平衡状態における未知の圧力Ｐ_Ｘの正確な表示が、式（２６）の形式の簡単な式から計算できることを見出した。
Ｐ＝ｆ（ＶＳ，ＩＳ） （２６）
ここで、ＶＳは検出素子両端の電圧降下であり、ＩＳは検出素子を流れる電流である。式（２６）の各項目は、３次元曲線フィッティング・ソフトウェアを使用して、測定対象の圧力および温度範囲全体にわたる複数の既知の圧力値Ｐ_Ｃおよび周囲温度について校正方法によって得られた対をなすＶＳ_ＣおよびＩＳ_Ｃの値から導き出される。未知のＰ_Ｘについて、ブリッジ平衡状態でのＶＳ_ＸおよびＩＳ_Ｘが測定され、式（２６）に代入される。次いで、Ｐ_Ｘがマイクロプロセッサなどを用いて計算される。

このようにして、本発明はピラニゲージの正確さ、製造コスト、およびパッケージ寸法に大きな進歩と利点を提供する。

本発明は、さらに、ある環境の気体圧力を測定するための熱損失式ゲージを含む。ゲージは、抵抗性の検出素子、および検出素子と回路を形成し、かつ実質的に同一環境に露出された抵抗性の補償素子を備えている。検出素子および補償素子を通る電流を供給するため、これら素子に電源が接続される。検出素子を流れる電流は、補償素子を流れる電流よりもかなり大きい。測定回路が検出素子および補償素子に接続され、この回路により、検出素子および補償素子の電気的応答に基づいて検出素子および補償素子が露出されている環境の気体圧力を決定する。

いくつかの実施形態においては、別々の電流が検出素子および補償素子を通って流れる。検出素子に電流を供給して加熱し、検出素子の抵抗が補償素子に一定数のオーム値を加えた合成抵抗に一致する温度にする。補償素子が非感温性の抵抗素子と直列に配置されている実施形態においては、検出素子に電流を供給して加熱し、検出素子の抵抗が補償素子と非感温性の抵抗素子との合成抵抗に一致する温度にする。気体の圧力は、検出素子を流れる加熱電流と、結果として生じる検出素子両端の電圧とに基づいて決定される。１つの実施形態においては、別々のＤＣ電流が、検出素子および補償素子を通って流れる。補償素子を流れる電流は、検出素子を流れる電流の所定の割合であり、すなわち両電流が所定の比を有している。フィードバック回路が、検出素子および補償素子を流れる電流の大きさを制御する。他の実施形態においては、検出電流が、検出素子および補償素子の両者を通って流れ、別個の加熱電流が、検出素子を通って流れる。

別の実施形態においては、検出素子および補償素子の長さが異なる。いくつかの実施形態においては、補償素子が検出素子よりも、長さにおいて約５％〜８％短く、抵抗が５％〜８％小さい。特定の実施形態においては、補償素子が検出素子よりも６％〜７％短く、抵抗が約６％〜７％小さい。別の実施形態においては、相対的な抵抗を調節するため、並列抵抗が、検出素子および補償素子の一方の両端に配置される。

本発明の前述の目的、特徴および利点、ならびに他の目的、特徴および利点は、添付の図面に示されている本発明の好ましい実施形態についての以下のさらに詳細な説明から明らかになるであろう。添付の図面においては、異なる図面であってもて、同一の参照符号は同一部品を指す。図面は必ずしも縮尺比通りではなく、本発明の原理を示すことに重点が置かれている。

以下、本発明の好ましい実施形態を説明する。最初に、本発明による従来のピラニゲージ設計に対する改良を４つに分類して説明する。特に好ましい実施形態においては、これら４つの改良が一緒に使用され、相乗的に結び付いて大幅に改良された性能特性を有するピラニゲージを実現する。その後、本発明の追加の実施形態を説明する。

改良１
第１の種類の改良を、図４Ａおよび４Ｂを参照して説明する。図４Ａは、改良された熱損失式ゲージの一部１０の側面図である（縮尺比通りではない）。図４Ｂは、図４Ａの線４Ｂ‐４Ｂに沿って切断された一部分１０の断面図である。図４Ａおよび４Ｂに示すように、抵抗性検出素子である細線ワイヤの検出素子１２が、抵抗性補償素子である細線ワイヤの補償素子１４と同一平面に位置し、距離ｄだけ間隔を空けている。検出素子１２と補償素子１４との間の間隔ｄは、好ましくは約０．０３０インチであるが、０．０１０インチ〜０．２００インチまでの範囲であってもよい。平行な板１６および１６’が、検出素子１２および補償素子１４に近接して平行に設けられている。

平行な板１６および１６’は、検出素子１２および補償素子１４から距離Ｓに位置している。Ｓは、好ましくは０．０００７インチであるが、０．０００２インチ〜０．００２インチまでの範囲であってもよい。検出素子１２は、純タングステンなどの抵抗の温度係数が大きい材料で作られており、金メッキを施すことにより一定の放射率を保証することもできる。

検出素子１２の直径は、好ましくは０．０００５インチであるが、０．０００１インチ〜０．００２インチまでの範囲であってもよい。円柱形のワイヤ形状が好ましいが、検出および補償素子の両者について、リボンなど他の形状を使用してもよい。検出素子１２の長さは、好ましくは１インチであるが、０．２５インチ〜３インチの範囲にすることもできる。

補償素子１４は、検出素子１２と同一材料で作られ、同一の物理的寸法を有し、同一の熱特性および抵抗特性を有している。

熱損失式ゲージの一部分１０は、以下でさらに詳しく説明する方法で、図６に示す種類の測定回路に組み込むことができる。

平行板１６および１６’が熱を伝導し、加熱される検出素子１２に沿った、検出素子１２および補償素子１４の端部間の温度勾配を等しくしようとする。このようにして、本発明は、簡単な構造で、対流に頼ることなく高い相対感度を実現する。本発明のこの実施形態においては、物理的寸法、熱特性、および抵抗特性がほぼ同一の検出および補償素子を使用し、さらに検出および補償素子を同一の真空環境に配置することによって、低圧の測定の正確さが大幅に改良される。この設計を使用することによって、超小型ピラニゲージ設計の極度の複雑性およびコスト、ならびに検出素子の対流冷却に関連する欠点を、同時に回避できる。この改良によって、大気圧までの圧力測定結果を、きわめて複雑な超小型ピラニゲージによって得られる測定結果と同等の、はるかに大きくて位置による影響を受けやすい対流冷却ピラニゲージによって得られる測定結果と同等の結果にできる。

改良２
本発明の第２の大きな特徴として、検出および補償素子に対して、改良された取付け機構が提供される。ほぼ同一の物理的寸法、熱特性、および抵抗特性を有する検出素子および補償素子の接続を使用することによって、またすべての接続について、温度がほぼ均一の領域に対してほぼ同一かつ大きな熱伝導を有する素子接続を使用することによって、低圧測定の正確さが大幅に改良される。

図５Ａは、ゲージの一部分１０の一端を大きく拡大した拡大断面図であり、検出素子１２は検出素子コネクタ２０および２０’に支持および電気的に接続されており、補償素子１４は補償素子コネクタ２２および２２’に支持および電気的に接続されて示されている。図５Ａの断面は、図４Ａの線５Ａ‐５Ａに沿って切断されたものである。好ましくは、同一の支持構造（図５Ａに示したような）が、ゲージの一部分１０の両端にそれぞれ設けられる。

コネクタ２０、２０’、２２および２２’は、好ましくは厚さ０．００１インチ、幅０．０６０インチの白金リボンで作られている。板１６および１６’は、好ましくはチッ化アルミニウムなど、高い熱伝導率を有する電気絶縁材料で作られている。

あるいは、検出素子コネクタおよび補償素子コネクタ２０、２０’、２２および２２’を、薄い電気絶縁層２４および２４’によって、板１６から電気的に絶縁することができ、電気絶縁層２４および２４’はタングステン上のダイヤモンド状被覆であってよい。この場合、板１６および１６’は、タングステンなどの高熱伝導材料で作ることができる。好ましくは、選択された材料は０．２５ワット／ｃｍ／Ｋよりも大きい熱伝導率を有する。

板１６および１６’は、両端を簡単なシート状金属クランプ（図示されていない）によって所定の位置に保持される。クランプは板１６および１６’に充分な力を加えることにより、コネクタ２０および２０’ならびに２２および２２’が完全に接触するまで、検出素子１２および補償素子１４をコネクタ２０、２０’、２２および２２’に埋め込む。この結果、検出素子１２と板１６および１６’の表面との間の間隔が、検出素子の直径ならびに薄いリボン・コネクタ２０、２０’、２２および２２’の厚さによって決定される。本発明のこの特徴によって、人間の毛髪よりも細い検出素子を、同等の間隔で２つの平坦な表面から正確かつきわめて安価に離すことができ、さらに付加回路への電気接続を可能にする。

板１６および１６’は、特に真空中に隔離されて外界とは最少の熱伝導状態である場合に、ほぼ均一温度の領域を提供する。薄いリボン・コネクタ２０、２０’、２２および２２’は、前記均一温度の領域に対して同一寸法、短い経路、およびきわめて大きい熱伝導を実現し、これにより検出素子１２の両端において、温度勾配γの一定性のための条件のいくつかを満足させる。

組立ての間に装着され、検出素子１２の前記コネクタ２１の近傍において検出素子１２に接触してこれを支持している細線ワイヤ・スプリング２６によって、図５Ｂに示すように、検出素子１２に適切な張力を加えることができる。同様にして、補償要素１４に張力を加えるために、スプリング２８が使用される。スプリング２６および２８は、周囲温度が変化するときに、板１６および１６’に対する検出素子１２および補償素子１４の正確な間隔を維持するのに役立つ。検出素子１２および補償素子１４の組立体に充分なたるみを設けることにより、素子１２および１４ならびに板１６の熱膨張の差に起因する破断が生じないようにしなければならない。スプリング２６および２８がない場合、このたるみが周囲温度とともに変化し、それぞれ平行な板１６および１６’ならびに検出素子１２および補償素子１４の間の一定の間隔Ｓの維持が妨げられ、測定誤差を引き起こす。

本発明のこの実施形態による設計においては、検出素子１２および補償素子１４は物理的、電気的、および熱的に同一であるという事実によって、式（２２）が部分的に満足される。さらに、図６の実施形態においてＲ３がＲ４に等しく設定され、これにより、式（６）からβ＝１が保証される。したがって、この設計によって、式（２２）は常に完全に満足される。

改良３
本発明の第３の大きな特徴は、検出素子１２を独立に加熱する装置および方法である。この改良が図６に示されており、ホイートストン・ブリッジ３０は、検出素子１２を独立して加熱できるように変更されている。本発明と同様に検出素子と同一の物理的寸法を有し、かつ同一材料で作られた補償素子を使用する従来技術の回路は、補償素子を、周囲温度ではなく検出素子と同一温度で動作させるようにしている。すなわち、前述の本発明の改良を備えるピラニゲージは、従来技術の加熱回路を使用したのでは、その正確さの潜在能力を達成できない。

図６を参照すると、ノードＡ、Ｂ、Ｃ、およびＤを有するホイートストン・ブリッジ３０に、ノードＢとＣの間に接続され、抵抗値ＲＳを有する検出素子が設けられている。感温性ではない抵抗素子１５（抵抗Ｒを有している）および補償素子１４（抵抗ＲＣを有している）が、一緒に抵抗Ｒ２を構成している。ノードＣとＤの間に、Ｒ２およびキャパシタ３６が直列に接続されている。値Ｒ４を有する抵抗１７がノードＡとＢの間に接続され、値Ｒ３を有する抵抗１９がノードＡとＤの間に接続されている。真空環境３４が検出素子１２および補償素子１４を囲んでいる。ＡＣ電圧源３８がノードＢとＤの間に接続され、周波数選択検出器４０がノードＡとＣの間に接続されている。ＤＣ電流源３２がノードＢとＣの間に接続され、ノードＢに電流を供給する。コントローラ４２が自動フィードバック結合４６および４７を介して接続され、これにより、ＤＣ電流源３２を制御し、およびこの制御の目的で周波数選択検出器４０から電圧検出入力を受け取る。

真空環境３４は、検出素子１２、補償素子１４、ならびに板１６および１６’からなる部分１０（図４Ａおよび４Ｂに示されており、これらの図に関してすでに説明した）を囲んでいる。さらに、好ましくは、図５Ａおよび５Ｂを参照して先に説明した組み立て方法を図６の回路に使用する。検出素子１２の一端の素子コネクタ２０および２０’（図５Ａに示されている）は、図６のブリッジ回路３０の点Ｃに電気的に接続され、一方で、検出素子１２の他端の検出素子コネクタ２１および２１’（図示されていない）は、図６の点Ｂに電気的に接続されている。補償素子１４の一端の補償素子コネクタ２２および２２’（図５Ａに示されている）は、キャパシタ３６を介して図６の点Ｄに電気的に接続され、一方で、補償素子１４の他端は、抵抗１５を介して点Ｃに接続された補償素子コネクタ２３に接続されている。

図６に示すように、ＤＣ電流源３２は真空環境３４内に位置する検出素子１２に加熱電流Ｉを供給する。キャパシタ３６は、電流源３２からの電流がＲ２、Ｒ３およびＲ４に存在しないよう阻止するための手段として設けられている。したがって、従来のホイートストン・ブリッジを使用する従来技術のピラニゲージと異なり、ＲＳの加熱電流または加熱電圧の一部が常時Ｒ２に存在することはない。

ＡＣ電圧源３８はブリッジ３０にＡＣ信号電圧を供給し、ＡＣ信号電流ｉ_Ｓ、ｉ_２、ｉ_３、およびｉ_４を生じさせる。きわめて小さい値のｉ_Ｓ、ｉ_２、ｉ_３、およびｉ_４ならびに周波数選択検出器４０を用いて、無視できる程度のブリッジ３０の各辺の発熱で、ブリッジの平衡を検出することができる。電流源３２からのＤＣ電流Ｉは、コントローラ４２によって自動的に制御され、点ＢからＣまでのＡＣ電圧降下ｉ_ＳＲＳが、周波数選択検出器４０のＡＣ電圧検出機能によって測定される点ＢからＡまでの電圧降下ｉ_４Ｒ４に等しい状態を連続的に保証する。自動フィードバック結合は破線４６および４７によって示されている。

プロセッサ５１が、電流計４９および電圧計４８に接続されており、検出素子１２を流れる加熱電流の大きさおよび検出素子１２における電圧降下に基づいて真空環境３４の圧力を示す出力を生成する。

このように、補償素子１４は、検出素子１２と同一の物理的寸法、ならびに熱および抵抗特性で製作することができ、圧力に左右される電気加熱なしで引き続き周囲温度で動作する。

改良４
第４の改良を、再度、図６を参照して説明する。この改良においては、改良された装置および方法は、本発明に従ってピラニゲージを校正し、作動するために提供される。

本発明の発明者らは、ブリッジ平衡時の未知の圧力Ｐ_Ｘの正確な表示は、式（２６）の形式の簡単な式から計算できることを見出した。
Ｐ＝ｆ（ＶＳ，ＩＳ） （２６）

この発見は、多くの従来の方法とは相違している。圧力の表示は、検出素子の抵抗だけではなく、周囲温度などの他の要因にも依存すると考えられている。したがって、従来の校正手法は、校正のためおよび動作時の両者について、抵抗およびその他の量の測定を必要とすることが多い。しかし、本発明の発明者らは、前述の改良を実施すると、ＶＳおよびＩＳの値が正確な圧力を出力するための充分な温度情報を含んでおり、周囲温度などの他のパラメータを別個に測定する工程を省略できることを見出した。この方法では、３次元校正テーブルを使用して、電圧および電流だけに基づいて圧力を決定できる。

図６に示すゲージを校正するために、検出素子１２は、測定対象の圧力および温度範囲全体にわたって広がる一連の既知の代表的圧力および周囲温度に露出される。電圧計４８によって測定される電圧降下ＶＳ_Ｃ、および電流計４９によって測定された電流ＩＳ_Ｃが、ブリッジの平衡時に、既知の代表的校正圧力Ｐ_Ｃのそれぞれと一緒に記録される。これらの値は、プロセッサ５１で動作するプログラムによって記録でき、あるいは校正計算のための他の処理ユニットに転送できる。圧力Ｐ_Ｃが、電圧ＶＳ_Ｃおよび電流ＩＳ_Ｃに対してプロットされる。所定の校正温度における一連の測定のそれぞれが、圧力を電圧および電流に関連つける一定温度関数を生成する。重要な点は、すでに述べたように、本発明の発明者らは、これら一定温度関数を有効に組み合わせて単一の３次元データ・テーブルとし、式（２６）の形式の単一の校正関数を定義できることを見出したことである。これが実行されると、その結果は１つの幾何面を定義する一連の点として得られ、この幾何面の高さが圧力であり、測定された電圧および電流値の関数である。

得られた校正データは参照テーブルに格納でき、測定される圧力は、測定した電圧降下および電流に基づき参照テーブルに格納された圧力値の間の補間を行なうことによって決定できる。しかし、広範囲の圧力全体にわたって正確な出力を生成するために格納する必要のある点の数の理由から、好ましい実施形態においては、測定値が存在する幾何面についての近似式が得られる。これは、３次元幾何面作図ソフトウェアを用いて容易に実現できる。得られる式は、式（２６）に示した形式のものである。次いで、任意の温度においての未知の圧力Ｐ_Ｘを測定するため、ブリッジの平衡時に電圧計４８によってＶＳ_Ｘが測定され、電流計４９によってＩＳ_Ｘが測定される。続いて、圧力の正確な値を、式（２６）に代入することによって容易に得ることができ、
Ｐ_Ｘ＝ｆ（ＶＳ_Ｘ，ＩＳ_Ｘ） （２７）
が与えられる。好都合には、式（２７）をプロセッサ５１に格納でき、次いでＶＳ_ＸおよびＩＳ_Ｘがプロセッサ５１に入力されたときに、この式を用いて自動的にＰ_Ｘを計算できる。

当業者であれば、本発明の範囲内で電圧および電流を他の量に置き換えることができることは理解できるであろう。例えば、Ｐ_Ｘ＝ｇ（Ｗ，Ｒ）の形式であって、Ｗが検出素子１２に加えられた電力であり、Ｒが検出素子１２の抵抗である関数を、式（２７）の代わりに使用できる。この場合、ＷおよびＲは、電圧計４８および電流計４９の出力から計算できる。重要な点は、選択される２つのパラメータが、電流および電圧の両者に関係する情報を含にことにより、電流および電圧の変化の影響が、２つのパラメータの値に基づいて校正グラフまたはテーブルに異なって反映されることである。したがって、例えば、この関数のための２つの入力パラメータは、電力、電流、電圧、および抵抗を含むグループのうちの任意の２つであってよい。一般化するため、校正幾何面を近似する以下の式を定義できる。
Ｐ＝ｈ（Ｘ，Ｙ）
ここで、Ｘは第１の入力パラメータであり、Ｙは第２の入力パラメータであり、Ｐは第１のパラメータＸおよび第２のパラメータＹに対応する圧力である。次いで、この式を多次元校正幾何面の代用として用いて、圧力が計算される。

この改良によって、０℃から５０℃まで、および１０^−４Ｔｏｒｒを下回る圧力から大気圧を超えるまで、優れた温度補償が実現する。時々実行されるような、電力および温度を測定する必要がない。米国特許第４，６８２，５０３号の場合のような、壁面温度の変化に対する検出素子の変化に依存する損失だけでなく、放射損失の変化などの、周囲温度変化が引き起こすあらゆる種類の誤差を補償できる。この改良により、米国特許第５，３４７，８６９号に記載のように熱電冷却を使用して周囲温度を制御しなければならないという複雑性を回避できる。さらに、この優れた校正および動作方法は、動作温度における検出素子について抵抗の温度係数が周囲温度における補償素子に比べてわずかに異なっているという事実を、自動的に補償する。

別の実施形態
図７を参照すると、ゲージ６０は、ホイートストン・ブリッジを使用しない点で図６に示したものと相違しているゲージの１つの実施形態である。図６と同様、ゲージ６０は、検出素子１２（抵抗値ＲＳを有している）、非感温性の抵抗素子１５（抵抗Ｒを有している）、および温度補償素子１４（抵抗ＲＣを有している）を含んでおり、素子１２および１４は、同様の方法または構成で真空環境３４内に配置されている。ゲージ６０の素子１２、１４および１５を接続する回路は図６の回路と異なっているが、素子１２、１４および１５は、図６と同様の方法で利用される。例えば、検出素子１２が加熱されるが、非感温性の抵抗素子１５および温度補償素子１４はほとんど加熱されない。さらに、検出素子１２の両端電圧ＶＳおよび検出素子１２を流れる電流ＩＳが測定され、これを利用して同様の方法で圧力が決定される。

ゲージ６０は、それぞれ配線７４および７６を介して電流源６２および６４に電力を供給する電源６１を備えている。電流源６２および６４は、相互依存の関係にあり、好ましくはＤＣ電流を、それぞれ素子１２および素子１４／１５に供給する。電流源６４は、電流源６２によって供給される電流の所定の割合の大きさの電流を供給する。図７に示した例では、電流源６４は電流源６２が供給する電流量の１／１０を供給する。

電流源６２によって供給される電流ＩＳは、配線７８、ノード８０および配線８８を経由して検出素子１２を通して導かれる。電流源６４によって供給される部分電流は、配線１００、ノード１０２および配線１０３（素子１４と１５の間に位置している）を経由して、非感温性の抵抗素子１５および温度補償素子１４を通して導かれる。図６と同様、素子１４および１５が、周囲温度の変化を補償する。検出電流ＩＳの一部を、温度補償素子１４を通して導くことにより、補償素子１４の温度上昇を、検出素子１２の温度上昇に比べてごくわずかにできる。図７に示した例では、温度補償素子１４を流れる部分電流に対する検出電流の比が１０：１であり、電流と電圧との二乗の関係（電力＝Ｉ^２Ｒである）から、温度補償素子１４で消費される電力は、検出素子１２で消費される電力の１／１００を下回る。この結果、補償素子１４の温度上昇は、検出素子１２の温度上昇の１％よりも小さい。電流源６２および６４に関し１０：１の電流比を説明したが、１０：１よりも小さい、あるいは１０：１よりも大きい他の比率も使用可能である。電流ＩＳを制御して、検出素子１２を、抵抗ＲＳが合成抵抗Ｒ＋ＲＣに等しくなるまで上昇する温度レベルにまで加熱する。校正データが周囲の圧力を定義する温度が、その温度である。フィードバック回路が、電流をそのようなレベルに維持する。

詳細には、抵抗Ｒ＋ＲＣを示す結合抵抗Ｒ＋ＲＣの両端の電圧Ｖ_２が、利得１の乗算器６６（ノード１０２および９８に接続されている）を通して加算回路７０に加えられる一方で、抵抗ＲＳを示す抵抗ＲＳの両端の電圧Ｖ_１は、乗算器６８（ノード８４および９２に接続されている）を通して加算回路７０に加えられる。Ｒ＝Ｖ／Ｉであり、Ｒ＋ＲＣを通過する電流がＲＳを通過する電流の１０分の１であるため、これらの抵抗が等しいとき、Ｒ＋ＲＣの両端電圧は、ＲＳの両端電圧の１０分の１である。したがって、電圧を比較して、抵抗が等しいか否かを決定するには、ＲＳの両端電圧は、Ｒ＋ＲＣの両端電圧に対してなされる乗算に１０分の１を乗算する必要がある。乗算器６８が電圧Ｖ_１を−０．１倍することにより、乗算器は確実に電流ＩＳとＩＳ／１０との比の逆の比を有することになる。負の乗算器６８によって、加算回路７０は正規化抵抗電圧の減算を実行して、抵抗間の差を示す誤差信号１１０を生成することができる。この差が、高利得積分誤差増幅器７２で増幅され、電流レベルＩＳを制御するためにフィードバックされる。誤差増幅器７２の出力は、配線すなわちフィードバック・ループ１１２、ノード１１４、ならびに配線１１６および１１８を経由して電流源６２および６４に並列にフィードバックされ、電流源６２／６４によって供給される電流のレベルを必要に応じて調節する。電流源６２／６４によって供給される電流は、検出素子１２の抵抗ＲＳおよび素子１５／１４のＲ＋ＲＣが所定の平衡を維持するように調節される。図７に示した例では、抵抗はＲＳ＝Ｒ＋ＲＣとなるように釣り合わされる。あるいは、ＲＳがＲ＋ＲＣよりも小または大である他の比または抵抗レベルを使用してもよい。さらに、電流源６２／６４を制御するにはフィードバック回路が好ましいが、代替として、このようなフィードバック回路を、種々の電圧比を可能にするデータベースを使用して省略することもできる。フィードバック回路を省略した場合、ゲージ６０の応答時間は、通常は低速になる。

検出素子１２を流れる電流は電流センサ４９によって測定され、この電流によって検出素子１２両端に生じる電圧Ｖ_１は、配線８２および８６でノード８０および９２に接続されたセンサ４８で測定される。素子１２および１４は、それぞれ配線９０および１０５によってノード９２および９８に接続され、配線８６が、ノード９４によって接地に接続されている。センサ４８ならびに乗算器６６および６８は、電流ＩＳのすべてが検出素子１２を通って流れるよう、高い入力インピーダンスを有している。先の実施形態と同様、電流および電圧パラメータをデータベース照合において使用し、素子１２および１４が露出されている圧力を決定できる。

ゲージ６０は、図６に示すゲージについて説明と同様の方法で校正される。この校正では、検出素子１２は、測定対象である圧力および温度範囲全体にわたって広がる一連の既知の代表圧力および周囲温度に露出される。検出素子１２の両端の電圧降下は電圧計４８によって測定され、検出素子１２を流れる電流は電流計４９によって測定され、同時に、抵抗ＲＳおよびＲ＋ＲＣは、例えばＲＳ＝Ｒ＋ＲＣなどの所定の平衡状態に保たれる。これらの値がプロットされ、図６に関して説明した３次元のデータ・テーブルおよび幾何面が生成される。

結果として、使用時、検出素子１２の両端電圧および電流を測定し、次いで図６のゲージに関して説明した方法を使用することによって、未知の圧力を決定できる。例えば、測定された電圧および電流値は、特定の電圧および電流値に対する圧力値を含む格納された校正データと比較される。通常は、電圧および電流の測定値は、格納されたデータに含まれている値のいずれとも、正確には一致しない。したがって、圧力測定値は、格納されている電圧／電流／圧力補償データの補間によって決定される。好ましくは、式（２７）などの近似式を用いて補間を実行する。式（２７）をプロセッサに格納することによって、検出素子１２の両端電圧および電流の測定値から、圧力を自動的に計算できる。図６のゲージと同様、電圧および電流以外の量を用いて、本発明の技術的範囲内で圧力を決定することもできる。

図８を参照すると、ゲージ１２５は本発明によるゲージの１つの実施形態であり、乗算器６６の正（＋）の入力が図のようにノード１０２から素子１４と１５の間に位置する新しいノード１２０に移動している点で、ゲージ６０（図７）と異なる。さらに、利得Ｋを有する第３の乗算器１２１が備えられている。乗算器１２１は、図のようにノード１０２および新しいノード１１９（素子１４と１５の間に位置している）に接続されている。このように構成すれば、素子１４と１５の間の配線１０３の抵抗は、素子１５の抵抗Ｒに不確実な増分値を追加しない。したがって、必要であれば配線１０３を長いワイヤとすることができ、ノード１１９と１２０の間の抵抗を、ゲージ１２５の正確さに対しほぼ無関係に保つことができる。これにより、素子１５を、トランスデューサではなく電子機器パッケージのプリント回路基板上などのより便利な位置に配置できるようになり、補償素子１４の終端の抵抗をそれほど厳重に制限する必要がなくなる。さらに、素子１５をトランスデューサから離して配置することにより、素子１５を温度がより安定している環境中に配置でき、意図しない温度感度を最小にすることができる。素子１５の抵抗Ｒの値は、素子１５の両端の電圧降下を、乗算器１２１による任意の値Ｋによって乗算して所望の結果を得ることができるため、コスト、便利さ、または入手の可能性に基づいて選択できる。

本発明のさらに別の実施形態は、検出素子１２および温度補償素子１４が抵抗ならびに長さにおいて異なるように構成できる。検出素子１２および温度補償素子１４は、温度補償素子１４の抵抗が検出素子１２よりもわずかに小さく、例えば最大約１０％小さくなるように構成できる。いくつかの状況において、検出素子１２よりもわずかに小さい抵抗を有する補償素子１４は、検出素子１２と一致する抵抗を有する補償素子１４に対し、さらに改良された圧力信号の周囲温度補償を実現できることが見出されている。

検出素子１２および補償素子１４が等しい長さおよび抵抗を有している１つの実施形態においては、補償素子１４の抵抗は、補償素子１４と電気的に並列に接続され、かつ通常は検出または測定される環境の外部に配置されるトリム抵抗器１２６によって、所望の値に下げることができる。図９は、図７の回路に示した補償素子１４に並列接続されたトリム抵抗器１２６の例を示しており、並列トリム抵抗１２６が、配線１２４およびノード１２２を経由して配線１０３に接続され、配線１２８およびノード１３０を経由して配線１０５に接続されている。並列トリム抵抗１２６が補償素子１４と並列であるとき、抵抗１２６は補償素子１４の一部となる。１つの実施形態においては、補償素子１４は検出素子１２よりも約４．５％小さい抵抗を有ることにより、約３００ｍＴｏｒｒに最適化された温度補償を実現している。並列トリム抵抗１２６を補償素子１４と並列に追加することにより、補償素子１４の抵抗の温度係数および回路区間のΩ（オーム）／℃の両者が変化する。

別の実施形態においては、補償素子１４は検出素子１２と同一材料で作られ、ほぼ同一直径であるが、長さがわずかに短いため、検出素子１２に比べてより低い抵抗を有する。長さの差は、一定の温度範囲にわたる容量式ダイアフラム・ゲージとの比較によって経験的に決定される。長さの不一致の大きさは十分に小さいため、検出素子１２と補償素子１４とは依然として同一温度応答および物理的特性を有するが、短い補償素子１４はより良好な温度補償を可能にする。１つの実施形態においては、補償素子１４は検出素子１２よりも約６．４％短く（抵抗が約６．４％小さい）、約１Ｔｏｒｒに最適化されたセンサ電圧曲線を温度補償する。短い補償素子１４は、検出素子１２と同一の抵抗温度係数（Ω／Ω／℃）を有するが、Ω／℃は異なる。

最適な長さ、および検出素子１２と補償素子１４との間の抵抗の不一致は、さまざまなゲージの間で、長さ、位置、ならびに検出素子１２および補償素子１４の間隔、および他の部品への近接度合いに応じて変更できる。この長さの不一致は、先に述べた回路のいずれにも使用できる。

並列トリム抵抗器１２６は、補償素子１４の長さすなわち抵抗が検出素子１２より小さいが、所望する完全な程度に達していない状況において、補償素子１４の抵抗を下げるために使用できる。さらに、検出素子１２に対する補償素子１４の長さすなわち抵抗が所望の値より小さい場合、代わりに並列トリム抵抗器１２６を検出素子１２と並列に配置することにより、検出素子１２の抵抗を小さくして補償素子１４の抵抗を検出素子１２の抵抗に対して増加させ、相対的な抵抗値を所望の範囲内にすることができる。このような場合には、並列トリム抵抗１２６が検出素子１２の一部となる。以上、並列トリム抵抗１２６を、図７の回路に使用するものとして説明したが、並列トリム抵抗１２６を、すでに説明した他のあらゆる回路に使用できることは理解されるであろう。

本発明を好ましい実施形態により図示し詳細に説明してきたが、当業者には、添付の特許請求項に定義された本発明の範囲から逸脱することなく、形態または細部にさまざまな変更を加えるのが可能であることは理解されるであろう。

例えば、本発明の種々の実施形態の特徴は相互に置き換えるか、または組み合わせることができる。さらに、ゲージ６０および１２５では、素子１２、１４および１５にＤＣ電流を供給するとして説明したが、本発明の別の実施形態では、素子１２、１４および１５にＡＣ電流を供給することが含まれる。また、特定の寸法および仕様を示しているが、寸法および仕様はその時々の状況に応じて変更できることは理解されるであろう。

従来のピラニゲージを簡略化して示した図である。 従来のピラニゲージを簡略化して示した図である。 本発明の発明者らの調査により見出された従来のピラニゲージの熱損失の各成分を示すグラフである。 検出素子に細線ワイヤを使用する従来のピラニゲージの概略図である。 本発明により改良された熱損失式ゲージの一部である。 図４Ａに示した部分の断面図である。 本発明により改良された熱損失式ゲージの端部の拡大断面図であり、検出素子および補償素子の支持および接続を示している。 熱伝導板ならびに検出素子および補償素子の間隔をそれぞれ維持するための、本発明による機構の１つの実施形態を示す断面図である。 本発明による検出素子の独立加熱構成を示す概略図である。 本発明による検出素子の別の独立加熱構成を示す概略図である。 本発明による検出素子のさらに別の独立加熱構成を示す概略図である。 本発明の1つの実施形態における図７の回路の一部の概略図であり、補償素子と並列にトリム抵抗器が接続されている。

Claims (14)

1. ある環境における気体圧力を測定する熱損失式ゲージであって、
   抵抗性検出素子と、
   前記検出素子と共に回路を形成し、ほぼ一致する環境に露出される抵抗性補償素子と、
   前記検出素子および前記補償素子に接続されて前記各素子を流れる電流を供給する電源と、
   前記検出素子および補償素子の電気的応答に基づいて、この検出素子および補償素子が露出されている前記環境の気体圧力を決定するための、前記検出素子および前記補償素子に接続された測定回路とを備え、
   前記検出素子を流れる電流が前記補償素子を流れる電流より大幅に大きく、前記検出素子および前記補償素子の長さが異なっているゲージ。
2. 請求項１において、前記補償素子の長さが前記検出素子よりも短いゲージ。
3. 請求項２において、前記検出素子および前記補償素子は、補償素子の抵抗が検出素子よりも約５％〜８％低い抵抗を有するように構成されているゲージ。
4. 請求項３において、前記検出素子および前記補償素子は、補償素子の抵抗が検出素子よりも約６％〜７％低い抵抗を有するように構成されているゲージ。
5. 請求項２において、前記補償素子の長さは前記検出素子よりも約５％〜８％短いゲージ。
6. 請求項５において、前記補償素子の長さは前記検出素子よりも約６％〜７％短いゲージ。
7. 請求項１において、前記補償素子の抵抗をより低くするため、並列抵抗が前記検出素子および前記補償素子の一方の両端に配置されているゲージ。
8. ある環境における気体圧力を測定する方法であって、
   抵抗性検出素子を設け、
   前記検出素子と共に回路を形成し、ほぼ一致する環境に露出される抵抗性補償素子を設け、
   前記検出素子を流れる電流が前記補償素子を流れる電流よりも大幅に大きい状態で、電源から前記検出素子および前記補償素子を流れる電流を供給し、
   前記検出素子および前記補償素子の長さが異なるように構成し、
   前記検出素子および前記補償素子に接続された測定回路によって、この検出素子および補償素子の電気的応答に基づいて、前記検出素子および前記補償素子が露出されている前記環境の気体圧力を測定することを含む、気体圧力測定方法。
9. 請求項８において、さらに、前記補償素子の長さを前記検出素子よりも短くなるように構成することを含む、気体圧力測定方法。
10. 請求項９において、さらに、前記検出素子および前記補償素子を、前記補償素子が前記検出素子よりも約５％〜８％低い抵抗を有するように構成することを含む、気体圧力測定方法。
11. 請求項１０において、さらに、前記検出素子および前記補償素子を、前記補償素子が前記検出素子よりも約６％〜７％低い抵抗を有するように構成することを含む、気体圧力測定方法。
12. 請求項９において、さらに、前記補償素子の長さを前記検出素子よりも約５％〜８％短くすることを含む、気体圧力測定方法。
13. 請求項１２において、さらに、前記補償素子の長さを前記検出素子よりも約６％〜７％短くすることを含む、気体圧力測定方法。
14. 請求項１２において、さらに、前記検出素子および前記補償素子の一方の両端に並列抵抗を配置して、前記補償素子の抵抗を低くすることを含む、気体圧力測定方法。

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