JP2006340508A - 直流安定化電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電源装置内部で消費される電力を十分に削減することができる直流安定化電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】 外部からの入力電圧Ｖｉｎを受ける出力トランジスタ２と、当該直流安定化電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔが安定化するように出力トランジスタ２を制御する制御回路４ｃと、を備えた直流安定化電源装置において、入力電圧Ｖｉｎを降圧し、その降圧によって得られた電圧を、制御回路４ｃを駆動するための電圧として出力する電圧供給回路３ｃを備えている。電圧供給回路３ｃは、入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力するチャージポンプ回路により構成されている。
【選択図】 図４

Description

本発明は、安定化された電圧を出力する直流安定化電源装置に関する。

従来から、入力や負荷の変動、或いは周囲環境の変化に拘わらず、負荷へ安定した電圧を供給可能な電源装置として、直流安定化電源装置が広く使用されている。そして、近年では、コンピュータＡＶ機器などのデジタル回路を備えた機器が急速に普及しており、これらの機器では、直流安定化電源装置が不可欠になっている。また、これらの機器においては、バッテリーの長寿命化、環境問題により機器の省エネルギー化が不可欠になってきており、これに伴って直流安定化電源装置についても低消費電流化が求められている。

上記直流安定化電源装置には、出力トランジスタを一種の可変抵抗として用いることにより入力電圧を降下させて出力するドロッパ型安定化電源装置と、出力トランジスタをオン/オフするデューティ比を制御することにより、出力電圧を安定化させるチョッパ型安定化電源装置（スイッチング型安定化電源装置）とがある。

前記のドロッパ型安定化電源装置（ドロッパ型レギュレータ）においては、トランジスタの電圧降下を利用して出力電圧を安定化させるため、電圧降下分が熱として放出される。このため、ドロッパ型安定化電源装置は、入出力間電圧差が大きいときには特に効率が良好であるとは言えないが、一方において設計が容易であり、また、ノイズが小さいため、用途が限定されにくいという利点を有している。

また、後記のチョッパ型安定化電源装置（チョッパ型レギュレータ）は、出力トランジスタをスイッチングし、そのスイッチングのデューティ比により出力制御を行うので、入出力間の電圧差が大きい用途で効率が良いという利点がある。

また、安定化電源装置は、過熱保護機能、過電流保護機能、ソフトスタート機能などの多くの機能を備えていると共に該機能を実現するための保護回路を内蔵している。

ドロッパ型安定化電源装置の従来例を、図１０を参照して説明する。従来のドロッパ型安定化電源装置１０１（以下、単に「電源装置１０１」と記す）は、出力トランジスタ１０２と、制御回路１０４と、制御回路１０４を駆動するための電圧を供給する定電圧回路１３１と、を有して構成される。また、制御回路１０４は、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する基準電圧源１２６、誤差増幅器１２５、ドライブ用トランジスタ１３３、過熱保護回路１１８、過電流保護回路１１９、ＯＲ回路１２０及びトランジスタ１３４から構成される。

直流電源５から出力される入力電圧Ｖｉｎは出力トランジスタ１０２のエミッタと定電圧回路１３１に与えられている。尚、直流電源５の出力はコンデンサ６を介して接地されている。電源装置１０１の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧抵抗７及び８により分圧して得られた電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差は、誤差増幅器１２５によって増幅される。そして、誤差増幅器１２５がドライブ用トランジスタ１３３を介して出力トランジスタ１０２のベース電流を制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に保たれる。負荷１０は、出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として動作する。尚、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される端子は、コンデンサ９を介して接地されている。

また、異常時においては、内部の保護機能により電源装置１０１が保護されるようになっている。例えば、過熱保護回路１１８は、重負荷による内部発熱の増加、あるいは周囲温度の異常高温化等に起因して出力トランジスタ１０２のジャンクション温度が一定温度以上に高くなることを防ぐべく、ジャンクション温度が該一定温度に達した場合に出力トランジスタ１０２を強制的にオフとする。また、過電流保護回路１１９は、電源装置１０１を過電流から保護するべく、ある一定以上の電流が流れないように出力電流を制限する。

過熱保護又は過電流保護が機能すると、過熱保護回路１１８又は過電流保護回路１１９からハイレベルの信号がＯＲ回路１２０に与えられ、トランジスタ１３４がオンとなってドライブ用トランジスタ１３３のベース電圧がローレベル（例えば、０．１Ｖ）となる。この結果、出力トランジスタ１０２のベース電流が遮断されて、電源装置１０１の出力がオフとなる。

定電圧回路１３１は、定電圧ダイオード等を用いて、入力電圧Ｖｉｎを制御回路１０４の電源電圧に定電圧化させる回路である。入力電圧Ｖｉｎを１２Ｖ、定電圧回路１３１の出力電圧（即ち、制御回路１０４の電源電圧）を２．７Ｖ、制御回路１０４の消費電流を１０ｍＡとした場合、制御回路１０４を駆動するために消費される電力は、１２Ｖ×１０ｍＡ＝１２０ｍＷ、となる。

また、下記特許文献１には、過熱保護等の保護が不要なときに保護回路への電源供給を遮断するレギュレータが開示されている。

特開２００５−６４４２号公報

上記の如く、図１０の電源装置１０１においては、制御回路１０４を駆動するために比較的大きな電力が消費されてしまう。また、上記特許文献１のレギュレータにおいては、保護が不要なときに保護回路への電源供給が遮断されるため、消費電力の削減が見込める。しかしながら、保護回路以外の制御回路の消費電力は削減されないため、消費電力削減効果としては、必ずしも十分と言えない。

本発明は、上記の点に鑑み、電源装置内部で消費される電力を十分に削減することができる直流安定化電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る直流安定化電源装置は、外部からの入力電圧を受ける出力素子と、当該直流安定化電源装置の出力電圧が安定化するように前記出力素子を制御する制御回路と、を備えた直流安定化電源装置において、前記入力電圧を降圧し、その降圧によって得られた電圧を、前記制御回路を駆動するための電圧として出力する電圧供給回路を備え、前記電圧供給回路は、前記入力電圧を降圧して出力するチャージポンプ回路により構成されていることを特徴とする。

上記構成によれば、入力電圧が、一旦、チャージポンプ回路にて降圧されてから（必要に応じて更に定電圧回路等を介して）、制御回路に供給される。これにより、制御回路を駆動するために電源装置内部にて消費される電力が削減される。

また、例えば、当該直流安定化電源装置の出力電流の大きさを検出する出力電流検出回路を更に備え、前記電圧供給回路は、検出された前記出力電流の大きさに応じて、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる。

また、例えば、前記出力素子は、バイポーラトランジスタであり、当該直流安定化電源装置は、そのバイポーラトランジスタのベース電流の大きさを検出するベース電流検出回路を更に備え、前記電圧供給回路は、検出された前記ベース電流の大きさに応じて、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる。

また、例えば、当該直流安定化電源装置の負荷は、互いに消費電力が異なる複数の動作状態にて動作し、前記電圧供給回路は、前記負荷の動作状態を示す外部信号に応じて、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる。

これにより、出力電流が増加したときに生じうる電圧供給回路の電流供給不足が解消される。

具体的には、例えば、前記チャージポンプ回路は、直列接続された複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子の夫々のオン／オフを制御する駆動回路と、を備え、前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチング素子の内、一部のスイッチング素子をオンとする割合を増加させる従って、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量が増加するように構成されており、前記駆動回路が、その一部のスイッチング素子をオンとする割合を変化させることにより、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる。

また、例えば、当該直流安定化電源装置の出力電流の大きさを検出する出力電流検出回路を更に備え、前記電圧供給回路は、検出された前記出力電流の大きさが所定の第１閾値以下となっているとき、前記入力電圧を降圧することによって得られた電圧を当該直流安定化電源装置の負荷に供給する一方で、前記制御回路への電圧の供給を遮断するようにしてもよい。

また、例えば、前記出力素子はバイポーラトランジスタであり、当該直流安定化電源装置は、そのバイポーラトランジスタのベース電流の大きさを検出するベース電流検出回路を更に備え、前記電圧供給回路は、検出された前記ベース電流の大きさが所定の第２閾値以下となっているとき、前記入力電圧を降圧することによって得られた電圧を当該直流安定化電源装置の負荷に供給する一方で、前記制御回路への電圧の供給を遮断するようにしてもよい。

また、例えば、当該直流安定化電源装置の負荷の動作状態には、第１動作状態と第１動作状態よりも消費電力が少ない第２動作状態とが含まれ、前記電圧供給回路は、前記負荷の動作状態を示す外部信号が第２動作状態を示しているとき、前記入力電圧を降圧することによって得られた電圧を当該直流安定化電源装置の負荷に供給する一方で、前記制御回路への電圧の供給を遮断するようにしてもよい。

検出された前記出力電流の大きさが所定の第１閾値以下となっているとき、検出された前記ベース電流の大きさが所定の第２閾値以下となっているとき、或いは前記負荷の動作状態を示す外部信号が第２動作状態を示しているときは、負荷の消費電力は比較的小さくなっている。このような場合、電圧供給回路が負荷に電力を供給するようにし、制御回路への電圧の供給を遮断すれば、制御回路にて消費される電力がゼロとなり、更に消費電力が削減される。

また、例えば、前記直流安定化電源装置は、チョッパ型の直流安定化電源装置である。

上述した通り、本発明に係る直流安定化電源装置によれば、電源装置内部で消費される電力を十分に削減することが可能となる。

＜＜第１実施形態＞＞
以下、本発明に係る直流安定化電源装置の第１実施形態について説明する。図１は、第１実施形態の直流安定化電源装置１（以下、単に「電源装置１」と記す）の回路図である。

電源装置１は、出力素子としての出力トランジスタ２と、該出力トランジスタ２を制御する制御回路４と、制御回路４を駆動するための電源電圧を制御回路４に供給する電圧供給回路３と、を有して構成される。

直流電源５から出力される入力電圧Ｖｉｎは、入力端子１１を介してＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである出力トランジスタ２のエミッタと電圧供給回路３に与えられる。尚、直流電源５の出力はコンデンサ６を介して接地されている（基準電位であるグランドに接続されている）。出力トランジスタ２のコレクタは出力端子１２に接続されており、該出力端子１２は負荷１０に接続されていると共に、分圧抵抗７と分圧抵抗８とから成る直列回路とコンデンサ９を介して接地されている。出力端子１２からは電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることになり、この出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として負荷１０は動作する。

分圧抵抗７と分圧抵抗８との接続点における電圧は、フィードバック電圧としてフィードバック端子１３を介して制御回路４に与えられている。制御回路４は、該フィードバック電圧が定められた電圧に保たれるように、出力トランジスタ２のベース電流を制御する（ベース電位を制御する）。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の一定電圧に安定化される。

電圧供給回路３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧し、その降圧によって得られた電圧を、制御回路４を駆動するための電源電圧として出力する。このため、図１０に示す従来の直流安定化電源装置と比べて、「（入力電圧Ｖｉｎ−制御回路４の電源電圧）×制御回路４の消費電流」、にて算出される電力分の損失が軽減され、これによって電源装置自体の消費電力が削減される。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第２実施形態について説明する。図２は、第２実施形態の直流安定化電源装置１ａ（以下、単に「電源装置１ａ」と記す）の回路図である。

電源装置１ａは、出力素子としての出力トランジスタ２と、該出力トランジスタ２を制御する制御回路４と、制御回路４を駆動するための電源電圧を制御回路４に供給するチャージポンプ回路３ａと、を有して構成される。つまり、電源装置１ａにおいては、制御回路４の電源電圧を供給する電圧供給回路がチャージポンプ回路３ａによって構成されている。図２において、その他の回路構成及び各部位の動作は、図１におけるそられと同一であるため、重複する説明を省略する。図２において、図１と同一の部分には同一の符号を付している。

制御回路４は、分圧抵抗７と分圧抵抗８との接続点の電圧（フィードバック電圧）が定められた電圧に保たれるように、出力トランジスタ２のベース電流を制御する（ベース電位を制御する）。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の一定電圧に安定化される。

チャージポンプ回路３ａは、入力電圧Ｖｉｎの供給を受け、例えば、Ｖｉｎの２分の１に相当する電圧を、電源電圧として制御回路４に供給する。つまり、チャージポンプ回路３ａは、入力電圧Ｖｉｎを降圧し、その降圧によって得られた電圧を、制御回路４を駆動するための電源電圧として出力する。このため、図１０に示す従来の直流安定化電源装置と比べて、「（入力電圧Ｖｉｎ−制御回路４の電源電圧）×制御回路４の消費電流」、にて算出される電力分の損失が軽減され、これによって電源装置自体の消費電力が削減される。

＜＜第３実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第３実施形態について説明する。図３は、第３実施形態の直流安定化電源装置１ｂ（以下、単に「電源装置１ｂ」と記す）の回路図である。図３において、図１と同一の部分には同一の符号を付してある。

電源装置１ｂは、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである出力トランジスタ１６と、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタであるトランジスタ１７と、出力トランジスタ１６を制御する制御回路４ｂと、制御回路４ｂを駆動するための電圧を出力する電圧供給回路３ｂと、電圧供給回路３ｂの出力電圧を所定の電圧に定電圧化し、その定電圧化された電圧を電源電圧として制御回路４ｂに供給する定電圧回路２９と、を有して構成される。定電圧回路２９は、例えば、定電圧ダイオード或いはシャントレギュレータ等から構成される。

制御回路４ｂは、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する基準電圧源２６、誤差増幅器（ＥＲＲＯＲ ＡＭＰ．）２５、発振回路２３、ＰＷＭコンパレータ（ＰＷＭ ＣＯＭＰ．）２４、フリップフロップ２２、ＮＡＮＤ（ナンド）回路２１、過電流保護のための過電流保護回路１９、異常時の発熱から保護する過熱保護回路１８、及びＯＲ（オア）回路２０から構成されている。

直流電源５から出力される入力電圧Ｖｉｎは入力端子１１に印加されており、該入力端子１１は、出力トランジスタ１６のコレクタ及びトランジスタ１７のエミッタに接続されていると共に、電圧供給回路３ｂに接続されている。尚、直流電源５の出力はコンデンサ６を介して接地されている（基準電位であるグランドに接続されている）。

出力トランジスタ１６のエミッタは出力端子１２に接続されており、該出力端子１２は、ダイオード２７のカソードとコイル２８の一端に共通接続されている。コイル２８の他端は、コンデンサ９を介して接地されていると共に分圧抵抗７と分圧抵抗８とから成る直列回路を介しても接地され、更に負荷１０に接続されている。尚、ダイオード２７のアノードは接地されている。

分圧抵抗７と分圧抵抗８との接続点における電圧は、フィードバック電圧としてフィードバック端子１３を介して誤差増幅器２５の反転入力端子（−）に与えられている。誤差増幅器２５の非反転入力端子（＋）には上記基準電圧Ｖｒｅｆが与えられており、誤差増幅器２５は、フィードバック電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧誤差を増幅する。ＰＷＭコンパレータ２４において、非反転入力端子（＋）には誤差増幅器２５の出力電圧が与えられており、反転入力端子（−）には発振回路２３が出力する三角波が与えられている。ＰＷＭコンパレータ２４は、その三角波と誤差増幅器２５の出力電圧とを比較することにより、パルス幅変調された信号をＮＡＮＤ回路２１を介して出力トランジスタ１６に供給する。

出力トランジスタ１６がオンの時には、入力端子１１から出力トランジスタ１６を介してコイル２８に電流が流れ、コイル２８にエネルギ−が蓄えられると共に、コイル２８を介して電流が負荷１０に供給される。一方、出力トランジスタ１６がオフの時には、コイル２８に蓄えられたエネルギーがダイオード２７を介して放出される。このような動作により、フィードバック電圧は基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように保たれ、負荷１０とコンデンサ９と分圧抵抗７との接続点の電圧、即ち、電源装置１ｂの出力電圧Ｖｏｕｔは一定に保たれる。負荷１０は、この出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として所定の動作を行う。上記のように、電源装置１ｂは、チョッパ型の直流安定化電源となっている。電源装置１ｂにおいて、直流電圧Ｖｏｕｔを得るためには、ダイオード２７、コイル２８及びコンデンサ９が必要となるため、ダイオード２７、コイル２８及びコンデンサ９は、電源装置１ｂに備えられているものと考えても構わない。

過熱保護回路１８は、本発明に係る電源装置（本実施形態では、電源装置１ｂ）を構成する特定の部品の温度を監視し、その温度が所定の閾値温度を超えたときに、ハイレベルの電圧を出力することにより、出力トランジスタ１６を強制的にオフとして電源装置（本実施形態では、電源装置１ｂ）を保護するものである。例えば、負荷が重くなることによる内部発熱の増加、或いは周囲温度の異常な高温化により出力トランジスタ（本実施形態では、出力トランジスタ１６）のジャンクション温度が所定の閾値温度に達した場合（達したと推測される場合）、過熱保護回路１８はハイレベルの電圧を出力する。これにより、出力トランジスタの熱破損が防止される。

過電流保護回路１９は、電源装置（本実施形態では、電源装置１ｂ）を過電流から保護するべく、出力端子１２から流れる出力電流が所定の制限電流を超えないように出力電流を制限するためのものである。出力電流が該制限電流に達したとき、過電流保護回路１９は、ハイレベルの電圧を出力することにより、出力トランジスタ１６を強制的にオフとする。

上記の動作を実現するために、過熱保護回路１８の出力はＯＲ回路２０の一方の入力端子に与えられると共に、過電流保護回路１９の出力はＯＲ回路２０の他方の入力端子に与えられている。ＯＲ回路２０の出力は、フリップフロップ２２のセット端子に接続され、フリップフロップ２２の反転出力端子は、ＮＡＮＤ回路２１の一方の入力端子に接続されている。また、ＰＷＭコンパレータ２４の出力が、ＮＡＮＤ回路２１の他方の入力端子に接続されている。フリップフロップ２２において、セット端子がハイレベルになると、反転出力端子からはローレベルの電圧信号が出力され、そのローレベルの電圧信号は、フリップフロップ２２のリセット端子の入力がハイレベルになるまで維持される。また、発振回路２３が生成する三角波の周期に同期した矩形波が、フリップフロップ２２のリセット端子に与えられている。ＮＡＮＤ回路２１の出力は、トランジスタ１７のベースに接続され、トランジスタ１７のコレクタは、出力トランジスタ１６のベースに接続されている。

電圧供給回路３ｂは、入力電圧Ｖｉｎを降圧し、その降圧によって得られた電圧を定電圧回路２９を介して制御回路４ｂに供給することにより、制御回路４ｂを駆動する。このため、図１０に示す従来の直流安定化電源装置と比べて、「（入力電圧Ｖｉｎ−電圧供給回路３ｂの出力電圧）×制御回路４ｂの消費電流」、にて算出される電力分の損失が軽減され、これによって電源装置自体の消費電力が削減される。

＜＜第４実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第４実施形態について説明する。図４は、第４実施形態の直流安定化電源装置１ｃ（以下、単に「電源装置１ｃ」と記す）の回路図である。図４において、図１及び図３と同一の部分には同一の符号を付し、（原則として）重複する説明を省略する。

電源装置１ｃは、出力素子としての出力トランジスタ２と、該出力トランジスタ２を制御する制御回路４ｃと、制御回路４ｃを駆動するための電圧を出力する電圧供給回路３ｃと、電圧供給回路３ｃの出力電圧を所定の電圧に定電圧化し、その定電圧化された電圧を電源電圧として制御回路４ｃに供給する定電圧回路３１と、出力電流検出回路３２と、を有して構成される。定電圧回路３１は、例えば、定電圧ダイオード或いはシャントレギュレータ等から構成される。

制御回路４ｃは、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する基準電圧源２６、誤差増幅器２５、過熱保護回路１８、過電流保護回路１９、ＯＲ回路２０、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであるドライブ用トランジスタ３３、及びＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであるトランジスタ３４を有して構成されている。

直流電源５から出力される入力電圧Ｖｉｎは、入力端子１１を介して出力トランジスタ２のエミッタと電圧供給回路３ｃに与えられる。尚、直流電源５の出力はコンデンサ６を介して接地されている（基準電位であるグランドに接続されている）。出力トランジスタ２のコレクタは、出力電流検出回路３２を介して出力端子１２に接続されている。該出力端子１２は負荷１０に接続されていると共に、分圧抵抗７と分圧抵抗８とから成る直列回路とコンデンサ９を介して接地されている。出力端子１２からは電源装置１ｃの出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることになり、この出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として負荷１０は動作する。

分圧抵抗７と分圧抵抗８との接続点における電圧は、フィードバック電圧としてフィードバック端子１３を介して誤差増幅器２５の反転入力端子（−）に与えられている。誤差増幅器２５の非反転入力端子（＋）には上記基準電圧Ｖｒｅｆが与えられており、誤差増幅器２５は、フィードバック電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧誤差を増幅する。

ドライブ用トランジスタ３３において、コレクタは出力トランジスタ２のベースに接続され、ベースは誤差増幅器２５の出力に接続され、エミッタは接地されている。このため、フィードバック電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように、出力トランジスタ２のベース電流が制御され（ベース電位が制御され）、この結果、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の一定電圧に保たれる。

過熱保護回路１８は、本発明に係る電源装置（本実施形態では、電源装置１ｃ）を構成する特定の部品の温度を監視し、その温度が所定の閾値温度を超えたときに、ハイレベルの電圧を出力することにより、出力トランジスタ２を強制的にオフとして電源装置（本実施形態では、電源装置１ｃ）を保護するものである。例えば、負荷が重くなることによる内部発熱の増加、或いは周囲温度の異常な高温化により出力トランジスタ（本実施形態では、出力トランジスタ２）のジャンクション温度が所定の閾値温度に達した場合（達したと推測される場合）、過熱保護回路１８はハイレベルの電圧を出力する。これにより、出力トランジスタの熱破損が防止される。

過電流保護回路１９は、電源装置（本実施形態では、電源装置１ｃ）を過電流から保護するべく、出力端子１２から流れる出力電流が所定の制限電流を超えないように出力電流を制限するためのものである。出力電流が該制限電流に達したとき、過電流保護回路１９は、ハイレベルの電圧を出力することにより、出力トランジスタ２を強制的にオフとする。

過熱保護回路１８と過電流保護回路１９とＯＲ回路２０との接続関係は、図３の電源装置１ｂにおけるものと同一となっている。そして、トランジスタ３４において、ベースはＯＲ回路２０の出力に接続され、コレクタはドライブ用トランジスタ３３のベースに接続され、エミッタは接地されている。このため、過熱保護及び／又は過電流保護が機能し、過熱保護回路１８及び／又は過電流保護回路１９からハイレベルの信号が出力されると、トランジスタ３４がオンとなってドライブ用トランジスタ３３のベース電圧がローレベル（例えば、０．１Ｖ）となる。この結果、出力トランジスタ２のベース電流が遮断されることになり、電源装置１ｃは過熱及び過電流から保護される。

電圧供給回路３ｃは、コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３と、夫々がＭＯＳトランジスタ（絶縁ゲート型の電界効果トランジスタ）等から構成されたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動する駆動回路３０と、から構成されたチャージポンプ回路である。

スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、この順番で直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４から成る直列回路の両端には、入力電圧Ｖｉｎが印加されている。スイッチング素子Ｓ１とＳ２との接続点と反対側のスイッチング素子Ｓ１の端子は、入力端子１１に接続されており、スイッチング素子Ｓ３とＳ４との接続点と反対側のスイッチング素子Ｓ４の端子は、接地されている。スイッチング素子Ｓ１とＳ２との接続点は、コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｓ３とＳ４との接続点に接続されていると共に、コンデンサＣ３を介して接地されている。スイッチング素子Ｓ２とＳ３との接続点は、コンデンサＣ２を介して接地されている。スイッチング素子Ｓ１とＳ２との接続点の電圧は、電圧供給回路３ｃの出力電圧として定電圧回路３１に与えられている。また、コンデンサＣ１とＣ２の静電容量は、例えば同じとなっている。

駆動回路３０は、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３がオン且つスイッチング素子Ｓ２及びＳ４がオフの状態と、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３がオフ且つスイッチング素子Ｓ２及びＳ４がオンの状態と、が交互に繰り返されるように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフを制御する。

まず、スイッチング素子Ｓ１とＳ３をオンとすることにより、コンデンサＣ１とＣ２が入力電圧Ｖｉｎによって充電される。次に、スイッチング素子Ｓ１とＳ３をオフとする一方で、スイッチング素子Ｓ２とＳ４をオンとする。これにより、入力電圧Ｖｉｎの１／２の電圧が定電圧回路３１に供給されることになる。尚、駆動回路３０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフを制御するための電源電圧として入力電圧Ｖｉｎの供給を受けている。

入力電圧Ｖｉｎを１２Ｖとした場合、電圧供給回路３ｃの出力電圧は６Ｖ（略６Ｖ）となる。そして、定電圧回路３１は、この６Ｖの電圧を、例えば２．７Ｖに降圧し、その降圧によって得られる電圧を制御回路４ｃ（具体的には、過熱保護回路１８、過電流保護回路１９、ＯＲ回路２０、誤差増幅器２５及び基準電圧源２６）に電源電圧として供給する。尚、電圧供給回路３ｃと定電圧回路３１を併せたものを、電圧供給回路と捉えてもよい。

制御回路４ｃの消費電流を１０ｍＡとした場合、制御回路４ｃを駆動するために消費される電力は、（電圧供給回路３ｃの出力電圧）×制御回路４ｃの消費電流＝６Ｖ×１０ｍＡ＝６０ｍＷ、となる。他方、図１０に示す従来の直流安定化電源装置の如く、入力電圧Ｖｉｎを定電圧回路に直接与えた場合、制御回路４ｃを駆動するために消費される電力は、入力電圧Ｖｉｎ×制御回路４ｃの消費電流＝１２Ｖ×１０ｍＡ＝１２０ｍＷ、となる。即ち、電圧供給回路３ｃを採用することにより、１２０ｍＷ−６０ｍＷ＝６０ｍＷ、の消費電力が削減され、省エネルギー化が実現される。

また、出力電流検出回路３２は、例えば、出力トランジスタ２のコレクタと出力端子１２とを接続する線路に直列に介在するシャント抵抗によって構成されていて、そのシャント抵抗における電圧降下に基づいて出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｃの出力電流）の大きさを検出する。そして、その出力電流の検出結果を駆動回路３０に伝達する。

駆動回路３０は、その出力電流が比較的小さい時はスイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を比較的小さくし、その出力電流が比較的大きい時はスイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を比較的大きくする。即ち、出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｃの出力電流）の大きさが増加するにつれて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を増加させる。スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合が増加すれば、電圧供給回路３ｃの供給可能電流量が増大する。即ち、電圧供給回路３ｃが定電圧回路３１（制御回路４ｃ）に供給することができる電流量が増大する。

出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｃの出力電流）が増加すれば、ドライブ用トランジスタ３３を駆動するために必要な電流も増加し、制御回路４ｃ自体の消費電流も増大するため、電圧供給回路３ｃの電流供給不足が懸念される。

しかしながら、上記の如く、電流供給回路３ｃは、出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｃの出力電流）に応じて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を変化させることにより、電圧供給回路３ｃの供給可能電流量を変化させる。この結果、出力電流が増加したときに生じうる電圧供給回路３ｃの電流供給不足が解消される。

＜＜第５実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第５実施形態について説明する。図５は、第５実施形態の直流安定化電源装置１ｄ（以下、単に「電源装置１ｄ」と記す）の回路図である。図５において、図４と同一の部分には同一の符号を付し、（原則として）重複する説明を省略する。

電源装置１ｄは、出力トランジスタ２と、制御回路４ｃと、電圧供給回路３ｃと、定電圧回路３１と、ベース電流検出回路３５と、を有して構成される。図５の電源装置１ｄの回路構成及び動作は、図４の電源装置１ｃの回路構成及び動作に類似しており、図５の全体の回路構成及び動作も、図４の全体の回路構成及び動作に類似している。図５の電源装置１ｄ（図５の全体）が図４の電源装置１ｃ（図４の全体）と相違している点は、図４の出力電流検出回路３２がベース電流検出回路３５に置換されている点である。特記なき限り、その他の点において、図５の電源装置１ｄ（図５の全体）の回路構成及び動作は、図４の電源装置１ｃ（図４の全体）のそれらと一致している。一致している点については、重複する説明を省略する。

ベース電流検出回路３５は、出力トランジスタ２のベースとドライブ用トランジスタ３３のコレクタとの間に介在している。また、図４の電源装置１ｃに備えられていた出力電流検出回路３２が省かれたことに伴い、出力トランジスタ２のコレクタは出力端子１２に直接接続される。出力端子１２からは電源装置１ｄの出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることになり、この出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として負荷１０は動作する。

本実施形態においても、電圧供給回路３ｃが採用されているため、第４実施形態と同様の消費電力削減効果が実現される。

ベース電流検出回路３５は、例えば、出力トランジスタ２のベースとドライブ用トランジスタ３３のコレクタとを接続する線路に直列に介在するシャント抵抗によって構成されていて、そのシャント抵抗における電圧降下に基づいて出力トランジスタ２のベース電流の大きさを検出する。そして、そのベース電流の検出結果は駆動回路３０に伝達される。

駆動回路３０は、ベース電流検出回路３５によって検出されたベース電流が比較的小さい時はスイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を比較的小さくし、そのベース電流が比較的大きい時はスイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を比較的大きくする。即ち、出力トランジスタ２のベース電流の大きさが増加するにつれて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を増加させる。スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合が増加すれば、電圧供給回路３ｃの供給可能電流量が増大する。即ち、電圧供給回路３ｃが定電圧回路３１（制御回路４ｃ）に供給することができる電流量が増大する。

出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｄの出力電流）は、出力トランジスタ２のベース電流に比例している。従って、出力トランジスタ２のベース電流が増加は、出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｄの出力電流）の増加を意味する。出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｄの出力電流）が増加すれば、ドライブ用トランジスタ３３を駆動するために必要な電流も増加し、制御回路４ｃ自体の消費電流も増大するため、電圧供給回路３ｃの電流供給不足が懸念される。

しかしながら、上記の如く、電流供給回路３ｃは、出力トランジスタ２のベース電流に応じて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を変化させることにより、電圧供給回路３ｃの供給可能電流量を変化させる。この結果、出力電流が増加したときに生じうる電圧供給回路３ｃの電流供給不足が解消される。

＜＜第６実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第６実施形態について説明する。図６は、第６実施形態の直流安定化電源装置１ｅ（以下、単に「電源装置１ｅ」と記す）の回路図である。図６において、図４と同一の部分には同一の符号を付し、（原則として）重複する説明を省略する。

電源装置１ｅは、出力トランジスタ２と、制御回路４ｃと、電圧供給回路３ｃと、定電圧回路３１と、を有して構成される。図６の電源装置１ｅの回路構成及び動作は、図４の電源装置１ｃの回路構成及び動作に類似しており、図６の全体の回路構成及び動作も、図４の全体の回路構成及び動作に類似している。図６の電源装置１ｅ（図６の全体）が図４の電源装置１ｃ（図４の全体）と相違している点は、図４の出力電流検出回路３２が省かれている点と、負荷１０の動作状態を示す外部信号が外部信号入力端子（Ｖｓ）３６を介して駆動回路３０に与えられている点である。特記なき限り、その他の点において、図６の電源装置１ｅ（図６の全体）の回路構成及び動作は、図４の電源装置１ｃ（図４の全体）のそれらと一致している。一致している点については、重複する説明を省略する。

尚、図４の電源装置１ｃに備えられていた出力電流検出回路３２が省かれたことに伴い、出力トランジスタ２のコレクタは出力端子１２に直接接続される。出力端子１２からは電源装置１ｅの出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることになり、この出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として負荷１０は動作する。

本実施形態においても、電圧供給回路３ｃが採用されているため、第４実施形態と同様の消費電力削減効果が実現される。

電源装置１ｅは、例えば携帯電話機（不図示）を駆動させるための電源装置として用いられ、負荷１０は、例えば携帯電話機に備えられた液晶パネル等からなる表示部（不図示）や、各種制御を行うマイクロコンピュータ等（不図示）となっている。負荷１０は、通話中などに対応する通常動作状態、或いは使用者による操作が加えられていない状態等に対応する待機状態にて駆動する。尚、通常動作状態と待機状態以外の動作状態で、負荷１０を動作させても構わない。負荷１０の消費電力は、通常動作状態で動作する場合に比較的大きくなり、待機状態における負荷１０の消費電力は通常動作状態におけるものよりも小さくなっている。

負荷１０の動作状態を特定する信号は、負荷１０に内蔵されるマイクロコンピュータ等から外部信号として駆動回路３０に与えられる。この外部信号に基づいて、駆動回路３０は、負荷１０の動作状態が通常動作状態であるか或いは待機状態であるかを認識する。

そして、負荷１０の動作状態が待機状態である時はスイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を比較的小さくし、負荷１０の動作状態が通常動作状態である時はスイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を待機状態におけるものよりも大きくする。スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合が増加すれば、電圧供給回路３ｃの供給可能電流量が増大する。即ち、電圧供給回路３ｃが定電圧回路３１（制御回路４ｃ）に供給することができる電流量が増大する。

負荷１０の動作状態が通常動作状態であるときは、待機状態よりも出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｅの出力電流）が増加する。出力トランジスタ２の出力電流（電源装置１ｅの出力電流）が増加すれば、ドライブ用トランジスタ３３を駆動するために必要な電流も増加し、制御回路４ｃ自体の消費電流も増大するため、電圧供給回路３ｃの電流供給不足が懸念される。

しかしながら、上記の如く、電流供給回路３ｃは、負荷１０の動作状態を示す外部信号に応じて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を変化させることにより、電圧供給回路３ｃの供給可能電流量を変化させる。この結果、負荷１０の消費電力が増加したときに生じうる電圧供給回路３ｃの電流供給不足が解消される。

＜＜第７実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第７実施形態について説明する。図７は、第７実施形態の直流安定化電源装置１ｆ（以下、単に「電源装置１ｆ」と記す）の回路図である。図７において、図４と同一の部分には同一の符号を付し、（原則として）重複する説明を省略する。

電源装置１ｆは、出力トランジスタ２と、制御回路４ｃと、電圧供給回路３ｃと、定電圧回路３１と、出力電流検出回路３２ａと、スイッチ回路（切換回路）３７及び３８と、を有して構成される。図７の電源装置１ｆの回路構成及び動作は、図４の電源装置１ｃの回路構成及び動作に類似しており、図７の全体の回路構成及び動作も、図４の全体の回路構成及び動作に類似している。

図７の電源装置１ｆ（図７の全体）が図４の電源装置１ｃ（図４の全体）と相違している点は、図４の出力電流検出回路３２が出力電流検出回路３２ａに置換されている点と、出力トランジスタ２のコレクタと出力端子１２との間にスイッチ回路３８が介在している点と、電圧供給回路３ｃの出力と定電圧回路３１との間にスイッチ回路３７が介在している点である。特記なき限り、その他の点において、図７の電源装置１ｆ（図７の全体）の回路構成及び動作は、図４の電源装置１ｃ（図４の全体）のそれらと一致している。一致している点については、重複する説明を省略する。

スイッチ回路３７は、第１端子３７ａ、第２端子３７ｂ及び共通端子３７ｃを有し、与えられた選択信号に応じて、第１端子３７ａ又は第２端子３７ｂを択一的に共通端子３７ｃに接続する。具体的には、選択信号がハイレベルのときに、第１端子３７ａが共通端子３７ｃに接続され、選択信号がローレベルのときに、第２端子３７ｂが共通端子３７ｃに接続される。尚、図７は、第２端子３７ｂが共通端子３７ｃに接続されている状態を示している。

スイッチ回路３８は、第１端子３８ａ、第２端子３８ｂ及び共通端子３８ｃを有し、与えられた選択信号に応じて、第１端子３８ａ又は第２端子３８ｂを択一的に共通端子３８ｃに接続する。具体的には、選択信号がハイレベルのときに、第１端子３８ａが共通端子３８ｃに接続され、選択信号がローレベルのときに、第２端子３８ｂが共通端子３８ｃに接続される。尚、図７は、第２端子３８ｂが共通端子３８ｃに接続されている状態を示している。

スイッチ回路３７において、第１端子３７ａは定電圧回路３１に接続され、第２端子３７ｂはスイッチ回路３８の第２端子３８ｂに接続され、共通端子３７ｃは電圧供給回路３ｃの出力（スイッチング素子Ｓ１とＳ２との接続点）に接続されている。スイッチ回路３８において、第１端子３８ａは出力トランジスタ２のコレクタに接続され、共通端子３８ｃは出力電流検出回路３２ａに接続されている。

出力電流検出回路３２ａは、例えば、共通端子３８ｃと出力端子１２とを接続する線路に直列に介在するシャント抵抗によって構成されていて、そのシャント抵抗における電圧降下に基づいて出力端子１２から出力される電流（電源装置１ｆの出力電流）の大きさを検出する。そして、出力電流検出回路３２ａは、検出した電流の大きさが所定の第１電流閾値よりも大きい場合、ハイレベルの選択信号をスイッチ回路３７及び３８に出力し、検出した電流の大きさが第１電流閾値以下の場合、ローレベルの選択信号をスイッチ回路３７及び３８に出力する。

これにより、電源装置１ｆの出力電流の大きさが第１電流閾値よりも大きい場合は、電圧供給回路３ｃの出力電圧が共通端子３７ｃ及び第１端子３７ａを介して定電圧回路３１に供給されると共に、出力トランジスタ２のコレクタが第１端子３８ａ及び共通端子３８ｃ（及び出力電流検出回路３２ａ）を介して出力端子１２に接続されるため、電源装置１ｆの動作は図４の電源装置１ｃと同じになる。つまり、分圧抵抗７と分圧抵抗８との接続点の電圧（フィードバック電圧）が基準電圧Ｖｒｅｆに一致するように出力トランジスタ２のベース電流が制御され、出力端子１２から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、一定の電圧に保たれる。また、電圧供給回路３ｃが定電圧回路３１を介して制御回路４ｃに電圧を供給するため、第４実施形態と同様の消費電力削減効果が実現される。

一方、電源装置１ｆの出力電流の大きさが第１電流閾値以下の場合は、共通端子３７ｃ、第２端子３７ｂ、第２端子３８ｂ及び共通端子３８ｃ（及び出力電流検出回路３２ａ）を介して、電圧供給回路３ｃが負荷１０に電力を供給する。つまり、負荷１０の消費電流が小さい場合は、制御回路４ｃを動作させてまで負荷１０に電力を供給する必要がないため、電圧供給回路３ｃが負荷１０に電力を供給すると共に制御回路４ｃへの電圧供給を遮断するのである。これにより、負荷１０の消費電力が小さい場合（例えば待機状態の場合）は、制御回路４ｃを駆動するための電力消費が削減され、省エネルギー化が実現される。

負荷１０は、第６実施形態で説明したのと同様、通常動作状態又は通常動作状態よりも消費電力が小さい待機状態にて動作する。そして、通常動作状態においては負荷１０の消費電流の大きさが（原則として）上記の第１電流閾値を超えるように、且つ待機状態においては負荷１０の消費電流の大きさが上記の第１電流閾値以下となるように、第１電流閾値は設定されている。

尚、本実施形態は、第４実施形態と組み合わせることが可能である。つまり、出力電流検出回路３２ａの検出結果を駆動回路３０に伝達するようにし、電源装置１ｆの出力電流の大きさが増加するにつれて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）が増加するようにしてもよい。

＜＜第８実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第８実施形態について説明する。図８は、第８実施形態の直流安定化電源装置１ｇ（以下、単に「電源装置１ｇ」と記す）の回路図である。図８において、図７と同一の部分には同一の符号を付し、（原則として）重複する説明を省略する。

電源装置１ｇは、出力トランジスタ２と、制御回路４ｃと、電圧供給回路３ｃと、定電圧回路３１と、ベース電流検出回路３５ａと、スイッチ回路３７及び３８と、を有して構成される。図８の電源装置１ｇの回路構成及び動作は、図７の電源装置１ｆの回路構成及び動作に類似しており、図８の全体の回路構成及び動作も、図７の全体の回路構成及び動作に類似している。図８の電源装置１ｇ（図８の全体）が図７の電源装置１ｆ（図７の全体）と相違している点は、図７の出力電流検出回路３２ａがベース電流検出回路３５ａに置換されている点である。特記なき限り、その他の点において、図８の電源装置１ｇ（図８の全体）の回路構成及び動作は、図７の電源装置１ｆ（図７の全体）のそれらと一致している。一致している点については、重複する説明を省略する。

ベース電流検出回路３５ａは、出力トランジスタ２のベースとドライブ用トランジスタ３３のコレクタとの間に介在している。また、図７の電源装置１ｆに備えられていた出力電流検出回路３２ａが省かれたことに伴い、スイッチ回路３８の共通端子３８ｃは出力端子１２に直接接続される。出力端子１２からは電源装置１ｇの出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることになり、この出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として負荷１０は動作する。

ベース電流検出回路３５ａは、例えば、出力トランジスタ２のベースとドライブ用トランジスタ３３のコレクタとを接続する線路に直列に介在するシャント抵抗によって構成されていて、そのシャント抵抗における電圧降下に基づいて出力トランジスタ２のベース電流の大きさを検出する。そして、ベース電流検出回路３５ａは、検出したベース電流の大きさが所定の第２電流閾値よりも大きい場合、ハイレベルの選択信号をスイッチ回路３７及び３８に出力し、検出した電流の大きさが第２電流閾値以下の場合、ローレベルの選択信号をスイッチ回路３７及び３８に出力する。

これにより、出力トランジスタ２のベース電流の大きさが第２電流閾値よりも大きい場合、即ち、電源装置１ｇの出力電流の大きさが比較的大きい場合は、電圧供給回路３ｃの出力電圧が共通端子３７ｃ及び第１端子３７ａを介して定電圧回路３１に供給されると共に、出力トランジスタ２のコレクタが第１端子３８ａ及び共通端子３８ｃを介して出力端子１２に接続されるため、電源装置１ｇの動作は図４の電源装置１ｃと同じになる。つまり、分圧抵抗７と分圧抵抗８との接続点の電圧（フィードバック電圧）が基準電圧Ｖｒｅｆに一致するように出力トランジスタ２のベース電流が制御され、出力端子１２から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、一定の電圧に保たれる。また、電圧供給回路３ｃが定電圧回路３１を介して制御回路４ｃに電圧を供給するため、第４実施形態と同様の消費電力削減効果が実現される。

一方、出力トランジスタ２のベース電流の大きさが第２電流閾値以下の場合、即ち、電源装置１ｇの出力電流の大きさが比較的小さい場合は、共通端子３７ｃ、第２端子３７ｂ、第２端子３８ｂ及び共通端子３８ｃを介して、電圧供給回路３ｃが負荷１０に電力を供給する。つまり、出力トランジスタ２のベース電流が小さい（即ち、負荷１０の消費電流が小さい）場合は、制御回路４ｃを動作させてまで負荷１０に電力を供給する必要がないため、電圧供給回路３ｃが負荷１０に電力を供給すると共に制御回路４ｃへの電圧供給を遮断するのである。これにより、負荷１０の消費電力が小さい場合（例えば待機状態の場合）は、制御回路４ｃを駆動するための電力消費が削減され、省エネルギー化が実現される。

負荷１０は、第６実施形態で説明したのと同様、通常動作状態又は通常動作状態よりも消費電力が小さい待機状態にて動作する。そして、通常動作状態においては出力トランジスタ２のベース電流の大きさが（原則として）上記の第２電流閾値を超えるように、且つ待機状態においては出力トランジスタ２のベース電流の大きさが上記の第２電流閾値以下となるように、第２電流閾値は設定されている。

尚、本実施形態は、第５実施形態と組み合わせることが可能である。つまり、ベース電流検出回路３５ａの検出結果を駆動回路３０に伝達するようにし、出力トランジスタ２のベース電流の大きさが増加するにつれて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）が増加するようにしてもよい。

＜＜第９実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第９実施形態について説明する。図９は、第９実施形態の直流安定化電源装置１ｈ（以下、単に「電源装置１ｈ」と記す）の回路図である。図９において、図７と同一の部分には同一の符号を付し、（原則として）重複する説明を省略する。

電源装置１ｈは、出力トランジスタ２と、制御回路４ｃと、電圧供給回路３ｃと、定電圧回路３１と、外部信号検出回路４０と、スイッチ回路３７及び３８と、を有して構成される。図９の電源装置１ｈの回路構成及び動作は、図７の電源装置１ｆの回路構成及び動作に類似しており、図９の全体の回路構成及び動作も、図７の全体の回路構成及び動作に類似している。

図９の電源装置１ｈ（図９の全体）が図７の電源装置１ｆ（図７の全体）と相違している点は、図７の出力電流検出回路３２ａが省かれている点と、負荷１０の動作状態を示す外部信号を、外部信号入力端子（Ｖｓ）３９を介して受ける外部信号検出回路４０が新たに設けられている点である。特記なき限り、その他の点において、図９の電源装置１ｈ（図９の全体）の回路構成及び動作は、図７の電源装置１ｆ（図７の全体）のそれらと一致している。一致している点については、重複する説明を省略する。

尚、図７の電源装置１ｆに備えられていた出力電流検出回路３２ａが省かれたことに伴い、スイッチ回路３８の共通端子３８ｃは出力端子１２に直接接続される。出力端子１２からは電源装置１ｈの出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることになり、この出力電圧Ｖｏｕｔを駆動電圧として負荷１０は動作する。

電源装置１ｈは、例えば携帯電話機（不図示）を駆動させるための電源装置として用いられ、負荷１０は、例えば携帯電話機に備えられた液晶パネル等からなる表示部（不図示）や、各種制御を行うマイクロコンピュータ等（不図示）となっている。負荷１０は、通話中などに対応する通常動作状態、或いは使用者による操作が加えられていない状態等に対応する待機状態にて駆動する。尚、通常動作状態と待機状態以外の動作状態で、負荷１０を動作させても構わない。負荷１０の消費電力は、通常動作状態で動作する場合に比較的大きくなり、待機状態における負荷１０の消費電力は通常動作状態におけるものよりも小さくなっている。

負荷１０の動作状態を特定する信号は、負荷１０に内蔵されるマイクロコンピュータ等から外部信号として外部信号検出回路４０に与えられる。この外部信号に基づいて、外部信号検出回路４０は、負荷１０の動作状態が通常動作状態であるか或いは待機状態であるかを認識する。そして、外部信号検出回路４０は、負荷１０の動作状態が通常動作状態である場合にハイレベルの選択信号をスイッチ回路３７及び３８に出力し、負荷１０の動作状態が待機状態である場合にローレベルの選択信号をスイッチ回路３７及び３８に出力する。

これにより、負荷１０の動作状態が通常動作状態である場合、即ち、電源装置１ｈの出力電流の大きさが比較的大きい場合は、電圧供給回路３ｃの出力電圧が共通端子３７ｃ及び第１端子３７ａを介して定電圧回路３１に供給されると共に、出力トランジスタ２のコレクタが第１端子３８ａ及び共通端子３８ｃを介して出力端子１２に接続されるため、電源装置１ｈの動作は図４の電源装置１ｃと同じになる。つまり、分圧抵抗７と分圧抵抗８との接続点の電圧（フィードバック電圧）が基準電圧Ｖｒｅｆに一致するように出力トランジスタ２のベース電流が制御され、出力端子１２から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、一定の電圧に保たれる。また、電圧供給回路３ｃが定電圧回路３１を介して制御回路４ｃに電圧を供給するため、第４実施形態と同様の消費電力削減効果が実現される。

一方、負荷１０の動作状態が待機状態である場合、即ち、電源装置１ｈの出力電流の大きさが比較的小さい場合は、共通端子３７ｃ、第２端子３７ｂ、第２端子３８ｂ及び共通端子３８ｃを介して、電圧供給回路３ｃが負荷１０に電力を供給する。つまり、負荷１０が待機状態である場合は、制御回路４ｃを動作させてまで負荷１０に電力を供給する必要がないため、電圧供給回路３ｃが負荷１０に電力を供給すると共に制御回路４ｃへの電圧供給を遮断するのである。これにより、負荷１０の消費電力が小さい場合（待機状態の場合）は、制御回路４ｃを駆動するための電力消費が削減され、省エネルギー化が実現される。

尚、負荷１０の動作状態を特定する上記外部信号（或るいは外部信号検出回路４０が出力する選択信号）を、駆動回路３０に供給するようにし、第６実施形態と同様に、負荷１０の動作状態に応じてスイッチング素子Ｓ１及びＳ３をオンとする期間の割合（デューティ）を変化させても良い。

また、上述した全ての実施形態は、矛盾の生じない限り任意に組み合わせ可能である。
また、過熱保護回路１８及び過電流保護回路１９が、制御回路４ｂや制御回路４ｃ（図３〜図９参照）に備えられている例を示したが、過熱保護回路１８及び／又は過電流保護回路１９を、制御回路４ｂや制御回路４ｃの外部に設けるようにしても構わない。

本発明は、電源装置内部で消費される電力の削減効果を有するため、あらゆる電気機器に好適である。特に、携帯電話機や携帯型のコンピュータ、音楽再生機等、電池を駆動電圧源として利用する携帯機器等に好適である。

本発明の第１実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第２実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第３実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第４実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第５実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第６実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第７実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第８実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 本発明の第９実施形態に係る直流安定化電源装置の回路図である。 従来の直流安定化電源装置の回路図である。

符号の説明

１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ、１ｇ、１ｈ 直流安定化電源装置
２、１６ 出力トランジスタ
３、３ｂ、３ｃ 電圧供給回路
３ａ チャージポンプ回路
４、４ｂ、４ｃ 制御回路
５ 直流電源
７、８ 分圧抵抗
１０ 負荷
１１ 入力端子
１２ 出力端子
１３ フィードバック端子
１８ 過熱保護回路
１９ 過電流保護回路
２５ 誤差増幅器
２６ 基準電圧源
２９、３１ 定電圧回路
３０ 駆動回路
３２、３２ａ 出力電流検出回路
３５、３５ａ ベース電流検出回路
３６、３９ 外部信号入力端子
３７、３８ スイッチ回路
３７ａ、３８ａ 第１端子
３７ｂ、３８ａ 第２端子
３７ｃ、３８ｃ 共通端子
４０ 外部信号検出回路
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４ スイッチング素子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ

Claims (9)

1. 外部からの入力電圧を受ける出力素子と、当該直流安定化電源装置の出力電圧が安定化するように前記出力素子を制御する制御回路と、を備えた直流安定化電源装置において、
   前記入力電圧を降圧し、その降圧によって得られた電圧を、前記制御回路を駆動するための電圧として出力する電圧供給回路を備え、
   前記電圧供給回路は、前記入力電圧を降圧して出力するチャージポンプ回路により構成されている
   ことを特徴とする直流安定化電源装置。
2. 当該直流安定化電源装置の出力電流の大きさを検出する出力電流検出回路を更に備え、
   前記電圧供給回路は、検出された前記出力電流の大きさに応じて、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。
3. 前記出力素子は、バイポーラトランジスタであり、
   当該直流安定化電源装置は、そのバイポーラトランジスタのベース電流の大きさを検出するベース電流検出回路を更に備え、
   前記電圧供給回路は、検出された前記ベース電流の大きさに応じて、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。
4. 当該直流安定化電源装置の負荷は、互いに消費電力が異なる複数の動作状態にて動作し、
   前記電圧供給回路は、前記負荷の動作状態を示す外部信号に応じて、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。
5. 前記チャージポンプ回路は、直列接続された複数のスイッチング素子と、
   前記複数のスイッチング素子の夫々のオン／オフを制御する駆動回路と、を備え、
   前記チャージポンプ回路は、前記複数のスイッチング素子の内、一部のスイッチング素子をオンとする割合を増加させる従って、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量が増加するように構成されており、
   前記駆動回路が、その一部のスイッチング素子をオンとする割合を変化させることにより、前記チャージポンプ回路の供給可能電流量を変化させる
   ことを特徴とする請求項２〜請求項４の何れかに記載の直流安定化電源装置。
6. 当該直流安定化電源装置の出力電流の大きさを検出する出力電流検出回路を更に備え、
   前記電圧供給回路は、検出された前記出力電流の大きさが所定の第１閾値以下となっているとき、前記入力電圧を降圧することによって得られた電圧を当該直流安定化電源装置の負荷に供給する一方で、前記制御回路への電圧の供給を遮断する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載の直流安定化電源装置。
7. 前記出力素子はバイポーラトランジスタであり、
   当該直流安定化電源装置は、そのバイポーラトランジスタのベース電流の大きさを検出するベース電流検出回路を更に備え、
   前記電圧供給回路は、検出された前記ベース電流の大きさが所定の第２閾値以下となっているとき、前記入力電圧を降圧することによって得られた電圧を当該直流安定化電源装置の負荷に供給する一方で、前記制御回路への電圧の供給を遮断する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載の直流安定化電源装置。
8. 当該直流安定化電源装置の負荷の動作状態には、第１動作状態と第１動作状態よりも消費電力が少ない第２動作状態とが含まれ、
   前記電圧供給回路は、前記負荷の動作状態を示す外部信号が第２動作状態を示しているとき、前記入力電圧を降圧することによって得られた電圧を当該直流安定化電源装置の負荷に供給する一方で、前記制御回路への電圧の供給を遮断する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載の直流安定化電源装置。
9. 前記直流安定化電源装置は、チョッパ型の直流安定化電源装置である
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。

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