JP2006246679A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 過負荷によるトランスの絶縁破壊を防止できるとともに小型化を図ることができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 トランスＴ１と、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスＴ１の一次巻線Ｌ１に供給するＮＭＯＳトランジスタＱ１と、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換回路（ダイオードＤ２、コンデンサＣ３）と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１をＰＷＭ制御するＰＷＭ回路３と、過負荷検出回路４と、過負荷検出回路４によって過負荷が検出されるとＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数を変更してＮＭＯＳトランジスタＱ１を破壊するスイッチング周波数変更回路５とを備えるスイッチング電源装置。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ―ＤＣコンバータなどとして好適に実施されるスイッチング電源装置に関するものである。

従来のスイッチング電源装置の一構成例を図９に示す。図９に示すスイッチング電源装置は、フィルタ回路２と、ＰＷＭ回路３と、ブリッジダイオードＢＤ１と、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、ダイオードＤ１及びＤ２と、ヒューズＦ１と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１と、トランスＴ２とによって構成されている。トランスＴ２は、一次巻線Ｌ１と、二次巻線Ｌ２と、補助電源巻線Ｌ３と、補助電源巻線Ｌ３の一端に接続される温度ヒューズＦ２とを備えている。

図９に示すスイッチング電源装置は、商用交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を出力電圧Ｖ_Oとして出力する。

図９に示すスイッチング電源装置は、定格負荷と最大負荷のギャップが有る場合、安全規格試験項目であるオーバーロード試験において定格負荷を越えた負荷条件時にトランスＴ２の巻線温度が規格値を超えてしまう。また、過負荷対策を講じていないスイッチング電源装置では、実機動作中に過負荷が生じた場合にトランスが発熱しトランスが絶縁破壊に至る。

そこで、図９に示すスイッチング電源装置は、トランスＴ２の巻線発熱を抑えるためにトランスＴ２に加熱保護素子である温度ヒューズＦ２を内蔵している。これにより、実機動作中に過負荷によりトランスＴ２の発熱が大きくなると温度ヒューズＦ２が切断されて出力が停止するので、トランスＴ２の絶縁破壊を防止することができる。
特開２００１−１１９９４２号公報 特開平９−６５６５４号公報

しかしながら、図９に示すスイッチング電源装置は、トランスＴ２に温度ヒューズＦ２を内蔵しているため、トランスＴ２の薄型化及び小型化ひいてはスイッチング電源装置自体の小型化を図ることができなかった。また、温度ヒューズ内蔵のトランスは、温度ヒューズを内蔵していないトランスに比べて価格が高く、スイッチング電源装置自体の低コスト化の妨げとなっていた。

なお、特許文献１及び特許文献２にはスイッチング素子のスイッチング周波数を制御することができるスイッチング電源装置が開示されているが、これらのスイッチング電源装置には過負荷対策が講じられていない。

本発明は、上記の問題点に鑑み、過負荷によるトランスの絶縁破壊を防止できるとともに小型化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源装置は、トランスと、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスの一次巻線に供給するスイッチング素子と、前記トランスの二次巻線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換回路と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路と、過負荷検出手段と、前記過負荷検出手段によって過負荷が検出されると前記スイッチング素子を破壊して前記変換回路の出力を停止させる出力停止手段とを備えている。

このような構成によると、過負荷になるとスイッチング素子が破壊されてスイッチング電源装置の出力が停止するので、過負荷によりトランスが発熱して絶縁破壊に至ることを防止できる。また、温度ヒューズを内蔵しないトランスを用いることで、トランスの薄型化及び小型化ひいてはスイッチング電源装置自体の小型化を図ることができるとともに、トランスの低コスト化ひいてはスイッチング電源装置自体の低コスト化を図ることができる。

上記構成のスイッチング電源装置において、前記過負荷検出手段によって過負荷が検出されると、前記出力停止手段が、前記制御回路に前記スイッチング素子のスイッチング周波数を上げさせることにより、前記トランスを飽和させ前記スイッチング素子を電流破壊して前記変換回路の出力を停止させてもよく、前記過負荷検出手段によって過負荷が検出されると、前記出力停止手段が、前記制御回路に前記スイッチング素子のスイッチング周波数を下げさせることにより、前記スイッチング素子の損失を増大させて前記スイッチング素子を熱破壊して前記変換回路の出力を停止させてもよい。

前者の構成の具体例としては、少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになって前記第２の抵抗を短絡するスイッチ手段（トランジスタ、サイリスタ、リレー、或いはフォトカプラ等）である構成が挙げられる。

また、後者の構成の具体例としては、少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになると前記第２の抵抗を開放する手段である構成が挙げられる。この場合の前記出力停止手段の構成としては、例えば、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになる第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタがオンになるとオフになって前記第２の抵抗を開放する第２のトランジスタとを有する構成、前記ツェナーダイオードがオンになるとオフになって前記第２の抵抗を開放するリレーである構成、或いは前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになるフォトカプラと、前記フォトカプラがオンになるとオフになって前記第２の抵抗を開放するトランジスタとを有する構成等が挙げられる。

本発明によると、過負荷によるトランスの絶縁破壊を防止できるとともに小型化を図ることができるスイッチング電源装置を実現することができる。

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係るスイッチング電源装置の一構成例を図１に示す。なお、図１において図９と同一の部分には同一の符号を付す。

図１に示すスイッチング電源装置は、フィルタ回路２と、ＰＷＭ回路３と、過負荷検出回路４と、スイッチング周波数変更回路５と、ブリッジダイオードＢＤ１と、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、ダイオードＤ１及びＤ２と、ヒューズＦ１と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１と、トランスＴ１とによって構成されている。トランスＴ１は、一次巻線Ｌ１と、二次巻線Ｌ２と、補助電源巻線Ｌ３とを備えている。

商用交流電源１から出力される交流電圧は、ヒューズＦ１を経由してフィルタ回路２に供給され、フィルタ回路２によってノイズが除去された後、ブリッジダイオードＢＤ１によって全波整流される。ブリッジダイオードＢＤ１から出力される電圧は、コンデンサＣ１によって平滑され、直流入力電圧となる。

ＮＭＯＳトランジスタＱ１は、ＰＷＭ回路３から出力される所定のオンデューティのＰＷＭ信号に応じてオン／オフし、オン／オフ動作によりコンデンサＣ１の両端電圧である直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスＴ１の一次巻線Ｌ１に供給する。ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３から成る変換回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２に誘起された交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を出力電圧Ｖ_Oとして出力する。ダイオードＤ１及びコンデンサＣ２から成る変換回路は、トランスＴ１の補助電源巻線Ｌ３に誘起された交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を駆動電圧としてＰＷＭ回路３に供給する。

なお、図１に示すスイッチング電源装置はＡＣ−ＤＣコンバータとして用いられるが、図１に示すスイッチング電源装置からブリッジダイオードＢＤ１及びコンデンサＣ１を取り除き、フィルタ回路２の出力側をトランスＴ１の一次巻き線Ｌ１及びＮＭＯＳトランジスタＱ１から成る直列接続体に直接接続する構成とし、外部直流電源から出力される直流電圧がヒューズＦ１を経由してフィルタ回路２に供給されるようにすることで、ＤＣ―ＤＣコンバータとして用いることができる。また、出力電圧Ｖ_Oを検出する電圧検出回路を設け、その電圧検出回路の検出結果に応じてＰＷＭ回路３がＰＷＭ信号のオンデューティ値を可変するようにしてもよい。

過負荷検出回路４は、ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧を入力し、トランスＴ１の補助電源巻線Ｌ３に誘起された交流電圧を監視している。過負荷検出回路４は、トランスＴ１の補助電源巻線Ｌ３に誘起された交流電圧の実効値が所定値を越えたと判断した場合、過負荷であると判断して過負荷検出信号をスイッチング周波数変更回路５に出力する。スイッチング周波数変更回路５は、過負荷検出信号を入力すると、ＰＷＭ回路３を制御し、ＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊するようにＮＭＯＳトランジスタのスイッチング周波数を変更する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊することでスイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止するので、過負荷によりトランスＴ１が発熱して絶縁破壊に至ることを防止できる。

また、トランスＴ１が温度ヒューズを内蔵していないので、トランスＴ１の薄型化及び小型化ひいてはスイッチング電源装置自体の小型化を図ることができるとともに、トランスＴ１の低コスト化ひいてはスイッチング電源装置自体の低コスト化を図ることができる。

以下、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を図２〜図８に示す。なお、図１〜図８において、同一の部分には同一の符号を付す。図２〜図８において、ＰＷＭ回路３は、ＰＷＭ回路３の端子Ａ１とグランドラインＡ２との間の抵抗値（以下、スイッチング周波数設定抵抗値という）に応じてＰＷＭ信号の周波数（以下、ＰＷＭ周波数という）を可変する回路であって、スイッチング周波数設定抵抗値が大きければＰＷＭ周波数を小さくし、スイッチング周波数設定抵抗値が小さければＰＷＭ周波数を大きくする。

まず、図２に示すスイッチング電源装置について説明する。図２に示すスイッチング電源装置は、図１中の過負荷検出回路４及びスイッチング周波数変更回路５を、ＮＰＮトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１〜Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ１とによって構成している。

抵抗Ｒ１の一端はＰＷＭ回路３の端子Ａ１に接続され、抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２の一端及びＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続される。抵抗Ｒ２の他端及びＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはグランドラインＡ２に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ３を介してツェナーダイオードＺＤ１のアノードに接続される。ツェナーダイオードＺＤ１のカソードは、ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点に接続される。

ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧が過負荷に対応する値になると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンになりＮＰＮトランジスタＱ２がオンになる。ＮＰＮトランジスタＱ２がオンになると、抵抗Ｒ２が短絡してスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値になる。一方、過負荷でない場合は抵抗Ｒ２が短絡しないのでスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値になる。これにより、過負荷の場合は、過負荷でない場合に比べてＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数が上昇し、トランスＴ１が飽和することによりＮＭＯＳトランジスタＱ１に流れる電流が増大しＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊し、スイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止する。すなわち、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊するスイッチング周波数になり、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊しないスイッチング周波数になるように、抵抗Ｒ１の抵抗値及び抵抗Ｒ２の抵抗値を設定している。

続いて、図３に示すスイッチング電源装置について説明する。図３に示すスイッチング電源装置は、図１中の過負荷検出回路４及びスイッチング周波数変更回路５を、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とサイリスタＳ１とツェナーダイオードＺＤ１とによって構成しており、図２に示すスイッチング電源装置のＮＰＮトランジスタＱ２をサイリスタＳ１に置換した構成である。

ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧が過負荷に対応する値になると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンになりサイリスタＳ１がオンになる。サイリスタＳ１がオンになると、抵抗Ｒ２が短絡してスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値になる。一方、過負荷でない場合は抵抗Ｒ２が短絡しないのでスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値になる。これにより、過負荷の場合は、過負荷でない場合に比べてＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数が上昇し、トランスＴ１が飽和することによりＮＭＯＳトランジスタＱ１に流れる電流が増大しＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊し、スイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止する。すなわち、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊するスイッチング周波数になり、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊しないスイッチング周波数になるように、抵抗Ｒ１の抵抗値及び抵抗Ｒ２の抵抗値を設定している。

続いて、図４に示すスイッチング電源装置について説明する。図４に示すスイッチング電源装置は、図１中の過負荷検出回路４及びスイッチング周波数変更回路５を、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とリレーＲＹ１とツェナーダイオードＺＤ１とによって構成しており、図２に示すスイッチング電源装置のＮＰＮトランジスタＱ２をリレーＲＹ１に置換した構成である。ここで、リレーＲＹ１は、コイルとスイッチから成り、当該コイルに電流が流れると当該スイッチがオンになり、当該コイルに電流が流れないと当該スイッチがオフになるリレーである。

ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧が過負荷に対応する値になると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンになりリレーＲＹ１のコイルに電流が流れリレーＲＹ１のスイッチがオンになる。リレーＲＹ１のスイッチがオンになると、抵抗Ｒ２が短絡してスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値になる。一方、過負荷でない場合は抵抗Ｒ２が短絡しないのでスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値になる。これにより、過負荷の場合は、過負荷でない場合に比べてＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数が上昇し、トランスＴ１が飽和することによりＮＭＯＳトランジスタＱ１に流れる電流が増大しＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊し、スイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止する。すなわち、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊するスイッチング周波数になり、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊しないスイッチング周波数になるように、抵抗Ｒ１の抵抗値及び抵抗Ｒ２の抵抗値を設定している。

続いて、図５に示すスイッチング電源装置について説明する。図５に示すスイッチング電源装置は、図１中の過負荷検出回路４及びスイッチング周波数変更回路５を、フォトカプラＰＣ１と抵抗Ｒ１〜Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ１とによって構成しており、図２に示すスイッチング電源装置のＮＰＮトランジスタＱ２をフォトカプラＰＣ１に置換した構成である。

ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧が過負荷に対応する値になると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンになりフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードに電流が流れフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタがオンになる。フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタがオンになると、抵抗Ｒ２が短絡してスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値になる。一方、過負荷でない場合は抵抗Ｒ２が短絡しないのでスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値になる。これにより、過負荷の場合は、過負荷でない場合に比べてＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数が上昇し、トランスＴ１が飽和することによりＮＭＯＳトランジスタＱ１に流れる電流が増大しＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊し、スイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止する。すなわち、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が電流破壊するスイッチング周波数になり、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊しないスイッチング周波数になるように、抵抗Ｒ１の抵抗値及び抵抗Ｒ２の抵抗値を設定している。

続いて、図６に示すスイッチング電源装置について説明する。図６に示すスイッチング電源装置は、図１中の過負荷検出回路４及びスイッチング周波数変更回路５を、ＮＰＮトランジスタＱ２及びＱ３と抵抗Ｒ１〜Ｒ５とツェナーダイオードＺＤ１とによって構成している。

抵抗Ｒ１の一端はＰＷＭ回路３の端子Ａ１に接続され、抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２の一端及びＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続される。抵抗Ｒ２の他端及びＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはグランドラインＡ２に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ５の一端に接続される。抵抗Ｒ５の他端は抵抗Ｒ４の一端及びＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタに接続される。抵抗Ｒ４の他端はダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタはグランドラインＡ２に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ３のベースは抵抗Ｒ３を介してツェナーダイオードＺＤ１のアノードに接続される。ツェナーダイオードＺＤ１のカソードは、ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点に接続される。

ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧が過負荷に対応する値になると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンになりＮＰＮトランジスタＱ３がオンになりＮＰＮトランジスタＱ２がオフになる。ＮＰＮトランジスタＱ２がオフになると、抵抗Ｒ２が短絡しないためスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値になる。一方、過負荷でない場合は抵抗Ｒ２が短絡するのでスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値になる。これにより、過負荷の場合は、過負荷でない場合に比べてＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数が低下し、ＮＭＯＳトランジスタＱ１の損失が増大しＮＭＯＳトランジスタＱ１が熱破壊し、スイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止する。すなわち、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が熱破壊するスイッチング周波数になり、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊しないスイッチング周波数になるように、抵抗Ｒ１の抵抗値及び抵抗Ｒ２の抵抗値を設定している。

続いて、図７に示すスイッチング電源装置について説明する。図７に示すスイッチング電源装置は、図１中の過負荷検出回路４及びスイッチング周波数変更回路５を、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とリレーＲＹ２とツェナーダイオードＺＤ１とによって構成しており、図６に示すスイッチング電源装置のＮＰＮトランジスタＱ２及びＱ３と抵抗Ｒ４及びＲ５から成る回路をリレーＲＹ２に置換した構成である。ここで、リレーＲＹ２は、コイルとスイッチから成り、当該コイルに電流が流れると当該スイッチがオフになり、当該コイルに電流が流れないと当該スイッチがオンになるリレーである。

ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧が過負荷に対応する値になると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンになりリレーＲＹ２のコイルに電流が流れリレーＲＹ２のスイッチがオフになる。リレーＲＹ２のスイッチがオフになると、抵抗Ｒ２が短絡しないためスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値になる。一方、過負荷でない場合は抵抗Ｒ２が短絡するのでスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値になる。これにより、過負荷の場合は、過負荷でない場合に比べてＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数が低下し、ＮＭＯＳトランジスタＱ１の損失が増大しＮＭＯＳトランジスタＱ１が熱破壊し、スイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止する。すなわち、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が熱破壊するスイッチング周波数になり、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊しないスイッチング周波数になるように、抵抗Ｒ１の抵抗値及び抵抗Ｒ２の抵抗値を設定している。

最後に、図８に示すスイッチング電源装置について説明する。図８に示すスイッチング電源装置は、図１中の過負荷検出回路４及びスイッチング周波数変更回路５を、フォトカプラＰＣ２とＮＰＮトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１〜Ｒ５とツェナーダイオードＺＤ１とによって構成しており、図６に示すスイッチング電源装置のＮＰＮトランジスタＱ３をフォトカプラＰＣ２に置換した構成である。

ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ２とＰＷＭ回路３との接続点の電圧が過負荷に対応する値になると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンになりフォトカプラＰＣ２の発光ダイオードに電流が流れフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタがオンになりＮＰＮトランジスタＱ２がオフになる。ＮＰＮトランジスタＱ２がオフになると、抵抗Ｒ２が短絡しないためスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値になる。一方、過負荷でない場合は抵抗Ｒ２が短絡するのでスイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値になる。これにより、過負荷の場合は、過負荷でない場合に比べてＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周波数が低下し、ＮＭＯＳトランジスタＱ１の損失が増大しＮＭＯＳトランジスタＱ１が熱破壊し、スイッチング電源装置の出力（出力電圧Ｖ_O）が停止する。すなわち、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値の加算値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が熱破壊するスイッチング周波数になり、スイッチング周波数設定抵抗値が抵抗Ｒ１の抵抗値であるときはＮＭＯＳトランジスタＱ１が破壊しないスイッチング周波数になるように、抵抗Ｒ１の抵抗値及び抵抗Ｒ２の抵抗値を設定している。

なお、上述した実施形態では、補助電源巻線Ｌ３から過負荷を検出していたが、一次巻線Ｌ１や二次巻線Ｌ２から過負荷を検出しても構わない。

は、本発明に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源装置の具体例を示す図である。 は、従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す図である。

符号の説明

１ 商用交流電源
２ フィルタ回路
３ ＰＷＭ回路
４ 過負荷検出回路
５ スイッチング周波数変更回路
ＢＤ１ ブリッジダイオード
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｆ１ ヒューズ
Ｌ１ トランスの一次巻線
Ｌ２ トランスの二次巻線
Ｌ３ トランスの補助電源巻線
ＰＣ１、ＰＣ２ フォトカプラ
Ｑ１ ＮＭＯＳトランジスタ
Ｑ２、Ｑ３ ＮＰＮトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
ＲＹ１、ＲＹ２ リレー
Ｓ１ サイリスタ
Ｔ１ トランス
ＺＤ１ ツェナーダイオード

Claims (10)

1. トランスと、
   オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスの一次巻線に供給するスイッチング素子と、
   前記トランスの二次巻線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換回路と、
   前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路と、
   過負荷検出手段と、
   前記過負荷検出手段によって過負荷が検出されると前記スイッチング素子を破壊して前記変換回路の出力を停止させる出力停止手段とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記過負荷検出手段によって過負荷が検出されると、前記出力停止手段が、前記制御回路に前記スイッチング素子のスイッチング周波数を上げさせることにより、前記トランスを飽和させ前記スイッチング素子を電流破壊して前記変換回路の出力を停止させる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記過負荷検出手段によって過負荷が検出されると、前記出力停止手段が、前記制御回路に前記スイッチング素子のスイッチング周波数を下げさせることにより、前記スイッチング素子の損失を増大させて前記スイッチング素子を熱破壊して前記変換回路の出力を停止させる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、
   前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、
   前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、
   前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、
   前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになって前記第２の抵抗を短絡するトランジスタである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. 少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、
   前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、
   前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、
   前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、
   前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになって前記第２の抵抗を短絡するサイリスタである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
6. 少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、
   前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、
   前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、
   前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、
   前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになって前記第２の抵抗を短絡するリレーである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
7. 少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、
   前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、
   前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、
   前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、
   前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになって前記第２の抵抗を短絡するフォトカプラである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
8. 少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、
   前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、
   前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、
   前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、
   前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになる第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタがオンになるとオフになって前記第２の抵抗を開放する第２のトランジスタとを有する請求項３に記載のスイッチング電源装置。
9. 少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、
   前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、
   前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、
   前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、
   前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオフになって前記第２の抵抗を開放するリレーである請求項３に記載のスイッチング電源装置。
10. 少なくとも第１の抵抗及び第２の抵抗を有する直列接続体を備え、
    前記トランスが、前記一次巻線、前記二次巻線、及び補助電源巻線を有し、
    前記制御回路が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧を駆動電圧とし、前記直列接続体の抵抗値に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する回路であり、
    前記過負荷検出手段が、前記補助電源巻線の誘起電圧に基づく電圧が過負荷に対応する閾値を越えるとオンになるツェナーダイオードであり、
    前記出力停止手段が、前記ツェナーダイオードがオンになるとオンになるフォトカプラと、前記フォトカプラがオンになるとオフになって前記第２の抵抗を開放するトランジスタとを有する請求項３に記載のスイッチング電源装置。

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