JP2006296088A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ブラシレスモータに配置される回転位置センサを不用とした上で、正弦波状の電流をモータの巻線に通電することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】 第１通電信号形成回路４は、通電回路２の出力電圧に基づいてブラシレスモータＭの３相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングをコンパレータ４０１により検出して１２０度通電波形の第１通電信号Ｓｘを形成し、第２通電信号形成回路５は、通電回路２の出力電流に基づいて相電圧方程式により当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧波形Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを演算し、概略正弦波の第２通電信号Ｓｙを形成する。選択回路６は、第１，第２通電信号Ｓｘ，Ｓｙの何れかを所定条件に応じて選択し、通電回路２は、選択された通電信号ＳｚをモータＭの３相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに通電する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、永久磁石を備えて構成される３相ブラシレスモータを駆動制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。

近年、ブラシレスモータはその効率の優秀性から家電機器に使用され、また、小形で形状の自由度も高いことから情報機器などに使用されている。情報機器では、例えば記録媒体であるディスクを回転駆動し、データや信号を記録／読み出しするディスク記憶装置に使用されている。この時、ディスクはスピンドルモータに固定されて高速回転される。
従来のスピンドル制御装置では、スピンドルモータに取り付けられているホ−ル素子の出力信号をアンブで増幅して擬似正弦波波形を形成し、これをＰＷＭ信号化して通電手段によりスピンドルモータの各相巻線に供給するようにしている。即ち、正弦波状の信号を通電することで、低振動・低騒音、更には省電力を実現している。以上のような技術は、例えば特許文献１〜３などに開示されている。

また、スピンドルモータの制御装置については、小型化や低コスト化などが要求されているが、モータに取り付けられたホ−ル素子がその障害になっているという問題がある。このため、ホ−ル素子などの位置センサを不要としてモータを駆動する方式が、例えば特許文献４などで提案されている。
再表０１／０３９３５８号公報 特開２００４−２４２４１７号公報 特開２００３−３３９１４３号公報 特開平０１−００８８９０号公報

特許文献４に開示されている駆動方式は、３相の内２相に電流を流して残りの１相を開放状態にしておき、開放相の電圧と基準電圧との比較によりモータの巻線が回転中に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングを検出し、それを基準として通電位相を決定するようになっている。しかしながら、この方式では開放相を必要とするため、正弦波状の波形を使用する場合のように連続的な通電ができず、振動や騒音の発生が避けられないという問題があった。
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、ブラシレスモータに配置される回転位置センサを不用とした上で、正弦波状の電流をモータの巻線に通電することができるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、
永久磁石を備えて構成される３相ブラシレスモータを駆動制御するもので、
出力電圧に基づいて当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングを検出し、１２０度通電波形の第１通電信号を形成する第１通電信号形成手段と、
出力電流に基づいて相電圧方程式により当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧波形を演算し、概略正弦波の第２通電信号を形成する第２通電信号形成手段と、
前記第１，第２通電信号の何れか一方を、所定条件に応じて選択する選択手段と、
この選択手段により選択された通電信号を、前記ブラシレスモータの３相巻線に通電する通電手段とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、ホールＩＣのような位置検出手段を必要とせずに、誘起電圧のゼロクロスタイミングを検出することで１２０度通電波形の第１通電信号を形成し、また、相電圧方程式により誘起電圧波形を演算した結果に基づき概略正弦波の第２通電信号を形成することができる。そして、これら通電信号を、所定条件に応じて選択的にブラシレスモータの３相巻線に通電することで、ブラシレスモータを低振動且つ低騒音で駆動することができる。

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図８を参照して説明する。図１は、モータ制御装置１の全体構成を示す機能ブロック図である。通電回路（通電手段）２はインバータとして構成され、外部から供給される例えば１２Ｖの電源ＶｃｃとＧＮＤ間にＦＥＴを直列に接続し、その中点を出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして出力する３アームのスイッチング回路２ａと、通電信号をＦＥＴのゲートに供給するためのゲートドライブ回路２ｂから成る。通電回路２の各相出力端子は、回転子に永久磁石を備えて構成されるブラシレスモータＭの巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに接続されている。また、モータ巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点はＶｎとしてモータ制御装置１に接続されており、中性点電圧Ｖｎ及び出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、第１通電信号形成回路（第１通電信号形成手段）４及び第２通電信号形成回路（第２通電信号形成手段）５に入力されている。電流検出回路（電流検出手段）３は、通電回路２とモータ巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ間の図示しないシャント抵抗、或いはスイッチング回路２ａのＦＥＴ、或いは同ＦＥＴと直列に接続されたシャント抵抗の何れかの両端を入力として、モータ巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流に比例した信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力し、これらは第２通電信号形成回路５に入力されている。

第１通電信号形成回路４の入力には電圧指令Ｄｕｔｙ及びスタート信号Ｓｔａｒｔが接続されており、第１通電信号形成回路４は、第１通電信号Ｓｘ及び回転数信号Ｓｎを選択回路（選択手段）６に出力している。また、第２通電信号形成回路５の入力にも電圧指令Ｄｕｔｙが接続され、第２通電信号形成回路５は、第２通電信号Ｓｙ及び安定信号Ｓｋを選択回路６に出力している。スタート信号Ｓｔａｒｔは、選択回路６にも出力されており、選択回路６からは、選択通電信号Ｓｚが通電回路２に対して出力されている。以上によりモータ制御装置１が構成されている。

図２は、第１通電信号形成回路４の構成を示すものである。コンパレータ４０１ａ，４０１ｂ，４０１ｃの非反転入力端子には、夫々出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが与えられており、反転入力端子には、共通に中性点電圧Ｖｎが与えられている。そして、コンパレータ４０１ａ，４０１ｂ，４０１ｃの出力端子は、ロジック回路４０２に接続されている。ロジック回路４０２は、内部にラッチ回路４０２ａと計測カウンタ４０２ｂ及び遅延カウンタ４０２ｃを備えて構成されている。

コンパレータ４０５の非反転入力端子には電圧指令Ｄｕｔｙが与えられており、反転入力端子には、三角波発生回路４０４により出力される三角波信号（搬送波信号）が与えられている。コンパレータ４０５の出力信号は、ロジック回路４０２及びＡＮＤ回路４０３ａ，４０３ｂ，４０３ｃの入力信号として与えられる。また、ロジック回路４０２にはスタート信号Ｓｔａｒｔが入力されており、ロジック回路４０２からは回転数信号Ｓｎが出力されると共に、第１通電信号Ｓｘとしての信号Ｕｐｘ，Ｕｎｘ，Ｖｐｘ，Ｖｎｘ，Ｗｐｘ，Ｗｎｘが出力される。但し、それらの内、正側に対応する信号Ｕｐｘ，Ｖｐｘ，Ｗｐｘについては、ＡＮＤ回路４０３ａ，４０３ｂ，４０３ｃを介して出力される。

図３は、第２通電信号形成回路５の構成を示すものである。演算回路５０２ａには、フィルタ回路５０１ａを介した出力電圧Ｖｕ，電流信号Ｉｕ及びフィルタ回路５０１ｄを介した中性点電圧Ｖｎが入力され、比較回路５０４に対して誘起電圧信号Ｅｕを出力するようになっている。また、誘起電圧信号Ｅｕは、同時に分圧回路５０３ａを介して比較回路５０４に出力されている。上記Ｕ相に対応する構成と同様に、Ｖ相，Ｗ相に対応して、フィルタ回路５０１ｂ，５０１ｃ及び演算回路５０２ｂ，５０２ｃ更には分圧回路５０３ｂ，５０３ｃが構成されている。

比較回路５０４は、演算回路５０２ａ，５０２ｂ，５０２ｃより出力される６つの信号と、例えば電源電圧の１／２に設定される基準電位Ｖｒとを入力として１２個の比較信号ｓ０〜ｓ１１を出力する。ロジック回路５０５は、比較回路５０４より与えられる比較信号に基づいて各相通電位相信号Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃを波形生成回路５０６ａ，５０６ｂ，５０６ｃに出力し、波形生成回路５０６ａ，５０６ｂ，５０６ｃは，電圧指令Ｄｕｔｙを受けて各相の波形信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する。
それらの波形信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、コンパレータ５０８ａ，５０８ｂ，５０８ｃの非反転入力端子に与えられ、コンパレータ５０８の反転入力端子には、三角波発生回路５０７より出力される三角波信号（搬送波信号）が与えられている。そして、コンパレータ５０８ａ，５０８ｂ，５０８ｃは、第２通電信号Ｓｙとしての信号Ｕｐｙ，Ｖｐｙ，Ｗｐｙを出力し、またそれらは反転回路５０９ａ，５０９ｂ，５０９ｃを介して信号Ｕｎｙ，Ｖｎｙ，Ｗｎｙとして出力される。

次に第２通電信号形成回路５の動作について、図６乃至図８も参照して説明する。ＰＷＭ波形である出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと中性点電圧Ｖｎは例えば抵抗とコンデンサから成るフィルタ回路５０１ａ，５０１ｂ，５０１ｃ，５０１ｄにより積分されて各相の演算回路５０２ａ，５０２ｂ，５０２ｃに入力されている。演算回路５０２ａ内のオペアンプＡＭＰ１の周辺抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄは同一抵抗値であり、オペアンプＡＭＰ１には基準電位Ｖｒを基準とした出力電圧と中性点電圧の差が出力される。即ち、オペアンプＡＭＰ１の出力は次のようになる。
ＶＡＭＰ１＝−（Ｖｕ−Ｖｎ）＋Ｖｒ …（１）
また、オペアンプＡＭＰ２の出力は図３に示す回路定数記号を使用して表すと次のようになる。
ＶＡＭＰ２＝（Ｒ３／Ｒ１）（Ｖｕ−Ｖｎ）
−Ｒ３Ｃ１・ｄＩｕ／ｄｔ−（Ｒ３／Ｒ２）Ｉｕ＋Ｖｒ …（２）
ここで、Ｒ３Ｃ１をモータＭの１相のインダクタンスＬに電流検出回路３の倍率の逆数を乗算した値とし、（Ｒ３／Ｒ２）をモータＭの１相の巻線抵抗Ｒに電流検出回路３の倍率の逆数を乗算した値とし、そして（Ｒ３／Ｒ１）を「１」に設定すると、オペアンプＡＭＰ２の出力（＝Ｅｕ）は（３）式になる（相電圧方程式）。
Ｅｕ＝Ｖｕ−Ｖｎ−ＬｄＩｕ／ｄｔ−ＲＩｕ＋Ｖｒ …（３）
これを図６に示すモータＭの等価回路と照らし合わせると、誘起電圧ｅｕと一致する。他の相についても同様であり、モータＭの誘起電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは基準電位Ｖｒを基準とする（＋Ｖｒ）信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとして出力される。尚、抵抗Ｒ４は発振防止用の抵抗である。

図７は、誘起電圧信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと、分圧により得られた０．３６６倍の誘起電圧信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと、比較回路５０４より出力される比較信号ｓ０〜ｓ１１の各波形を示している。誘起電圧信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗが正弦波状の信号であれば、比較信号ｓ０〜ｓ１１によって１周期が２４の領域に区分される。即ち、比較信号ｓ０〜ｓ１１は、以下のような各入力信号の比較結果より得られる。尚、分圧された０．３６６倍の誘起電圧信号をＥｕ’、Ｅｖ’、Ｅｗ’とする。
比較信号 比較動作
ｓ０ Ｅｕ＞Ｅｗ
ｓ１ Ｅｖ＞Ｅｕ
ｓ２ Ｅｗ＞Ｅｖ
ｓ３ Ｅｕ＞Ｖｒ
ｓ４ Ｅｖ＞Ｖｒ
ｓ５ Ｅｗ＞Ｖｒ
ｓ６ Ｅｕ＞Ｅｗ’
ｓ７ Ｅｖ＞Ｅｕ’
ｓ８ Ｅｗ＞Ｅｖ’
ｓ９ Ｅｕ＞Ｅｖ’
ｓ１０ Ｅｖ＞Ｅｗ’
ｓ１１ Ｅｗ＞Ｅｕ’
即ち、各比較信号ｓ０〜ｓ１１が夫々示すハイ，ロウレベルにより電気周期は２分割される。そして、比較信号ｓ０〜ｓ１１は互いに出力タイミングが異なるので、それらのハイ，ロウレベルの組み合わせにより１電気周期がほぼ１５度ずつに２４分割されることになる（回転位置「００」〜「２３」）。

以上のような比較信号ｓ０〜ｓ１１を得るため、分圧回路５０３ａ，５０３ｂ，５０３ｃの分圧比は０．３６６としている。これは、分圧比をｍとすると、図７よりＥｕ＝Ｅｕ’という関係が成立する夫々の位相角は、Ｅｕ＝１５°、Ｅｕ’＝４５°であるから、
ｍ・ｓｉｎ４５°＝ｓｉｎ１５°
ｍ＝ｓｉｎ１５°／ｓｉｎ４５°＝０．３６６ …（４）
として決定される。

また、図４は、第２通電信号形成回路５における波形整形回路５０６ａの構成を示すものである。電圧指令Ｄｕｔｙは、ボルテージホロア５０６ｒを介した後に反転回路５０６Ｓにより電位Ｖｒを基準として反転され、分圧回路５０６ｘはこれらの電位Ｄｕｔｙ、（２Ｖｒ−Ｄｕｔｙ）、Ｖｒに基づいて分圧信号を生成する。
分圧回路５０６ｘは１２レベルの余弦波形状信号を形成する回路であり、その最大レベルは電圧指令Ｄｕｔｙの変化に応じて変化する。そして、分圧回路５０６ｘより出力される分圧信号は、選択回路５０６ｙにより通電位相Ｐａに応じて選択されると、ボルテージホロア５０６ｔを介し波形信号Ｓｕとして出力される。図８に、分圧電圧と通電位相及び生成された波形信号Ｓｕの関係を示す。

尚、波形生成回路５０６ｂ，５０６ｃも同様に構成されており、以って３相の概略正弦波の波形信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが生成される。波形信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、コンパレータ５０８ａ，５０８ｂ，５０８ｃによって三角波発生回路５０７が出力する三角波波形と比較されることでＰＷＭ信号化され、第２通電信号Ｓｙとしての信号Ｕｐｙ，Ｖｐｙ，Ｗｐｙ、反転回路５０９ａ，５０９ｂ，５０９ｃを介して信号Ｕｎｙ，Ｖｎｙ，Ｗｎｙとなる。

次に、本実施例の作用について図５も参照して説明する。スタート信号Ｓｔａｒｔがインアクティブ（ストップ）の場合、選択回路６は、通電信号Ｓｚとしてスイッチング回路２ａを構成する６個のＦＥＴをオフさせる信号を出力している。スタート信号Ｓｔａｒｔがアクティブ（スタート）になると、選択回路６は、通電信号Ｓｚとして第１通電信号Ｓｘを選択して出力する。第１通電信号形成回路４は、スタート信号Ｓｔａｒｔを受けて動作を開始し、測定カウンタ４０２ｂと遅延カウンタ４０２ｃが図５（ａ），（ｂ）に示すように所定の周期で動作する。

ロジック回路４０２は、遅延カウンタ４０２ｃが形成するタイミング信号を受けて所謂１２０度通電波形を発生する。この内スイッチング回路２ａにおける正側のＦＥＴのオンオフ信号に対応する信号は、ＡＮＤ回路４０３ａ，４０３ｂ，４０３ｃにおいて、電圧指令Ｄｕｔｙ，三角波発生回路４０４及びコンパレータ４０５の作用により形成されたＰＷＭ信号と合成されて、図５（ｃ）に示すようなＰＷＭ波形となっている。以上の動作により所定の周波数（例えば１Ｈｚ）で所定の相順により、更に電圧指令Ｄｕｔｙに依存したデューティのＰＷＭ信号が通電がされるから、モータＭは同期して回転を始める。

モータＭの回転により巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに誘起電圧が発生すると、出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは図５（ｄ）に示す波形となる。コンパレータ４０１ａは、出力電圧Ｖｕと中性点電圧Ｖｎとを入力として動作するから、誘起電圧を含む巻線Ｌｕの両端電圧の正負に対応する信号を出力し始める（図５の記号Ａを参照）。コンパレータ４０１ａ，４０１ｂ，４０１ｃの出力信号は、ロジック回路４０２のラッチ回路４０２ａによりＰＷＭ信号のオンからオフへの変化タイミング（立下りエッジ）でラッチされ、図５（ｅ）に示す信号となる。これらの信号の変化タイミング（図５の記号Ｂを参照）は誘起電圧のゼロクロスタイミングを示す信号であり、ロジック回路４０２内の測定カウンタ４０２ｂの起点となる。
測定カウンタ４０２ｂは、誘起電圧のゼロクロスタイミングの変化周期を測定し続け、遅延カウンタ４０２ｃは、測定カウンタ４０２ｂの終点を起点として測定結果の１／２に相当する時間のカウントを実行する。このように、測定カウンタ４０２ｂと遅延カウンタ４０２ｃとは、誘起電圧つまりモータＭの回転位置に対応した動作を開始し、回転位置に対応した通電がなされてモータＭは加速する。

以上の動作でモータＭは始動し、所謂１２０度通電により駆動される。ここで、位置検出に対応する誘起電圧の検出に対して、第１通電信号形成回路４内での感度はコンパレータ４０１ａ，４０１ｂ，４０１ｃのみに依存するので、このコンパレータ４０１としてオフセット調整された素子を使用することで高感度の誘起電圧検出が可能となる。以って、誘起電圧が小さい極低速においても位置の検出ができる。第１通電信号形成回路４は、所定の回転数に到達したか否かを例えば測定カウンタ４０２ｂの値が所定値以下となったことで検出し、回転数信号Ｓｎとして選択回路６に出力する。

電流検出回路３及び第２通電信号形成回路５は、第１通電信号形成回路４により形成された通電信号が選択回路６により選択されて、モータＭを１２０度通電で駆動している最中でも動作している。電流検出回路３は、上述したように例えば通電回路２とモータ巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ間の図示しないシャント抵抗の両端電圧を入力とし、これを増幅して電位Ｖｒを基準にモータ巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流に比例した信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力している。通電回路２の入力はこれに限定されるものではなく、例えばスイッチング回路２ａの負側ＦＥＴの両端や、同ＦＥＴと直列に接続されたシャント抵抗の両端電圧を入力として増幅し、負側ＦＥＴのオンタイミングなどでサンプルホールドしても同じ結果が得られる。

誘起電圧信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗと夫々の分圧信号及び基準電位Ｖｒを入力とする比較回路５０４は、図７に示すように各入力信号を比較して信号ｓ０〜ｓ１１を出力する。ロジック回路５０５は比較信号ｓ０〜ｓ１１を受けて図６に示すような回転位置「００」〜「２３」として認識する。

誘起電圧信号Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、モータＭの回転数が低く誘起電圧が小さい状態では正確に演算されず、回転位置は必ずしも図７に示す順序で検出されないが、モータＭの回転数が上昇するにつれて所定の順序で検出されるようになる。ロジック回路５０５は、この回転位置の順序を判定し、例えば１電気周期間において所定の順序ならば回転位置検出可能と判断して安定信号Ｓｋを出力する（位置検出可否判定手段）。
選択回路６には、第１通電信号形成回路４から回転数信号Ｓｎが、第２通電信号形成回路５から安定信号Ｓｋが与えられ、選択回路６は、回転数信号Ｓｎと安定信号Ｓｋが共にアクティブになると、第１通電信号Ｓｘに替えて第２通電信号Ｓｙを選択し、通電信号Ｓｚとして出力する。

第２通電信号形成回路５において、ロジック回路５０５は、検出した回転位置に対応して各相通電位相Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃを出力する。この際、モータＭの回転が高速になるにつれて進み位相とすることが望ましい。すると、波形生成回路５０６（ａ〜ｃ）は通電位相Ｐ（ａ〜ｃ）を受けて概略正弦波状の波形を形成し、第２通電信号Ｓｙとしての信号Ｕｐｙ，Ｖｐｙ，Ｗｐｙ並びにＵｎｙ，Ｖｎｙ，Ｗｎｙが出力される。以上の動作により、モータ巻線電流に基づいた誘起電圧の演算が行われ、誘起電圧から回転位置及び通電位相を決定し、電圧指令及び通電位相から正弦波波形を生成して、これによりモータ巻線に通電が行われるセンサレス正弦波駆動を実現している。

以上のように本実施例によれば、第１通電信号形成回路４は、通電回路２の出力電圧に基づいてモータＭの３相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングをコンパレータ４０１により検出して１２０度通電波形の第１通電信号Ｓｘを形成し、第２通電信号形成回路５は、通電回路２の出力電流に基づいて相電圧方程式により当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧波形Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを演算し、概略正弦波の第２通電信号Ｓｙを形成する。そして、選択回路６は、第１，第２通電信号Ｓｘ，Ｓｙの何れか一方を所定条件に応じて選択し、通電回路２は、選択された通電信号Ｓｚを、モータＭの３相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに通電するようにした。
また、選択回路６は、始動を含むモータのＭの低速回転時に第１通電信号Ｓｘを選択し、中高速回転時に第２通電信号Ｓｙを選択する。より具体的には、ロジック回路５０５が安定信号Ｓｋを出力すると、上記の選択切換えを行う。

従って、低速から高速まで回転数範囲が広いセンサレス駆動を行うことができる。また、モータＭの振動・騒音が課題となる中高速回転では正弦波駆動を行うので、これを最小限に抑制できる。また、低速より位置検出が可能となるので、第２通電信号形成回路５のみで駆動を行う場合と比較して、モータＭの始動から高速回転に到達するまでの時間を低減できる。更に、第１通電信号形成回路４から第２通電信号形成回路５への切換を、所定の回転数以上で且つ第２通電信号形成回路５での位置検出が可能な状態であることを判定した上で行うので、脱調などが発生すること無く切換が安定に実行される。

（第２，第３実施例）
図９，図１０は本発明の第２，第３実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第１実施例では、第１通電信号形成回路４におけるＰＷＭ信号の合成方式として、スイッチング回路２ａを構成する正側ＦＥＴのみをＰＷＭ制御する、所謂片側ＰＷＭ制御を行うようにした。

これに対して、第２実施例では、図９に示すように正負ＦＥＴを共にＰＷＭ制御する両側ＰＷＭ制御を行う。この場合、オンオフデューティが５０％状態で出力電圧ゼロと等価となり、これに微小のデューティ増加で低電圧の出力が可能となる。そして、ＦＥＴのオン時間はデューティ５０％付近となるから、最小オン時間を小さくする必要が無くなる。また、第１通電信号形成回路４内のコンパレータ４０１ａ，４０１ｂ，４０１ｃの遅れ時間の影響も少なくなる。

また、図１０に示す第３実施例は、図９に示すＰＷＭ制御の同一相に対応するアームの正側，負側ＦＥＴについては、常に一方のＰＷＭ信号を反転した信号を与えるようにした場合を示す。
以上のように第２，第３実施例によれば、第１通電信号形成回路４は、スイッチング回路２ａを構成する正負のＦＥＴ夫々に対応するＰＷＭ信号を形成して出力するので、より高精度で制御を行うことができる。

本発明は上記し又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
本実施例では、電圧指令Ｄｕｔｙに応じてモータＭへの供給電圧を決定する構成としたが、電流指令を入力として電流検出結果との比較により電圧を決定するように電流制御ループを構成してもよい。
また、ブラシレスモータＭの中性点電圧を使用しているが、これに限定されるものではなく、例えば３相の出力電圧を抵抗で合成した電圧を擬似中性点として使用しても良い。
第１通電信号から第２通電信号への切換を、「所定の回転数以上」、「第２通電信号形成回路５での位置検出が可能な状態」の何れか一方の条件が成立した場合に行うようにしても良い。

ＤＶＤ機器などでディスクにレーザで印字する場合などは、低速で安定回転が求められる。本実施例では、高感度の誘起電圧ゼロクロスタイミング検出により位置検出を可能としているが、これに加えて極低デューティのＰＷＭ電圧をモータＭに供給する必要がある。例えば、高速回転が１００００ｒｐｍを越える回転数でこの低速回転が３０ｒｐｍとすると、１／３００以下の回転を実現する必要があり、これに伴いＰＷＭデューティも同程度の極小さなデューティとなる。例えばＰＷＭ周波数を１００ｋＨｚとすると、このことは通電回路２のＦＥＴの最小オン時間を数ｎｓｅｃとなるように設計する必要があり現実には困難である。
しかし、本実施例では、第１通電信号形成回路４内の三角波発生回路４０４と第２通電信号形成回路５内の三角波発生回路５０７を夫々独立して構成しており、異なるＰＷＭ周波数を設定することが可能である。つまり、三角波発生回路４０４の周波数を例えば１ｋＨｚ、三角波発生回路５０７の周波数を１００ｋＨｚと設定する。斯様に構成すれば、低速回転では低デューティのため電流も極小さく、可聴領域の周波数でも騒音は発生しない。
また、これに限ることなく、ＤＶＤ機器本体からの低速回転指令により低ＰＷＭ周波数を選択する構成としても良い。

本発明の第１実施例であり、モータ制御装置の全体構成を示す機能ブロック図 第１通電信号形成回路の構成を示す図 第２通電信号形成回路の構成を示す図 第２通電信号形成回路における波形整形回路の構成を示す図 第１通電信号形成回路の動作を示すタイミングチャート モータの等価回路図 誘起電圧信号、分圧された誘起電圧信号、比較回路より出力される比較信号の各波形を示す図 波形整形回路における分圧電圧、通電位相及び生成された波形信号の関係を示す図 本発明の第２実施例を示す図５相当図 本発明の第３実施例を示す図５相当図

符号の説明

図面中、１はモータ制御装置、２は通電回路（通電手段）、２ａはスイッチング回路（インバータ）、３は電流検出回路（電流検出手段）、４は第１通電信号形成回路（第１通電信号形成手段）、５は第２通電信号形成回路（第２通電信号形成手段）、６は選択回路（選択手段）、５０５はロジック回路（位置検出可否判定手段）を示す。

Claims (10)

1. 永久磁石を備えて構成される３相ブラシレスモータを駆動制御するもので、
   出力電圧に基づいて当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングを検出し、１２０度通電波形の第１通電信号を形成する第１通電信号形成手段と、
   出力電流に基づいて相電圧方程式により当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧波形を演算し、概略正弦波の第２通電信号を形成する第２通電信号形成手段と、
   前記第１，第２通電信号の何れか一方を、所定条件に応じて選択する選択手段と、
   この選択手段により選択された通電信号を、前記ブラシレスモータの３相巻線に通電する通電手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記選択手段は、始動を含むモータの低速回転時に前記第１通電信号を選択し、中高速回転時に前記第２通電信号を選択することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記第２通電信号形成手段は、前記誘起電圧波形の演算結果に基づいて前記第２通電信号の検出が可能か否かを判定する位置検出可否判定手段を有しており、
   前記選択手段は、前記判定結果に基づいて前記第１通電信号から前記第２通電信号に選択を切り換えることを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
4. 前記第１通電信号形成手段及び前記第２通電信号形成手段は、前記通電信号をＰＷＭ信号として出力すると共に、夫々のＰＷＭ信号の搬送波周波数は異なるように設定されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のモータ制御装置。
5. 前記通電手段は、インバータ回路として構成され、
   前記第１通電信号形成手段は、前記インバータ回路を構成する正負のスイッチング素子夫々に対応するＰＷＭ信号を形成して出力することを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
6. 永久磁石を備えて構成される３相ブラシレスモータを駆動制御する方法であって、
   出力電圧に基づいて当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングを検出し、１２０度通電波形の第１通電信号を形成し、
   出力電流に基づいて相電圧方程式により当該モータの３相巻線に発生する誘起電圧波形を演算して概略正弦波の第２通電信号を形成し、
   前記第１，第２通電信号の何れか一方を所定条件に応じて選択し、前記ブラシレスモータの３相巻線に通電することを特徴とするモータ制御方法。
7. 始動を含むモータの低速回転時に前記第１通電信号を選択し、中高速回転時に前記第２通電信号を選択することを特徴とする請求項６記載のモータ制御方法。
8. 前記誘起電圧波形の演算結果に基づいて前記第２通電信号の検出が可能か否かを判定し、
   前記判定結果に基づいて前記第１通電信号から前記第２通電信号に選択を切り換えることを特徴とする請求項７記載のモータ制御方法。
9. 前記通電信号をＰＷＭ信号として出力すると共に、夫々のＰＷＭ信号の搬送波周波数が異なるように設定することを特徴とする請求項６乃至８の何れかに記載のモータ制御方法。
10. 前記前記ブラシレスモータの巻線にインバータ回路を介して通電する場合に、
    前記第１通電信号を、前記インバータ回路を構成する正負のスイッチング素子夫々に対応するＰＷＭ信号を形成して出力することを特徴とする請求項９記載のモータ制御方法。
    
    

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