JP2006280091A - 車載用モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 モータ回転数の制御精度並びに動作信頼性の向上をコストの上昇を抑制した構成で実現すること。
【解決手段】 ゲイン制御アンプ６は、モータ１の目標回転数を指令するための目標電圧信号ＶＳとモータ１の実回転数に応じた電圧レベルの回転数信号ＶＮとの偏差を増幅した差電圧信号Ｖｏを発生する。第１コンパレータ７は、差電圧信号Ｖｏと三角波信号ＶＴとを比較してＰＷＭ信号を生成する。第２コンパレータ９は、折り返しアンプ１１からの補正差電圧信号Ｖｏ２と三角波信号ＶＴを比較して第２ＰＷＭ信号を生成する。目標回転数が急激に低下するのに伴い差電圧信号Ｖｏが三角波信号ＶＴの下限電圧ＶＬＴ未満になった期間には、信号切替スイッチ８が第２コンパレータ９側に切り替わり、制御回路４は、第２ＰＷＭ信号によりインバータ回路２を駆動する際にモータ１に逆転トルクが発生するように制御するようになる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、車両に搭載されたモータの可変速制御を行うための車載用モータ制御装置に関する。

モータの可変速制御を行う場合には、インバータ回路を含んで成るモータ制御装置を利用することが一般的である。この種のモータ制御装置としては、図５に一例を示すように、目標回転数を指令するための目標電圧信号ＶＳとキャリア信号である三角波信号ＶＴとを比較してＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によりインバータ回路のスイッチング制御を行う構成のものが知られている（例えば特許文献１参照）。

また、従来のモータ制御装置にあっては、モータ回転数をフィードバック制御することも一般的になっている。具体的には、モータの実回転数を検出するセンサ（例えばホールＩＣ）と、そのセンサ出力に基づいてモータの実回転数に応じたレベルの帰還用電圧信号を発生する信号変換手段と、帰還用電圧信号及び前記目標電圧信号ＶＳの偏差を所定の利得で増幅した差電圧信号を発生するゲイン制御アンプとを設け、その差電圧信号を前記三角波信号ＶＴとの比較に供する構成とすることが行われている。この構成によれば、モータの目標回転数と実回転数とに差が発生した場合に、その差を縮める方向にＰＷＭ信号のパルスデューティ比が変化され、これによりモータトルクが調整されて実回転数が目標回転数となるようにフィードバック制御される。
特開２００１−２１１６７９号公報

上記のようなフィードバック手段を備えた従来のモータ制御装置においては、目標回転数が徐々に変化する状況下では、当該目標回転数とモータの実回転数との間の制御誤差の拡大を抑制した状態で安定したフィードバック制御を行うことができる。これに対して、目標回転数が急激に下がった場合には、帰還用電圧信号と目標回転数に対応した目標電圧信号ＶＳとの偏差が過渡的に拡大した状態になるため、モータの実回転数がある程度の値以下に低下するまでの期間は、ゲイン制御アンプから出力される差電圧信号のレベルが、比較対象の三角波信号ＶＴのレベルより小さくなってＰＷＭ信号のパルスデューティ比が０％になってしまう。つまり、このような期間にはモータトルクが発生しないため、モータが惰性回転されるようになって、その実回転数が目標回転数に到達するまでに時間がいたずらに長引くことになり、結果的にモータ回転数のフィードバック制御に係る精度が悪化するという問題点が発生する。

このような事情に対処するためには、モータ制御装置中に、モータの回転数制御を行うためのマイコンを組み込むことが考えられる。しかしながら、このように高価にならざるを得ないマイコンを組み込む構成では、そのコストの上昇が避けられないという新たな問題点が発生する。また、マイコン自体はその動作環境温度に制限があるため、車載用モータ制御装置のように、過酷な温度環境下に設置される構成であった場合には、周囲温度の上昇に起因した動作信頼性の低下を招くという問題点も発生する。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータ回転数の制御精度並びに動作信頼性の向上をコストの上昇を抑制した構成にて実現できるようになる車載用モータ制御装置を提供することにある。

本発明による手段によれば、増幅回路から、モータの実回転数に応じた電圧レベルの回転数信号とモータの目標回転数を指令するための目標電圧信号との偏差を増幅した差電圧信号が出力される。従って、この差電圧信号の電圧レベルは、モータの実回転数と目標回転数との差が大きい場合ほど大きくなる。比較回路は、上記差電圧信号と所定周波数のキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号を生成して制御回路に与えるようになり、当該制御回路は、与えられたＰＷＭ信号をインバータ回路に対して所定のタイミングで供給することによりモータを所定方向へ回転させる。

このような状態から、目標回転数が急激に下げられた場合には、当該目標回転数とモータの実回転数との差が過渡的に拡大して増幅回路から出力される差電圧信号の電圧レベルが一時的に低下することになる。これにより、当該差電圧信号の電圧レベルがキャリア信号の下限電圧未満となったときには、前記比較回路から出力されるＰＷＭ信号のパルスデューティ比が零％になる。また、このときには、電圧検知回路が切替指令信号を出力するようになると共に、信号発生回路が前記キャリア信号の下限電圧より高いレベルの補正電圧差信号を発生するようになる。このため、第２の比較回路にあっては、上記補正電圧差信号とキャリア信号との比較により有効パルス幅を有した第２ＰＷＭ信号を生成するようになる。

上記のように電圧検知回路から切替指令信号が出力された期間には、切替回路が、前記比較回路からのＰＷＭ信号に代えて前記第２の比較回路からの第２ＰＷＭ信号を前記制御回路に与える状態に切り替わるようになり、これに応じて、制御回路は、第２ＰＷＭ信号によりインバータ回路を駆動する際にモータに逆転トルクが発生するように制御する。このような制御が行われる結果、モータに制動がかけられて、その実回転数が急激に低下するようになるため、モータの実回転数が早期に目標回転数まで低下するようになる。

尚、目標回転数とモータの実回転数との差が所定値以上に縮小したときには、増幅回路から出力される差電圧信号の電圧レベルがキャリア信号の下限電圧以上に復帰するようになる。このため、電圧検知回路が切替指令信号の出力を停止するようになり、これに応じて、切替回路が、比較回路からの有効パルス幅を有したＰＷＭ信号を制御回路に与える状態に戻るから、そのＰＷＭ信号に基づいてモータの回転数制御が行われる定常状態に復帰するようになる。

以上のような制御が行われる結果、モータ回転数の制御精度が向上することになり、しかも、従来構成のように、モータの回転数制御を行うためにマイコンを組み込む必要がなくなるから、過酷な温度環境下での動作信頼性の向上を実現できると共に、コストの上昇を抑制できるようになる。

以下、本発明の一実施例について図１〜図４を参照しながら説明する。
図１には、本実施例による車載モータ制御装置の基本的構成が示されている。この図１において、制御対象のモータ１は、三相のブラシレスＤＣモータ（永久磁石同期モータ）により構成されたもので、例えば車両エンジン用バルブカムの開閉タイミングを制御するための電動制御装置の駆動源として設けられる。

このモータ１を可変速駆動するために設けられたＰＷＭ制御型のインバータ回路２は、電源端子＋Ｖとグランド端子との間に、６個のＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ６を三相ブリッジ接続して構成されており、モータ１のＵ、Ｖ、Ｗ各相用コイルに１２０°通電矩形波駆動方式により給電するようになっている。尚、各ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ６には、それぞれ図示極性の還流ダイオード（符号なし）が接続若しくは一体的に設けられている。また、電源端子＋Ｖ及びグランド端子間には、π型のＬＣフィルタ回路３が接続されている。

モータ１の回転位置（ロータの位置）を検出するために設けられた３個のホールＩＣ１ｕ、１ｖ、１ｗは、互いに位相が１２０°ずつ異なった状態の位置検出信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを出力する構成となっており、それら位置検出信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを、本発明でいう回転数検出回路の機能も備えた制御回路４に与える。

制御回路４は、入力された位置検出信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づいてモータ１の回転方向を認識すると共に、モータの実回転数に比例した電圧レベルの回転数信号ＶＮを出力する構成となっている。また、制御回路４は、モータ１の回転方向の認識結果及び各位置検出信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの入力タイミングに基づいて、インバータ回路２の上アームを構成するＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５の通電タイミングを決めるＵ、Ｖ、Ｗ各相用のゲート制御信号群、並びに下アームを構成するＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６の通電タイミングを決めるＵ、Ｖ、Ｗ各相用のゲート制御信号群を、所定パターン（モータ１を正回転させるためのパターンまたは逆回転させるためのパターン）で出力する構成となっている。この場合、図１では、簡略化して示しているが、上アームのＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート端子には、それらのための各ゲート制御信号が直接的に与えられ、下アームのＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６のゲート端子には、それらのための各ゲート制御信号が、制御回路４の一部を構成するＡＮＤ回路５（実際には各相用に３個設けられる）を介して与えられるようになっている。

また、制御回路４は、回転方向切替端子Ｔを備えており、その回転方向切替端子Ｔにローレベル信号が入力された状態で、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ１の正回転用パターン（Ｕ相用→Ｖ相用→Ｗ相用の順）に設定し、回転方向切替端子Ｔにハイレベル信号（本発明でいう切替指令信号に相当）が入力された状態で、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ１の逆回転用パターン（Ｗ相用→Ｖ相用→Ｕ相用の順）に設定する構成となっている。

ゲイン制御アンプ６（増幅回路に相当）は、モータ１の目標回転数を指令するための目標電圧信号ＶＳと前記制御回路４からの回転数信号ＶＮとの偏差を所定の利得で増幅した差電圧信号Ｖｏを発生する。つまり、ゲイン制御アンプ６の利得をＧとした場合、Ｖｏ＝ＶＳ＋Ｇ（ＶＳ−ＶＮ）である。尚、上記目標電圧信号ＶＳは、例えば外部に設けられた車両用ＥＣＵ（図示せず）から与えられるもので、モータ１の目標回転数に比例した電圧レベルの信号である。

第１コンパレータ７（比較回路に相当）は、非反転入力端子（＋）にゲイン制御アンプ６からの差電圧信号Ｖｏを受けると共に、反転入力端子（−）に図示しない発振回路から出力される三角波信号ＶＴを受けるように接続されており、その比較に基づいて生成したＰＷＭ信号を信号切替スイッチ８（切替回路に相当）に与える構成となっている。尚、三角波信号ＶＴは、図２に示すように、その上限電圧ＶＴＵ（上ピーク値）が例えば４Ｖ、下限電圧ＶＴＬ（下ピーク値）が例えば２．５Ｖ）に設定された信号である。

上記信号切替スイッチ８は、実際には半導体素子を利用して構成されるもので、第１コンパレータ７からのＰＷＭ信号を前記ＡＮＤ回路５の一方の入力端子（他方の入力端子には前記制御回路４からのゲート制御信号が入力される）に与える正転モード位置と、後述する第２コンパレータ９（第２の比較回路に相当）からの第２ＰＷＭ信号を当該ＡＮＤ回路５の一方の入力端子に与える逆転モード位置との何れかに切り替え可能な構成となっている。

具体的には、信号切替スイッチ８は、第３コンパレータ１０（電圧検知回路に相当）からローレベル信号が出力された状態で正転モード位置に切り替わり、当該第３コンパレータ１０からハイレベル信号（切替指令信号）が出力された状態で逆転モード位置に切り替わる構成となっている。

この第３コンパレータ１０は、反転入力端子（−）にゲイン制御アンプ６からの差電圧信号Ｖｏを受けると共に、非反転入力端子（＋）に前記三角波信号ＶＴの下限電圧ＶＴＬ（＝２．５Ｖ）を図示しない電圧信号発生回路（例えばピークホールド回路）から受けるように接続されている。この場合、第３コンパレータ１０には、ヒステリシスが付けられるものであり、その付与手段としては、例えば、２レベルのしきい値を設定し、コンパレータ出力のＨ／Ｌ状態に基づいたアナログスイッチの切り替え動作に応じてヒステリシスを付与する方法、或いは、周知の帰還抵抗を接続する方法などが考えられる。

従って、Ｖｏ≧ＶＴＬの状態にあるとき（つまり、差電圧信号Ｖｏが２．５Ｖ以上あるとき）には、第３コンパレータ１０からローレベル信号が出力されて信号切替スイッチ８が正転モード位置に切り替わり、Ｖｏ＜ＶＴＬの状態にあるとき（つまり、差電圧信号Ｖｏが２．５Ｖより低いとき）には、第３コンパレータ１０からハイレベル信号が出力されて信号切替スイッチ８が逆転モード位置に切り替わることになる。但し、実際には、上記のような第３コンパレータ１０の出力反転動作において所定のヒステリシス電圧が関与することになる。また、この第３コンパレータ１０からの出力信号は前記制御回路４の回転方向切替端子Ｔにも与えられるようになっている。

増幅率が「１」に設定された折り返しアンプ１１（信号発生回路に相当）は、ゲイン制御アンプ６からの差電圧信号Ｖｏを三角波信号ＶＴの下限電圧ＶＴＬ基準で折り返すために設けられたものであり、これから出力される補正差電圧信号Ｖｏ２は、Ｖｏ２＝５−Ｖｏで得られることになる。

第２コンパレータ９は、非反転入力端子（＋）に前記折り返しアンプ１１からの補正差電圧信号Ｖｏ２を受けると共に、反転入力端子（−）に三角波信号ＶＴを受けるように接続されており、その比較に基づいて生成した第２ＰＷＭ信号を信号切替スイッチ８に与える構成となっている。

次に、上記回路構成の作用について図２〜図４も参照しながら説明する。
即ち、ゲイン制御アンプ６からは、目標電圧信号ＶＳとモータ１に係る回転数信号ＶＮとの偏差に応じた差電圧信号Ｖｏが出力され、当該差電圧信号Ｖｏが２．５Ｖ（三角波信号ＶＴの下限電圧ＶＴＬ）以上ある状態時には、信号切替スイッチ８は、第３コンパレータ１０から出力されるローレベル信号によって正転モード位置に切り替えられ、第１コンパレータ７の出力をＡＮＤ回路５に与える状態とされる。また、この状態では、図３（ａ）に示すように、折り返しアンプ１１からの補正差電圧信号Ｖｏ２が２．５Ｖ未満になるため、第１コンパレータ７では、有効パルス幅を有したＰＷＭ信号が生成されることになるが、第２コンパレータ９では、パルスデューティ比が零％の第２ＰＷＭ信号が生成されることになる。さらに、この場合には、第３コンパレータ１０から出力されているローレベル信号が制御回路４の回転方向切替端子Ｔに与えられるため、当該制御回路４は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ１の正回転用パターンに設定するようになる。

従って、インバータ回路２の上アームを構成するＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５が制御回路４から出力される正回転パターンのゲート制御信号によりオンオフされると共に、インバータ回路２の下アームを構成するＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６が、制御回路４から出力される正回転パターンのゲート制御信号及び第１コンパレータ７からのＰＷＭ信号の論理積信号によりオンオフされるようになり、これに応じて、モータ１が目標電圧信号ＶＳに応じた回転数となるようにフィードバック制御された状態で正回転される。

このような制御状態から、図４（ａ）に示すように、目標回転数が急激に下げられた場合には、目標電圧信号ＶＳの急減に伴い回転数信号ＶＮとの間の偏差が過渡的に拡大した状態となり、ゲイン制御アンプ６が出力する差電圧信号Ｖｏの電圧レベルが、図４（ｂ）に示すように２．５Ｖ未満に一時的に低下することになる。

すると、その低下期間には、第３コンパレータ１０からハイレベル信号が出力されるようになるため、信号切替スイッチ８が逆転モード位置に切り替えられ、第２コンパレータ９からの第２ＰＷＭ信号をＡＮＤ回路５に与える状態になる。このように差電圧信号Ｖｏが２．５Ｖ未満になった状態では、図３（ｂ）に示すように、折り返しアンプ１１からの補正差電圧信号Ｖｏ２が２．５Ｖ以上になるため、第１コンパレータ７では、パルスデューティ比が零％のＰＷＭ信号が生成されることになるが、第２コンパレータ９では、有効パルス幅を有した第２ＰＷＭ信号が生成されることになる。さらに、この場合には、第３コンパレータ１０からハイレベル信号が制御回路４の回転方向切替端子Ｔに与えられるため、当該制御回路４は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相用のゲート制御信号の出力パターンをモータ１の逆回転用パターンに設定するようになる。

従って、インバータ回路２の上アームを構成するＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５が制御回路４から出力される逆回転パターンのゲート制御信号によりオンオフされると共に、インバータ回路２の下アームを構成するＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６が、制御回路４から出力される逆回転パターンのゲート制御信号及び第２コンパレータ９からの第２ＰＷＭ信号の論理積信号によりオンオフされるようになり、これに応じて、モータ１に逆転トルク（制動トルク）が生成されるようになって、その実回転数が急激に低下することになる。

この後において、目標回転数とモータ１の実回転数との差が所定値以上に縮小したときには、ゲイン制御アンプ６から出力される差電圧信号Ｖｏの電圧レベルが三角波信号ＶＴの下限電圧ＶＴＬ以上に復帰するようになる。このため、第３コンパレータ１０の出力がローレベル信号に反転するようになり、これに応じて、信号切替スイッチ８が、第１コンパレータ７からの有効パルス幅を有したＰＷＭ信号をＡＮＤ回路５に与える状態に戻るから、そのＰＷＭ信号に基づいてモータ１の回転数制御が行われる定常状態に復帰するようになる。

つまり、目標回転数が急激に下げられるのに伴い、ゲイン制御アンプ６からの差電圧信号Ｖｏが２．５Ｖ未満に一時的に低下した場合には、当該差電圧信号Ｖｏ、第１コンパレータ７からのＰＷＭ信号のパルスデューティ比、折り返しアンプ１１からの補正差電圧信号Ｖｏ２、第２コンパレータ９からの第２ＰＷＭ信号のパルスデューティ比、インバータ回路２内のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ６の駆動デューティ比（オンオフ比）が、それぞれ図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すような過渡応答特性を呈して変化するものであり、これに応じて同図（ａ）に示すように、モータ１の実回転数が急激に低下した後に目標回転数で安定した状態になるものである。
尚、本実施例の構成によれば、図２に示すように、モータ１の回転数と目標電圧信号ＶＳ及び回転数信号ＶＮとの関係は、モータ１の逆回転領域まで広がった状態とされることになる。

要するに、本実施例の構成によれば、以上のような制御が行われる結果、モータ１の回転数の制御精度が向上することになり、しかも、従来構成のように、モータ１の回転数制御を行うためにマイコンを組み込む必要がなくなるから、過酷な温度環境下での動作信頼性の向上を実現できると共に、コストの上昇を抑制できるようになる。

その他、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、例えば以下のような変形または拡張が可能である。
制御回路４、ゲイン制御アンプ６、第１コンパレータ７、信号切替スイッチ８、第２コンパレータ９、第３コンパレータ１０、折り返しアンプ１１などは、モノリシック構造のＩＣ回路として構成することができる。

本発明の一実施例を示す電気的構成図 モータ回転数と目標電圧信号及び回転数信号との関係を示す特性図 ＰＷＭ信号の生成例を説明するための波形図 過渡応答特性図 従来構成を説明するための図３相当図

符号の説明

１はモータ、２はインバータ回路、４は制御回路（回転数検出回路）、６はゲイン制御アンプ（増幅回路）、７は第１コンパレータ（比較回路）、８は信号切替スイッチ（切替回路）、９は第２コンパレータ（第２の比較回路）、１０は第３コンパレータ（電圧検知回路）、１１は折り返しアンプ（信号発生回路）を示す。

Claims (1)

1. 車両用負荷の動力源となるモータを駆動するためのＰＷＭ制御型のインバータ回路と、 このインバータ回路に対するＰＷＭ信号の供給タイミングを決定する制御回路と、
   前記モータの実回転数に応じた電圧レベルの回転数信号を発生する回転数検出回路と、
   前記回転数信号と前記モータの目標回転数を指令するための目標電圧信号との偏差を増幅した差電圧信号を出力する増幅回路と、
   前記差電圧信号と所定周波数のキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号を生成して前記制御回路に与える比較回路とを備えた車載用モータ制御装置において、
   前記差電圧信号の電圧レベルが前記キャリア信号の下限電圧未満となったときに切替指令信号を出力する電圧検知回路と、
   前記差電圧信号の電圧レベルが前記キャリア信号の下限電圧未満となった状態で当該キャリア信号の下限電圧より高い電圧レベルの補正差電圧信号を発生する信号発生回路と、
   前記補正差電圧信号と前記キャリア信号との比較により第２ＰＷＭ信号を生成する第２の比較回路と、
   前記切替指令信号が出力されたときに前記比較回路からのＰＷＭ信号に代えて前記第２の比較回路からの第２ＰＷＭ信号を前記制御回路に与える状態に切り替わる切替回路とを備え、
   前記制御回路は、前記切替指令信号が出力された期間には、前記第２ＰＷＭ信号により前記インバータ回路を駆動する際に前記モータに逆転トルクが発生するように制御することを特徴とする車載用モータ制御装置。
   

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