JP2001211679A - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
- Publication number
- JP2001211679A JP2001211679A JP2000019530A JP2000019530A JP2001211679A JP 2001211679 A JP2001211679 A JP 2001211679A JP 2000019530 A JP2000019530 A JP 2000019530A JP 2000019530 A JP2000019530 A JP 2000019530A JP 2001211679 A JP2001211679 A JP 2001211679A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- motor
- rectangular wave
- pwm
- command signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来、ＰＷＭ信号を生成する指令信号は時々
刻々変化（連続変化）する正弦波であるため、三角波と
の比較処理を行うにはＣＰＵの負担が大きく、これらの
処理を割り込み処理で行っていたため、ＣＰＵの性能も
高いものが要求されていた。 【解決手段】 インバータ回路部１１のスイッチングを
行うためのＰＷＭ信号を、指令信号とキャリア信号とを
比較演算することにより生成するＰＷＭ制御手段１２ａ
において、該指令信号を全期間に亘って矩形波信号とし
た。また、矩形波信号の波高値を可変してＰＷＭ信号の
デューティー比を調整する構成とし、インバータ回路部
１１に接続されたブラシレスモータ１４の回転位置検出
信号により矩形波信号の切換えを行う構成とした。
刻々変化（連続変化）する正弦波であるため、三角波と
の比較処理を行うにはＣＰＵの負担が大きく、これらの
処理を割り込み処理で行っていたため、ＣＰＵの性能も
高いものが要求されていた。 【解決手段】 インバータ回路部１１のスイッチングを
行うためのＰＷＭ信号を、指令信号とキャリア信号とを
比較演算することにより生成するＰＷＭ制御手段１２ａ
において、該指令信号を全期間に亘って矩形波信号とし
た。また、矩形波信号の波高値を可変してＰＷＭ信号の
デューティー比を調整する構成とし、インバータ回路部
１１に接続されたブラシレスモータ１４の回転位置検出
信号により矩形波信号の切換えを行う構成とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、指令信号とキャリ
ア信号とを比較演算することによりＰＷＭ信号を生成
し、このＰＷＭ信号によりインバータ回路のスイッチン
グ回路を制御して、インバータ回路に接続されるモータ
への出力電圧を可変するモータ制御装置の構成に関す
る。
ア信号とを比較演算することによりＰＷＭ信号を生成
し、このＰＷＭ信号によりインバータ回路のスイッチン
グ回路を制御して、インバータ回路に接続されるモータ
への出力電圧を可変するモータ制御装置の構成に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】モータの電力制御方法の一つとしてＰＷ
Ｍ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御
法がある。この方式は、パルス幅変調制御法であり、オ
ンパルスの通電幅を任意に変化（変調）させてモータへ
の入力電力をコントロールするものである。例えば、デ
ューティー比（オン・オフタイム比）を大きくすること
により、モータの回転数を高くさせ、逆にデューティー
比を小さくすることで、これに対応してモータの回転数
も小さくする制御である。このように、ＰＷＭ制御法に
よるモータのパルス制御は、電力パルスがオンのときだ
けモータ電流を流し、それ以外は休んでいるので、トラ
ンジスタの負担や電源の負担を軽減させられるという利
点がある。
Ｍ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御
法がある。この方式は、パルス幅変調制御法であり、オ
ンパルスの通電幅を任意に変化（変調）させてモータへ
の入力電力をコントロールするものである。例えば、デ
ューティー比（オン・オフタイム比）を大きくすること
により、モータの回転数を高くさせ、逆にデューティー
比を小さくすることで、これに対応してモータの回転数
も小さくする制御である。このように、ＰＷＭ制御法に
よるモータのパルス制御は、電力パルスがオンのときだ
けモータ電流を流し、それ以外は休んでいるので、トラ
ンジスタの負担や電源の負担を軽減させられるという利
点がある。
【０００３】ＰＷＭ信号の生成は、従来、図６に示すよ
うに、キャリア信号である三角波と（外部からモータ回
転数を制御するために送られる）指令信号である正弦波
を利用して行われている。モータ制御装置（インバータ
装置）に設けられたマイコンで構成される制御部は、こ
の２つの三角波・正弦波を比較演算し、図に示すような
ＰＷＭ信号を生成するのである。
うに、キャリア信号である三角波と（外部からモータ回
転数を制御するために送られる）指令信号である正弦波
を利用して行われている。モータ制御装置（インバータ
装置）に設けられたマイコンで構成される制御部は、こ
の２つの三角波・正弦波を比較演算し、図に示すような
ＰＷＭ信号を生成するのである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述したＰＷ
Ｍ信号を生成する従来方法では、正弦波が時々刻々変化
（連続変化）する信号であるため、三角波との比較処理
の負担が大きく、これらの処理を割り込み処理で行って
いたため、ＣＰＵの性能も高いものが要求されていた。
このため、モータ回転数を制御するためのソフトウェア
制御に係るオーバヘッドが大きいという問題と、ＣＰＵ
に性能の高いものを使用することで、コストが高くなる
という問題もあった。
Ｍ信号を生成する従来方法では、正弦波が時々刻々変化
（連続変化）する信号であるため、三角波との比較処理
の負担が大きく、これらの処理を割り込み処理で行って
いたため、ＣＰＵの性能も高いものが要求されていた。
このため、モータ回転数を制御するためのソフトウェア
制御に係るオーバヘッドが大きいという問題と、ＣＰＵ
に性能の高いものを使用することで、コストが高くなる
という問題もあった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の解決しようとす
る課題は以上の如くであり、次に課題を解決するための
手段について説明する。即ち、請求項１記載の如く、イ
ンバータ回路のスイッチングを行うためのＰＷＭ信号
を、指令信号とキャリア信号とを比較演算することによ
り生成するＰＷＭ制御手段において、該指令信号を全期
間に亘って矩形波信号とした。
る課題は以上の如くであり、次に課題を解決するための
手段について説明する。即ち、請求項１記載の如く、イ
ンバータ回路のスイッチングを行うためのＰＷＭ信号
を、指令信号とキャリア信号とを比較演算することによ
り生成するＰＷＭ制御手段において、該指令信号を全期
間に亘って矩形波信号とした。
【０００６】また、請求項２記載の如く、前記矩形波信
号の波高値を可変してＰＷＭ信号のデューティー比を調
整する構成とした。
号の波高値を可変してＰＷＭ信号のデューティー比を調
整する構成とした。
【０００７】また、請求項３記載の如く、前記インバー
タ回路に接続されたブラシレスモータの回転位置検出信
号により矩形波信号の切換えを行う。
タ回路に接続されたブラシレスモータの回転位置検出信
号により矩形波信号の切換えを行う。
【０００８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を添付
の図面を用いて説明する。図１は本発明に係るモータ制
御装置のブロック図、図２はキャリア信号発生部より発
生される三角波を示す図、図３は指令信号発生部より発
生される矩形波を示す図、図４は三角波及び矩形波の比
較処理を表す図、図５は本発明を応用する一実施例であ
る仮撚機の概略構成図、図６は従来の三角波と正弦波の
比較処理を表す図である。
の図面を用いて説明する。図１は本発明に係るモータ制
御装置のブロック図、図２はキャリア信号発生部より発
生される三角波を示す図、図３は指令信号発生部より発
生される矩形波を示す図、図４は三角波及び矩形波の比
較処理を表す図、図５は本発明を応用する一実施例であ
る仮撚機の概略構成図、図６は従来の三角波と正弦波の
比較処理を表す図である。
【０００９】まず、図１を用いて本発明にかかるモータ
制御装置１０の構成について説明する。モータ制御装置
１０は、インバータ回路部１１と、マイクロコンピュー
タからなる制御部１２より構成されている。インバータ
回路部１１は、交流電源１３の三相交流を直流に変換す
る整流回路１１ａと、その整流出力電力を平滑して直流
電圧にする平滑回路１１ｅ、及びＩＧＢＴ（絶縁ゲート
バイポーラ型トランジスタ）スイッチング素子を三相ブ
リッジ接続して構成されるインバータ主回路１１ｂを有
し、該整流回路１１ａの出力側に接続された正側直流電
源線１１ｃと負側直流電源線１１ｄとがインバータ主回
路１１ｂの入力側に接続されている。また、インバータ
主回路１１ｂの出力側は、インバータ制御により回転駆
動するブラシレスモータであるモータ１４が接続され、
インバータ主回路１１ｂにより、直流電圧を任意のパル
ス幅の交流電圧に変換してモータ１４の固定子巻線に供
給する。ブラシレスモータは、回転子（ロータ）に永久
磁石、固定子（ステータ）に電機子巻線を用いた三相同
期モータである。尚、スイッチング素子としてＩＧＢＴ
を使用することにより、ゲート信号を制御して電流又は
電圧の増幅が容易に行える。
制御装置１０の構成について説明する。モータ制御装置
１０は、インバータ回路部１１と、マイクロコンピュー
タからなる制御部１２より構成されている。インバータ
回路部１１は、交流電源１３の三相交流を直流に変換す
る整流回路１１ａと、その整流出力電力を平滑して直流
電圧にする平滑回路１１ｅ、及びＩＧＢＴ（絶縁ゲート
バイポーラ型トランジスタ）スイッチング素子を三相ブ
リッジ接続して構成されるインバータ主回路１１ｂを有
し、該整流回路１１ａの出力側に接続された正側直流電
源線１１ｃと負側直流電源線１１ｄとがインバータ主回
路１１ｂの入力側に接続されている。また、インバータ
主回路１１ｂの出力側は、インバータ制御により回転駆
動するブラシレスモータであるモータ１４が接続され、
インバータ主回路１１ｂにより、直流電圧を任意のパル
ス幅の交流電圧に変換してモータ１４の固定子巻線に供
給する。ブラシレスモータは、回転子（ロータ）に永久
磁石、固定子（ステータ）に電機子巻線を用いた三相同
期モータである。尚、スイッチング素子としてＩＧＢＴ
を使用することにより、ゲート信号を制御して電流又は
電圧の増幅が容易に行える。
【００１０】制御部１２は、ＰＷＭ制御手段１２ａ、電
圧検出手段１２ｂ、中央演算処理装置（ＣＰＵ）１２ｃ
等より構成されており、該電圧検出手段１２ｂは、前記
インバータ回路部１１の正・負側直流電源線１１ｃ・１
１ｄ間の直流電圧を常時検出して、瞬停等、不足電圧の
発生を検知するようにしている。
圧検出手段１２ｂ、中央演算処理装置（ＣＰＵ）１２ｃ
等より構成されており、該電圧検出手段１２ｂは、前記
インバータ回路部１１の正・負側直流電源線１１ｃ・１
１ｄ間の直流電圧を常時検出して、瞬停等、不足電圧の
発生を検知するようにしている。
【００１１】次に、ＰＷＭ制御手段１２ａの構成、及び
ＰＷＭ信号の生成方法について説明する。図１に示すよ
うに、ＰＷＭ制御手段１２ａは、キャリア信号発生部２
０、指令信号発生部２１、比較処理部２２、ＰＷＭ信号
出力部２３、位相信号生成部２４等より構成されてい
る。キャリア信号発生部２０からは、図２に示すような
キャリア信号である三角波（例えば、１〜２０ｋHｚ）
が出力される。また、指令信号発生部２１は、外部のモ
ータ制御指令部１５から入力されるモータ制御指令に基
づいて指令信号を発生させるものであり、該指令信号発
生部２１からは、図３に示すような１２０°通電を行う
ための指令信号である矩形波が出力される。
ＰＷＭ信号の生成方法について説明する。図１に示すよ
うに、ＰＷＭ制御手段１２ａは、キャリア信号発生部２
０、指令信号発生部２１、比較処理部２２、ＰＷＭ信号
出力部２３、位相信号生成部２４等より構成されてい
る。キャリア信号発生部２０からは、図２に示すような
キャリア信号である三角波（例えば、１〜２０ｋHｚ）
が出力される。また、指令信号発生部２１は、外部のモ
ータ制御指令部１５から入力されるモータ制御指令に基
づいて指令信号を発生させるものであり、該指令信号発
生部２１からは、図３に示すような１２０°通電を行う
ための指令信号である矩形波が出力される。
【００１２】そして、比較処理部２２は、前記キャリア
信号発生部２０及び指令信号発生部２１から出力される
三角波及び矩形波の比較演算を行う。具体的には、図４
に示すように、三角波と矩形波の接点を求め、この接点
間隔の変化によりデューティー比（オン・オフタイムの
比）を決定して、図に示したようなＰＷＭ信号を生成す
るのである。なお、本発明のように、指令信号として矩
形波を利用している場合には、デューティー比は一定時
間一定の値をとる。
信号発生部２０及び指令信号発生部２１から出力される
三角波及び矩形波の比較演算を行う。具体的には、図４
に示すように、三角波と矩形波の接点を求め、この接点
間隔の変化によりデューティー比（オン・オフタイムの
比）を決定して、図に示したようなＰＷＭ信号を生成す
るのである。なお、本発明のように、指令信号として矩
形波を利用している場合には、デューティー比は一定時
間一定の値をとる。
【００１３】そして、比較処理部２２において生成され
たＰＷＭ信号が、ＰＷＭ信号出力部２３より、前記イン
バータ主回路１１ｂを構成するスイッチング素子の各ゲ
ートに対して出力されるのである。これによってインバ
ータ主回路１１ｂにより、直流電圧を任意のパルス幅の
交流電圧に変換してモータ１４の固定子巻線に供給し、
ブラシレスモータであるモータ１４が所望の回転数で制
御されるのである。尚、電力の無駄を無くして安定した
回転を行うため、指令信号の波高値がゼロの期間では、
ＰＷＭ信号の休止期間として通電を行わないようにして
いる。
たＰＷＭ信号が、ＰＷＭ信号出力部２３より、前記イン
バータ主回路１１ｂを構成するスイッチング素子の各ゲ
ートに対して出力されるのである。これによってインバ
ータ主回路１１ｂにより、直流電圧を任意のパルス幅の
交流電圧に変換してモータ１４の固定子巻線に供給し、
ブラシレスモータであるモータ１４が所望の回転数で制
御されるのである。尚、電力の無駄を無くして安定した
回転を行うため、指令信号の波高値がゼロの期間では、
ＰＷＭ信号の休止期間として通電を行わないようにして
いる。
【００１４】このように、インバータ回路部１１（イン
バータ主回路１１ｂ）のスイッチングを行うためのＰＷ
Ｍ信号を、指令信号とキャリア信号とを比較演算するこ
とにより生成するＰＷＭ制御手段１２ａにおいて、該指
令信号を全期間に亘って矩形波信号としている。このた
め、矩形波は一定時間、電圧変化がなく一定値をとるた
め、この一定時間内はキャリア毎に変調点の変更は必要
ない。これに対して、従来図６で示したように、指令信
号として正弦波を利用していた場合には、時々刻々変化
する指令信号の電圧値に対して、キャリア信号（三角
波）毎に、割り込み処理を行わなければならないため、
ＣＰＵへの負荷が大きくなっていた。このように本発明
のモータ制御装置によれば、制御部１２のＣＰＵ１２ｃ
の負荷を軽減させることにより処理速度の向上を図るこ
とができるので、フィードバック制御を行う場合には、
高精度なモータ回転数の制御が行える構成となった。ま
た、ＣＰＵ１２ｃは高性能のものを要求しないので、低
コストな構成とすることができる。さらに、ＰＷＭ信号
の生成プロセスによるＣＰＵ１２ｃの占有時間を短くす
ることにより、モータ制御装置内の他のプロセスに対す
るＣＰＵ１２ｃの割当てが充分に行える構成となった。
バータ主回路１１ｂ）のスイッチングを行うためのＰＷ
Ｍ信号を、指令信号とキャリア信号とを比較演算するこ
とにより生成するＰＷＭ制御手段１２ａにおいて、該指
令信号を全期間に亘って矩形波信号としている。このた
め、矩形波は一定時間、電圧変化がなく一定値をとるた
め、この一定時間内はキャリア毎に変調点の変更は必要
ない。これに対して、従来図６で示したように、指令信
号として正弦波を利用していた場合には、時々刻々変化
する指令信号の電圧値に対して、キャリア信号（三角
波）毎に、割り込み処理を行わなければならないため、
ＣＰＵへの負荷が大きくなっていた。このように本発明
のモータ制御装置によれば、制御部１２のＣＰＵ１２ｃ
の負荷を軽減させることにより処理速度の向上を図るこ
とができるので、フィードバック制御を行う場合には、
高精度なモータ回転数の制御が行える構成となった。ま
た、ＣＰＵ１２ｃは高性能のものを要求しないので、低
コストな構成とすることができる。さらに、ＰＷＭ信号
の生成プロセスによるＣＰＵ１２ｃの占有時間を短くす
ることにより、モータ制御装置内の他のプロセスに対す
るＣＰＵ１２ｃの割当てが充分に行える構成となった。
【００１５】なお、指令信号に矩形波を利用することが
できるのは、本発明の構成において、モータ１４をブラ
シレスモータとしているからであり、三相インダクショ
ンモータ等は、正弦波駆動であるため、指令信号として
時間的変化が必要となる。このように、矩形波駆動が可
能なモータを利用することで、ＰＷＭ信号生成における
ＣＰＵ１２ｃの負荷を軽減させながら、ブラシレスモー
タの特性により、高・低速回転制御が行いやすく、ま
た、高トルクを得られるので、フィードバック制御を行
うためにも優れた構成となる。また、ＤＣモータのよう
に整流用のカーボンブラシ（摩耗する）を必要としない
ので、メンテナンス性にも優れた構成となる。
できるのは、本発明の構成において、モータ１４をブラ
シレスモータとしているからであり、三相インダクショ
ンモータ等は、正弦波駆動であるため、指令信号として
時間的変化が必要となる。このように、矩形波駆動が可
能なモータを利用することで、ＰＷＭ信号生成における
ＣＰＵ１２ｃの負荷を軽減させながら、ブラシレスモー
タの特性により、高・低速回転制御が行いやすく、ま
た、高トルクを得られるので、フィードバック制御を行
うためにも優れた構成となる。また、ＤＣモータのよう
に整流用のカーボンブラシ（摩耗する）を必要としない
ので、メンテナンス性にも優れた構成となる。
【００１６】また、前記ブラシレスモータであるモータ
１４には、回転子の磁極位置の検出手段である位置セン
サ１４ｓが設けられている。位置センサ１４ｓは、例え
ば、ホール素子等の回転位置センサとしてもよいし、ブ
ラシレスモータの固定子巻線に誘起される逆起電圧を検
出する手段としてもよい。そして、該位置センサ１４ｓ
による回転位置検出信号に基づいて位相信号生成部２４
が、モータ回転位置情報を生成し、このモータ回転位置
情報に基づいて指令信号発生部２１は通電を切換えるこ
とにより矩形波の変調が行われるようにしている。そし
て、このモータ回転位置情報に基づいて、図３に示した
矩形波は１２０度毎に変調させる指令信号としている。
１４には、回転子の磁極位置の検出手段である位置セン
サ１４ｓが設けられている。位置センサ１４ｓは、例え
ば、ホール素子等の回転位置センサとしてもよいし、ブ
ラシレスモータの固定子巻線に誘起される逆起電圧を検
出する手段としてもよい。そして、該位置センサ１４ｓ
による回転位置検出信号に基づいて位相信号生成部２４
が、モータ回転位置情報を生成し、このモータ回転位置
情報に基づいて指令信号発生部２１は通電を切換えるこ
とにより矩形波の変調が行われるようにしている。そし
て、このモータ回転位置情報に基づいて、図３に示した
矩形波は１２０度毎に変調させる指令信号としている。
【００１７】そして、前述したように外部のモータ制御
指令部１５から入力されるモータ制御指令に基づいて指
令信号発生部２１は、指令信号である矩形波を発生させ
るが、該指令信号発生部２１は、モータ制御指令に基づ
いて、矩形波の波高値を変化させるようにしている。こ
れによって、図４で示したプロセスにより生成されるＰ
ＷＭ信号のデューティー比を調節し、モータ１４の回転
数制御が行われるのである。このように、本発明におい
ては、指令信号に矩形波を利用しているので、モータ１
４の回転数を波高値に比例して制御することができるの
で、高精度な回転数制御が行える構成となった。
指令部１５から入力されるモータ制御指令に基づいて指
令信号発生部２１は、指令信号である矩形波を発生させ
るが、該指令信号発生部２１は、モータ制御指令に基づ
いて、矩形波の波高値を変化させるようにしている。こ
れによって、図４で示したプロセスにより生成されるＰ
ＷＭ信号のデューティー比を調節し、モータ１４の回転
数制御が行われるのである。このように、本発明におい
ては、指令信号に矩形波を利用しているので、モータ１
４の回転数を波高値に比例して制御することができるの
で、高精度な回転数制御が行える構成となった。
【００１８】次に、本発明に係るモータ制御装置を仮撚
機に応用した実施例について図５を用いて説明する。給
糸パッケージ６から解舒された糸条Ｙが第一フィードロ
ーラＦ１と、該第一フィードローラＦ１の下流側に配置
される第二フィードローラＦ２とによって延伸可能な糸
張力に保持されている。これら第一・第二フィードロー
ラＦ１・Ｆ２間の下流側に仮撚装置５が設けられてい
る。該仮撚装置５により糸条Ｙに撚りがかけられ、第一
フィードローラＦ１までの糸条Ｙは撚りが入った加撚状
態となっている。仮撚装置５は、一対のベルトが交差し
て配置されるニップツイスターであり、それぞれのベル
トを駆動するブラシレスモータである仮撚装置用モータ
１４・１４が設けられている。このようにして、一対の
ベルトが糸条Ｙを挟持しながら、仮撚装置用モータ１４
・１４により駆動し、糸条Ｙに撚りをかけるのである。
機に応用した実施例について図５を用いて説明する。給
糸パッケージ６から解舒された糸条Ｙが第一フィードロ
ーラＦ１と、該第一フィードローラＦ１の下流側に配置
される第二フィードローラＦ２とによって延伸可能な糸
張力に保持されている。これら第一・第二フィードロー
ラＦ１・Ｆ２間の下流側に仮撚装置５が設けられてい
る。該仮撚装置５により糸条Ｙに撚りがかけられ、第一
フィードローラＦ１までの糸条Ｙは撚りが入った加撚状
態となっている。仮撚装置５は、一対のベルトが交差し
て配置されるニップツイスターであり、それぞれのベル
トを駆動するブラシレスモータである仮撚装置用モータ
１４・１４が設けられている。このようにして、一対の
ベルトが糸条Ｙを挟持しながら、仮撚装置用モータ１４
・１４により駆動し、糸条Ｙに撚りをかけるのである。
【００１９】また、第一・第二フィードローラＦ１・Ｆ
２間の上流側には熱固定用の糸条熱処理装置３が設けら
れている。該糸条熱処理装置３は、撚りが入った糸条Ｙ
を延伸温度まで加熱するものであり、熱媒液を用いて精
度良く温度コントロールされている。該糸条熱処理装置
３の下流側にクーリングプレート４を設けて、糸条熱処
理装置３により加熱された糸条Ｙを冷却するようにして
いる。このように、仮撚機１においては、給糸パッケー
ジ６から解舒した糸条Ｙに撚りを付与した状態で延伸
し、この撚りに沿った延伸を熱固定することで、該糸条
Ｙを嵩高加工糸に加工している。そして、加工済の糸条
Ｙはトラバース装置８で綾振りされ、巻取ドラム９に転
接して回転する巻取パッケージ７に巻き取られるように
している。
２間の上流側には熱固定用の糸条熱処理装置３が設けら
れている。該糸条熱処理装置３は、撚りが入った糸条Ｙ
を延伸温度まで加熱するものであり、熱媒液を用いて精
度良く温度コントロールされている。該糸条熱処理装置
３の下流側にクーリングプレート４を設けて、糸条熱処
理装置３により加熱された糸条Ｙを冷却するようにして
いる。このように、仮撚機１においては、給糸パッケー
ジ６から解舒した糸条Ｙに撚りを付与した状態で延伸
し、この撚りに沿った延伸を熱固定することで、該糸条
Ｙを嵩高加工糸に加工している。そして、加工済の糸条
Ｙはトラバース装置８で綾振りされ、巻取ドラム９に転
接して回転する巻取パッケージ７に巻き取られるように
している。
【００２０】そして、上述した仮撚装置用モータ１４・
１４は、本発明にかかるモータ制御装置によりインバー
タ制御されるブラシレスモータとしている。これによ
り、ニップツイスターである２つのベルトが、本発明に
係るＰＷＭ制御により回転制御されるが、上述したよう
に、ＰＷＭ信号生成におけるＣＰＵ負荷を小さくしてい
るのでＰＷＭ制御の処理時間が短縮され、ニップツイス
ターのフィードバック制御が高精度に行うことができ
る。これにより、糸条Ｙの検出張力値に基づく高精度な
テンションフィードバック制御が可能となった。また、
ＰＷＭ制御の処理時間を短縮することにより、１錘の仮
撚装置５に対する複数のモータを共通の中央演算処理装
置（ＣＰＵ）で制御することができ、各モータを正確に
同期制御することができる。
１４は、本発明にかかるモータ制御装置によりインバー
タ制御されるブラシレスモータとしている。これによ
り、ニップツイスターである２つのベルトが、本発明に
係るＰＷＭ制御により回転制御されるが、上述したよう
に、ＰＷＭ信号生成におけるＣＰＵ負荷を小さくしてい
るのでＰＷＭ制御の処理時間が短縮され、ニップツイス
ターのフィードバック制御が高精度に行うことができ
る。これにより、糸条Ｙの検出張力値に基づく高精度な
テンションフィードバック制御が可能となった。また、
ＰＷＭ制御の処理時間を短縮することにより、１錘の仮
撚装置５に対する複数のモータを共通の中央演算処理装
置（ＣＰＵ）で制御することができ、各モータを正確に
同期制御することができる。
【００２１】
【発明の効果】即ち、請求項１記載の如く、インバータ
回路のスイッチングを行うためのＰＷＭ信号を、指令信
号とキャリア信号とを比較演算することにより生成する
ＰＷＭ制御手段において、該指令信号を全期間に亘って
矩形波信号としたので、ＰＷＭ信号を生成するためのＣ
ＰＵ負担を軽減させることが可能となった。これによ
り、ＰＷＭ信号生成の処理時間の短縮が図れ、フィード
バック制御を行う場合には、高精度なモータ回転数の制
御が可能となった。また、ＣＰＵに高い性能が要求され
ないので、低コストな構成とすることが可能となった。
回路のスイッチングを行うためのＰＷＭ信号を、指令信
号とキャリア信号とを比較演算することにより生成する
ＰＷＭ制御手段において、該指令信号を全期間に亘って
矩形波信号としたので、ＰＷＭ信号を生成するためのＣ
ＰＵ負担を軽減させることが可能となった。これによ
り、ＰＷＭ信号生成の処理時間の短縮が図れ、フィード
バック制御を行う場合には、高精度なモータ回転数の制
御が可能となった。また、ＣＰＵに高い性能が要求され
ないので、低コストな構成とすることが可能となった。
【００２２】また、請求項２記載の如く、前記矩形波信
号の波高値を可変してＰＷＭ信号のデューティー比を調
整する構成としたので、モータの回転数を波高値に比例
して制御することができるので、高精度な回転数制御が
行える構成となった。
号の波高値を可変してＰＷＭ信号のデューティー比を調
整する構成としたので、モータの回転数を波高値に比例
して制御することができるので、高精度な回転数制御が
行える構成となった。
【００２３】また、請求項３記載の如く、前記インバー
タ回路に接続されたブラシレスモータの回転位置検出信
号により矩形波信号の切換えを行うので、ブラシレスモ
ータの回転位置に同期した矩形波よりＰＷＭ信号が生成
され、これによってインバータ回路により、直流電圧を
ロータ位置に同期したパルス幅の交流電圧に変換してモ
ータの固定子巻線に供給し、ブラシレスモータが所望の
回転数で駆動するのである。
タ回路に接続されたブラシレスモータの回転位置検出信
号により矩形波信号の切換えを行うので、ブラシレスモ
ータの回転位置に同期した矩形波よりＰＷＭ信号が生成
され、これによってインバータ回路により、直流電圧を
ロータ位置に同期したパルス幅の交流電圧に変換してモ
ータの固定子巻線に供給し、ブラシレスモータが所望の
回転数で駆動するのである。
【図１】本発明に係るモータ制御装置のブロック図であ
る。
る。
【図２】はキャリア信号発生器より発生される三角波を
示す図である。
示す図である。
【図３】指令信号発生器より発生される矩形波を示す図
である。
である。
【図４】三角波及び矩形波の比較処理を表す図である。
【図５】本発明を応用する一実施例である仮撚機の概略
構成図である。
構成図である。
【図６】従来の三角波と正弦波の比較処理を表す図であ
る。
る。
１０ モータ制御装置 １１ インバータ回路部 １１ｂ インバータ主回路 １２ 制御部 １２ａ ＰＷＭ制御手段 １２ｃ 中央演算処理装置（ＣＰＵ） １４ （ブラシレス）モータ ２０ キャリア信号発生部 ２１ 指令信号発生部 ２２ 比較処理部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 BB06 CA01 CB05 CC23 DA03 DA06 DB07 DC05 DC07 EA15 5H560 AA10 BB04 BB12 CC04 DA02 EC02 RR10 UA06 XA04 XA12 5H572 AA04 AA20 CC05 DD09 EE01 GG02 HA10 HB09 JJ03 JJ12 KK01 LL31
Claims (3)
- 【請求項１】 インバータ回路のスイッチングを行うた
めのＰＷＭ信号を、指令信号とキャリア信号とを比較演
算することにより生成するＰＷＭ制御手段において、該
指令信号を全期間に亘って矩形波信号としたことを特徴
とするモータ制御装置。 - 【請求項２】 前記矩形波信号の波高値を可変してＰＷ
Ｍ信号のデューティー比を調整する構成としたことを特
徴とする請求項１記載のモータ制御装置。 - 【請求項３】 前記インバータ回路に接続されたブラシ
レスモータの回転位置検出信号により矩形波信号の切換
えを行うことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の
モータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000019530A JP2001211679A (ja) | 2000-01-28 | 2000-01-28 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000019530A JP2001211679A (ja) | 2000-01-28 | 2000-01-28 | モータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001211679A true JP2001211679A (ja) | 2001-08-03 |
Family
ID=18546212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000019530A Pending JP2001211679A (ja) | 2000-01-28 | 2000-01-28 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001211679A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006280091A (ja) * | 2005-03-29 | 2006-10-12 | Denso Corp | 車載用モータ制御装置 |
| US7818983B2 (en) * | 2005-11-17 | 2010-10-26 | Lg Electronics Inc. | Driving device of a washing machine and a method of driving a washing machine with the same |
| CN102914276A (zh) * | 2012-08-03 | 2013-02-06 | 南京理工大学 | 三维光学测量中基于三灰阶空间脉冲宽度调制的正弦光栅构造方法 |
-
2000
- 2000-01-28 JP JP2000019530A patent/JP2001211679A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006280091A (ja) * | 2005-03-29 | 2006-10-12 | Denso Corp | 車載用モータ制御装置 |
| JP4506534B2 (ja) * | 2005-03-29 | 2010-07-21 | 株式会社デンソー | 車載用モータ制御装置 |
| US7818983B2 (en) * | 2005-11-17 | 2010-10-26 | Lg Electronics Inc. | Driving device of a washing machine and a method of driving a washing machine with the same |
| CN102914276A (zh) * | 2012-08-03 | 2013-02-06 | 南京理工大学 | 三维光学测量中基于三灰阶空间脉冲宽度调制的正弦光栅构造方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| MacMinn et al. | Application of sensor integration techniques to switched reluctance motor drives | |
| JP3971520B2 (ja) | 空気調和機の室外ファン用ブラシレスモータの駆動装置 | |
| JP2543966B2 (ja) | 電動機制動方法 | |
| CN107134950A (zh) | 电动机控制装置 | |
| CN109995304A (zh) | 一种基于调节pwm载波频率降低开关磁阻电机噪声的方法 | |
| TW201234763A (en) | Motor control method and system and digital signal processor thereof | |
| CN104283473B (zh) | 电机控制装置和方法及空调系统 | |
| DK2122823T3 (en) | METHOD AND APPARATUS FOR OPERATING A ENGINE | |
| CN108075696B (zh) | 电机及电机驱动电路 | |
| CA2232888C (en) | Simplified control for running a switched reluctance motor | |
| JP2001211679A (ja) | モータ制御装置 | |
| CN108075690A (zh) | 马达驱动系统及其运转回复方法 | |
| JP4415428B2 (ja) | モータの制御方法 | |
| CN206922682U (zh) | 送纱器控制电路及送纱器控制器 | |
| JPH1155991A (ja) | シンクロナスリラクタンスモータの駆動方法 | |
| WO2016088140A2 (en) | Fan motor and method for regulating speed of the same | |
| KR101869775B1 (ko) | 모터 제어장치 및 그의 제어 방법 | |
| JPH0426394A (ja) | 電力変換装置における負荷電流検出方法 | |
| KR20090055293A (ko) | 트레드밀의 모터 구동 장치 및 방법 | |
| Romeral | Motion control for electric drives | |
| KR20230108576A (ko) | 모터 제어 장치, 의류처리장치의 제어 장치, 모터 제어 장치의 모터 제동 방법 및 의류처리장치의 제어 장치의 모터 제동 방법 | |
| JP2001275390A (ja) | インバータ制御方法 | |
| JPH11332270A (ja) | 誘導電動機の制動方法 | |
| JPS58119795A (ja) | ブラシレスモ−タ | |
| TW202010228A (zh) | 在跨零點切換開關狀態之控制電路 |