JP2006237833A - 発振装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 従来の電圧制御型発振器に比べ、電圧による発振周波数の制御性が良い発振装置を提供する。
【解決手段】 発振装置10は、電圧制御型発振器1と、制御電圧供給回路2とを備える。電圧制御型発振器1は、入力電圧Vinのビット数に対応して3個の可変容量ダイオード141〜143を含み、可変容量ダイオード141〜143は、ノードN4,N5間に並列に接続される。制御電圧供給回路2は、3ビット[A3A2A1]からなる入力電圧Vinに基づいて、3個の可変容量ダイオード141〜143の3個の容量の和が入力電圧Vinに比例するように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定し、その決定した制御電圧をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143へ供給する。
【選択図】 図1
【解決手段】 発振装置10は、電圧制御型発振器1と、制御電圧供給回路2とを備える。電圧制御型発振器1は、入力電圧Vinのビット数に対応して3個の可変容量ダイオード141〜143を含み、可変容量ダイオード141〜143は、ノードN4,N5間に並列に接続される。制御電圧供給回路2は、3ビット[A3A2A1]からなる入力電圧Vinに基づいて、3個の可変容量ダイオード141〜143の3個の容量の和が入力電圧Vinに比例するように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定し、その決定した制御電圧をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143へ供給する。
【選択図】 図1
Description
この発明は、発振装置に関し、特に、電圧による発振周波数の制御性を向上した発振装置に関するものである。
従来、電圧制御型発振器としてハートレー型の発振器が知られている(非特許文献1)。図5は、ハートレー型の発振器の回路図である。図5を参照して、ハートレー型の発振器100は、NPNバイポーラトランジスタ110と、コイル120,130と、可変容量ダイオード140とを備える。
コイル120,130は、ノードN1,N2間に直列に接続される。NPNバイポーラトランジスタ110は、ベースがノードN1に接続され、コレクタがノードN2に接続され、エミッタがノードN3に接続される。可変容量ダイオード140は、直列接続された2つのコイル120,130に対して並列にノードN1,N2間に接続される。
コイル120,130は、それぞれ、インダクタンスL1,L2を有し、コイル120とコイル130との相互インダクタンスは、Mである。可変容量素子140は、その両端に負電圧Vが印加され、負電圧Vの変化に伴って容量が変化する。
可変容量ダイオード140の容量をCVARとすると、発振器100の発振周波数f01は、次式によって表される。
発振器100においては、可変容量ダイオード140の容量CVARは、印加される電圧Vの−1/2乗に比例して変化する。
式(2)を式(1)へ代入することにより、発振周波数f01は、次式によって表される。
このように、従来の電圧制御型発振器の発振周波数は、可変容量ダイオードに印加される電圧の1/4乗に比例して変化する。
稲葉 保著,「発振回路の設計と応用」,CQ出版社,p134,1996年
稲葉 保著,「発振回路の設計と応用」,CQ出版社,p134,1996年
上述したように、従来の電圧制御型発振器の発振周波数は、可変容量ダイオードに印加される電圧の1/4乗に比例して変化するので、電圧による発振周波数の制御性が悪いという問題がある。
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、従来の電圧制御型発振器に比べ、電圧による発振周波数の制御性が良い発振装置を提供することである。
この発明によれば、発振装置は、電圧制御型発振器と、制御電圧供給回路とを備える。電圧制御型発振器は、並列接続された複数の可変容量素子を含み、入力電圧に応じた発振周波数で発振する。制御電圧供給回路は、複数の可変容量素子の全容量が入力電圧に略比例して変化するように複数の可変容量素子へ供給する複数の制御電圧を決定し、その決定した複数の制御電圧を複数の可変容量素子へ供給する。
好ましくは、入力電圧は、デジタル値からなり、複数の可変容量素子は、デジタル値のビット数に対応して設けられる。
好ましくは、デジタル値は、n(nは正の整数)ビットからなり、複数の可変容量素子は、nビットに対応して設けられたn個の可変容量素子からなる。そして、制御電圧供給回路は、n個の可変容量素子のn個の容量の配列がnビットのデジタル値を表わすようにn個の可変容量素子に供給するn個の制御電圧を決定し、その決定したn個の制御電圧をn個の可変容量素子へ供給する。
好ましくは、制御電圧供給回路は、n個の容量の各々が最小値および最大値によってnビットの対応する桁の2値を示すようにn個の制御電圧を決定する。
好ましくは、制御電圧供給回路は、さらに、nビットの各桁の2値を示す容量の最大値と最小値との差が低位ビットから上位ビットへ変化するに伴って指数関数的に大きくなるようにn個の制御電圧を決定する。
好ましくは、制御電圧供給回路は、nビットのうち最低位ビットの2値を示す容量の最大値と最小値との差が全容量の入力電圧に対する変化割合に略等しくなるようにn個の制御電圧を決定する。
好ましくは、変化割合をΔとしたとき、制御電圧供給回路は、nビットのうち第n桁の2値を示す容量の最大値と最小値との差を2n−1×Δによって決定する。
好ましくは、発振装置は、変換回路をさらに備える。変換回路は、入力電圧がアナログ値からなるとき、アナログ値をデジタル値に変換し、その変換したデジタル値を制御電圧供給回路へ出力する。
好ましくは、制御電圧供給回路は、m(mはm<nを満たす正の整数)ビットのデジタル値からなる入力電圧を受けると、mビットのデジタル値に基づいてm個の制御電圧を決定し、その決定したm個の制御電圧をmビットに対応して設けられたm個の可変容量素子へ供給するとともに、容量が略零になるn−m個の制御電圧をn−m個の可変容量素子へ供給する。
この発明による発振装置においては、電圧制御型発振器に含まれる複数の可変容量素子の全容量は入力電圧に略比例するように制御される。その結果、発振装置の発振周波数は、入力電圧の−1/2乗に略比例する。
従って、この発明によれば、従来の電圧制御型発振器に比べ、電圧による発振周波数の制御性を向上できる。
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
図1は、この発明の実施の形態による発振装置の概略図である。図1を参照して、この発明の実施の形態による発振装置10は、電圧制御型発振器1と、制御電圧供給回路2とを備える。
電圧制御型発振器1は、NPNバイポーラトランジスタ11と、コイル12,13と、端子14〜19と、可変容量ダイオード141〜143とを含む。NPNバイポーラトランジスタ11は、ベースがノードN4に接続され、コレクタがノードN5に接続され、エミッタがノードN6に接続される。
コイル12は、ノードN4とノードN6との間に接続され、コイル13は、ノードN5とノードN6との間に接続される。その結果、コイル12,13は、ノードN4とノードN5との間に直列に接続される。
可変容量ダイオード141〜143の各々は、例えば、バラクタダイオードからなる。そして、可変容量ダイオード141は、直列接続されたコイル12,13に対して並列にノードN4,N5間に接続される。可変容量ダイオード142は、ノードN4,N5間に可変容量ダイオード141に並列に接続され、可変容量ダイオード143は、ノードN4,N5間に可変容量ダイオード141,142に並列に接続される。その結果、3個の可変容量ダイオード141〜143は、ノードN4,N5間に並列に接続される。
コイル12,13は、それぞれ、インダクタンスL1,L2を有し、コイル12とコイル13との相互インダクタンスは、Mである。
可変容量ダイオード141は、その両端が端子14,15に接続され、可変容量ダイオード142は、その両端が端子16,17に接続され、可変容量ダイオード143は、その両端が端子18,19に接続される。
端子14,15は、制御電圧供給回路2から制御電圧VCTL1を受け、その受けた制御電圧制御電圧VCTL1を可変容量ダイオード141の両端に印加する。端子16,17は、制御電圧供給回路2から制御電圧VCTL2を受け、その受けた制御電圧VCTL2を可変容量ダイオード142の両端に印加する。端子18,19は、制御電圧供給回路2から制御電圧VCTL3を受け、その受けた制御電圧VCTL3を可変容量ダイオード143の両端に印加する。
その結果、可変容量ダイオード141〜143は、制御電圧供給回路2から制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ受ける。そして、可変容量ダイオード141〜143の容量C1,C2,C3は、それぞれ、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3によって変化する。
制御電圧供給回路2は、入力電圧Vinを受ける。入力電圧Vinは、3ビットのデジタル値[A3A2A1]からなる。この場合、A1は、3ビットの第1桁のビット(最低位ビット)を表し、A2は、3ビットの第2桁のビットを表し、A3は、3ビットの第3桁のビット(最上位ビット)を表す。
制御電圧供給回路2は、[A3A2A1]からなる入力電圧Vinに基づいて、後述する方法によって制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ電圧制御型発振器1の端子14,15間、端子16,17間、および端子18,19間に供給する。
制御電圧供給回路2における制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3の決定方法について説明する。
表1は、入力電圧Vinを構成するデジタル値[A3A2A1]と、容量C1〜C3,Ctotalとの関係を示す表である。
表1において、入力電圧Vinは、[000]から[111]まで変化する。すなわち、入力電圧Vinは、アナログ値において“0”Vから“7”Vまで変化する。
容量C1は、“0.3pF”または“0.4pF”からなり、容量C2は、“0.3pF”または“0.5pF”からなり、容量C3は、“0.1pF”または“0.5pF”からなる。
容量C1〜C3は、それぞれ、デジタル値[A3A2A1]のA1,A2,A3を表すように設定される。そして、容量C1は、“0.3pF”でA1の“0”を表し、“0.4pF”でA1の“1”を表す。また、容量C2は、“0.3pF”でA2の“0”を表し、“0.5pF”でA2の“1”を表す。更に、容量C3は、“0.1pF”でA3の“0”を表し、“0.5pF”でA3の“1”を表す。
そうすると、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]に基づいて、3個の容量C1〜C3の配列[C3C2C1]がデジタル値[A3A2A1]を表すように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。すなわち、制御電圧供給回路2は、デジタル値[A3A2A1]のA1(“0”および“1”のいずれか)を容量C1(“0.3pF”および“0.4pF”のいずれか)によって表し、デジタル値[A3A2A1]のA2(“0”および“1”のいずれか)を容量C2(“0.3pF”および“0.5pF”のいずれか)によって表し、デジタル値[A3A2A1]のA3(“0”および“1”のいずれか)を容量C3(“0.1pF”および“0.5pF”のいずれか)によって表すように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。
具体的に説明すると、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[000]を受けると、デジタル値[000]の第1桁A1が“0”であるので、容量C1を“0.3pF”および“0.4pF”のうち、“0”を表す“0.3pF”に設定し、デジタル値[000]の第2桁A2が“0”であるので、容量C2を“0.3pF”および“0.5pF”のうち、“0”を表す“0.3pF”に設定し、デジタル値[000]の第3桁A3が“0”であるので、容量C3を“0.1pF”および“0.5pF”のうち、“0”を表す“0.1pF”に設定するように、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。
また、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[001]を受けると、デジタル値[001]の第1桁A1が“1”であるので、容量C1を“0.3pF”および“0.4pF”のうち、“1”を表す“0.4pF”に設定し、デジタル値[001]の第2桁A2が“0”であるので、容量C2を“0.3pF”および“0.5pF”のうち、“0”を表す“0.3pF”に設定し、デジタル値[001]の第3桁A3が“0”であるので、容量C3を“0.1pF”および“0.5pF”のうち、“0”を表す“0.1pF”に設定するように、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[010]を受けると、デジタル値[010]の第1桁A1が“0”であるので、容量C1を“0.3pF”および“0.4pF”のうち、“0”を表す“0.3pF”に設定し、デジタル値[010]の第2桁A2が“1”であるので、容量C2を“0.3pF”および“0.5pF”のうち、“1”を表す“0.5pF”に設定し、デジタル値[010]の第3桁A3が“0”であるので、容量C3を“0.1pF”および“0.5pF”のうち、“0”を表す“0.1pF”に設定するように、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[100]を受けると、デジタル値[100]の第1桁A1が“0”であるので、容量C1を“0.3pF”および“0.4pF”のうち、“0”を表す“0.3pF”に設定し、デジタル値[100]の第2桁A2が“0”であるので、容量C2を“0.3pF”および“0.5pF”のうち、“0”を表す“0.3pF”に設定し、デジタル値[100]の第3桁A3が“1”であるので、容量C3を“0.1pF”および“0.5pF”のうち、“1”を表す“0.5pF”に設定するように、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。
制御電圧供給回路2は、その他のデジタル値からなる入力電圧Vin=[A3A2A1]を受けたときも、上述した方法と同じ方法によって制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。
このように、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]に基づいて、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1の配列[C3C2C1]がデジタル値[A3A2A1]を表すように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定する。
なお、可変容量ダイオード141の容量C1を0.3pFに設定するための制御電圧VCTL1は、例えば、−18Vであり、容量C1を0.4pFに設定するための制御電圧VCTL1は、例えば、−17Vである。また、可変容量ダイオード142の容量C2を0.3pFに設定するための制御電圧VCTL2は、例えば、−18Vであり、容量C2を0.5pFに設定するための制御電圧VCTL2は、例えば、−16Vである。さらに、可変容量ダイオード143の容量C3を0.1pFに設定するための制御電圧VCTL3は、例えば、−20Vであり、容量C3を0.5pFに設定するための制御電圧VCTL3は、例えば、−16Vである。
したがって、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[000]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−18V,−18V,−20Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.1pF,0.3pF,0.3pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[000]を表し、全容量Ctotalは、0.1pF+0.3pF+0.3pF=0.7pFとなる。
また、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[001]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−17V,−18V,−20Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.1pF,0.3pF,0.4pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[001]を表し、全容量Ctotalは、0.1pF+0.3pF+0.4pF=0.8pFとなる。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[010]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−18V,−16V,−20Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.1pF,0.5pF,0.3pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[010]を表し、全容量Ctotalは、0.1pF+0.5pF+0.3pF=0.9pFとなる。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[011]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−17V,−16V,−20Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.1pF,0.5pF,0.3pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[011]を表し、全容量Ctotalは、0.1pF+0.5pF+0.4pF=1.0pFとなる。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[100]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−18V,−18V,−16Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.5pF,0.3pF,0.3pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[100]を表し、全容量Ctotalは、0.5pF+0.3pF+0.3pF=1.1pFとなる。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[101]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−17V,−18V,−16Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.5pF,0.3pF,0.4pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[101]を表し、全容量Ctotalは、0.5pF+0.3pF+0.4pF=1.2pFとなる。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[110]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−18V,−16V,−16Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.5pF,0.5pF,0.3pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[110]を表し、全容量Ctotalは、0.5pF+0.5pF+0.3pF=1.3pFとなる。
更に、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vin=[A3A2A1]=[111]を受けると、制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を、それぞれ、−17V,−16V,−16Vに決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143に印加する。
そうすると、可変容量ダイオード143〜141の容量C3〜C1は、それぞれ、0.5pF,0.5pF,0.4pFに設定される。その結果、配列[C3C2C1]は、デジタル[111]を表し、全容量Ctotalは、0.5pF+0.5pF+0.4pF=1.4pFとなる。
上述したように、入力電圧Vin=[A3A2A1]が[000]から[111]まで変化すると、全容量Ctotalが0.7pFから1.4pFまで変化する。この場合、デジタル値[A3A2A1]の隣接する2つの値間における全容量Ctotalの変化割合Δは、0.1pFであり、一定である。
そして、デジタル値[A3A2A1]が[000]から[111]まで変化することは、アナログ値が0〜7まで変化することに相当するので、制御電圧供給回路2は、入力電圧Vinの絶対値が大きくなるに伴って、全容量Ctotalが0.1pFの割合で大きくなるように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143へ供給する。
このように、制御電圧供給回路2は、全容量Ctotalが入力電圧Vinに略比例するように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143へ供給する。
表1においては、容量C1は、“0.3pF”または“0.4pF”に設定され、容量C2は、“0.3pF”または“0.5pF”に設定され、容量C3は、“0.1pF”または“0.5pF”に設定される。
従って、容量C1の最小値および最大値をそれぞれC1MIN,C1MAXとし、容量C2の最小値および最大値をそれぞれC2MIN,C2MAXとし、容量C3の最小値および最大値をそれぞれC3MIN,C3MAXとすると、C1MIN=0.3pFであり、C1MAX=0.4pFであり、C2MIN=0.3pFであり、C2MAX=0.5pFであり、C3MIN=0.1pFであり、C3MAX=0.5pFである。
そうすると、C1MAX−C1MIN=0.4pF−0.3pF=0.1pFであり、C2MAX−C2MIN=0.5pF−0.3pF=0.2pFであり、C3MAX−C3MIN=0.5pF−0.1pF=0.4pFである。
上述したように、全容量Ctotalの入力電圧Vinに対する変化割合Δは、0.1pFであるので、C1MAX−C1MIN=Δ=20×Δとなり、C2MAX−C2MIN=2×Δ=21×Δとなり、C3MAX−C3MIN=4×Δ=22×Δとなる。
従って、デジタル値[A3A2A1]のうち、第1桁のビット(最低位ビットA1)を表す容量C1の最大値と最小値との差C1MAX−C1MINは、全容量Ctotalの入力電圧Vinに対する変化割合Δに等しく(=Δの20倍)設定され、デジタル値[A3A2A1]のうち、第2桁のビット(A2)を表す容量C2の最大値と最小値との差C2MAX−C2MINは、変化割合Δの21倍に設定され、デジタル値[A3A2A1]のうち、第3桁のビット(最上位ビットA3)を表す容量C3の最大値と最小値との差C3MAX−C3MINは、変化割合Δの22倍に設定される。
その結果、3ビット[A3A2A1]の各桁の2値を示す容量C1,C2,C3の最大値と最小値との差は、低位ビットから上位ビットへ変化するに伴って指数関数的に大きくなる。
上述したように、可変容量ダイオード141〜143の各容量C1〜C3を表1に従って設定することにより、可変容量ダイオード141〜143の全容量Ctotalが入力電圧Vinに略比例して変化するようになる。
その結果、発振装置10における発振周波数f02は、次式によって表される。
図2は、発振周波数と入力電圧との関係を示す図である。図2において、縦軸は、発振周波数を表し、横軸は、入力電圧を表す。なお、入力電圧Vinは、負の電圧であるが、図2においては、正の電圧として示されている。
曲線k1は、式(4)に従って計算された発振周波数f02と入力電圧Vinとの関係を示し、曲線k2は、式(3)に従って計算された発振周波数f01と入力電圧Vinとの関係を示す。
なお、発振周波数f01,f02の計算においては、インダクタンスL1,L2は、それぞれ、1nH,5nHに設定され、相互インダクタンスMは、−0.1nHに設定され、拡散電位Vdは、1.0Vに設定され、入力電圧Vinは、0〜−10Vの範囲に設定された。
発振装置10における発振周波数f02は、入力電圧Vinが1.0Vから10Vまで変化すると、約6.5×108Hzから約2.0×108Hzまで変化するのに対し(曲線k1参照)、従来の発振器100における発振周波数f01は、入力電圧Vinが1.0Vから10Vまで変化すると、約4.8×109Hzから約7.3×109Hzまで変化する(曲線k2参照)。
従って、発振装置10における発振周波数f02は、入力電圧Vinの変化に対して、従来の発振器100における発振周波数f01よりも大きく変化する。特に、発振装置10における発振周波数f02は、1.0〜3.0Vの入力電圧Vinに対して約6.5×108Hzから約3.7×108Hzまで変化し、入力電圧Vinに対する変化割合Δf1は、−0.90×108Hz/Vである。一方、従来の発振器100における発振周波数f01は、1.0〜3.0Vの入力電圧Vinに対して約4.8×109Hzから約5.8×108Hzまで変化し、入力電圧Vinに対する変化割合Δf2は、0.33×109Hz/Vである。
その結果、発振装置10は、従来の発振器100に比べ、入力電圧Vinの変化によって発振周波数f02をより大きく変えることができる。
このように、この発明による発振装置10においては、全容量Ctotalが入力電圧Vinに対して略比例するように可変容量ダイオード141〜143の容量C1〜C3を設定した結果、従来の発振器100に比べ、電圧による発振周波数の制御性を約3倍に向上できる。
図3は、この発明の実施の形態による発振装置の他の概略図である。図3を参照して、この発明の実施の形態による発振装置10Aは、図1に示す発振装置10に変換回路3を追加したものであり、その他は、発振装置10と同じである。
変換回路3は、アナログ値からなる入力電圧VinAを受け、その受けた入力電圧VinAをアナログ値からデジタル値[A3A2A1]に変換して制御電圧供給回路2へ出力する。
従って、発振装置10Aにおいては、アナログ値からなる入力電圧VinAに対して発振周波数f02を(VinA)−1/2に比例するように変化させることができる。
上記においては、入力電圧Vinの3ビットのデジタル値[A3A2A1]を表すために、3個の可変容量ダイオード141〜143の3個の容量C1〜C3を用いたが、この発明においては、これに限らず、入力電圧Vinのn(nは正の整数)ビットのデジタル値[An・・・A3A2A1]を表すために、n個の可変容量ダイオードのn個の容量C1〜Cnを用いてもよい。この場合、発振装置は、図4に示す概略図からなる。
図4は、この発明の実施の形態による発振装置の更に他の概略図である。図4を参照して、発振装置10Bは、電圧制御型発振器1Aと、制御電圧供給回路2Aとを備える。電圧制御型発振器1Aは、電圧制御型発振器1に可変容量ダイオード144〜14nを追加し、電圧制御型発振器1の端子14〜19を端子151〜15n,161〜16nに代えたものであり、その他は、電圧制御型発振器1と同じである。
可変容量ダイオード141〜14nは、ノードN4とノードN5との間に並列に接続される。端子151,161は、可変容量ダイオード141の両端に接続され、端子152,162は、可変容量ダイオード142の両端に接続され、端子15m,16m(mは、m<nを満たす正の整数)は、可変容量ダイオード14mの両端に接続され、以下、同様にして、端子15n,16nは、可変容量ダイオード14nの両端に接続される。
制御電圧供給回路2Aは、nビットのデジタル値[AnAn−1・・・Am・・・A2A1]からなる入力電圧Vinを受け、その受けた入力電圧Vinに基づいて、上述した方法と同じ方法によって、制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLm,・・・VCTLnを決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLm,・・・VCTLnを、それぞれ、端子151,161、端子152,162、・・・端子15m,16m、・・・、端子15n,16nを介して可変容量ダイオード141〜14nへ供給する。
可変容量ダイオード141〜14nは、それぞれ、端子151,161、端子152,162、・・・端子15m,16m、・・・、および端子15n,16nを介して制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLm,・・・VCTLnを受け、その受けた制御電圧制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLm,・・・VCTLnによって配列[CnCn−1・・・Cm・・・C2C1]がデジタル値[An・・・Am・・・A2A1]を表すように各容量C1〜Cnが設定される。そして、n個の容量C1〜Cnの和である全容量Ctotalは、入力電圧Vinに略比例して変化する。
上述したように、入力電圧Vinが3ビットのデジタル値[A3A2A1]からなるとき、C1MAX−C1MIN=Δ=20×Δとなり、C2MAX−C2MIN=2×Δ=21×Δとなり、C3MAX−C3MIN=4×Δ=22×Δとなるので、nビットの第n桁の2値を示す容量Cnの最大値CnMAXと最小値CnMINとの差CnMAX−CnMINは、CnMAX−CnMIN=2n−1×Δとなる。
発振装置10Bにおいては、任意のビット数からなる入力電圧に基づいて制御電圧を決定して可変容量ダイオード141〜14nへ供給するようにしてもよい。
例えば、制御電圧供給回路2Aは、nビットのデジタル値[AnAn−1・・・Am・・・A2A1]のうちの、mビットのデジタル値[Am・・・A2A1]からなる入力電圧Vinを受けると、mビットのデジタル値[Am・・・A2A1]に基づいて、上述した方法によって制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLmを決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLmをそれぞれ可変容量ダイオード141〜14mへ供給するとともに、n−m個の容量Cm+1〜Cnを略零に設定するための制御電圧VCTLm+1〜VCTLnをn−m個の可変容量ダイオード14m+1〜14nへ供給する。
これにより、発振装置10Bは、任意のビット数からなる入力電圧Vinを受けても、その受けた入力電圧Vinに基づいて、全容量Ctotalが入力電圧Vinに略比例するように制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLm,・・・VCTLnを決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,・・・,VCTLm,・・・VCTLnを可変容量ダイオード141〜14nへ供給できる。
その結果、従来の発振器100に比べ、入力電圧Vinのビット数が任意のビット数に変化しても、入力電圧Vinによる発振周波数f02の制御性を向上できる。
任意のビット数からなる入力電圧に基づいて制御電圧を決定する場合の例としてn=4の場合について説明する。表2は、入力電圧Vinを構成するデジタル値[A4A3A2A1]と、容量C1〜C4,Ctotalとの関係を示す表である。
容量C1〜C4における最大値および最小値をそれぞれC1MAX,C1MIN;C2MAX,C2MIN;C3MAX,C3MIN;C4MAX,C4MINとすると、C1MAX−C1MIN=0.1pF=20×Δであり、C2MAX−C2MIN=0.2pF=21×Δであり、C3MAX−C3MIN=0.4pF=22×Δであり、C4MAX−C4MIN=0.8pF=23×Δである。
そして、表2においては、容量C3,C4の最小値である0pFは、実際には、0.00001pFである。0.00001pFの容量は、0.1pF、0.2pF、0.3pF、0.4pFおよび0.8pFに比べ十分に小さいので、全容量Ctotalに対して殆ど影響を与えない。
また、容量C1を0.2pFに設定するための電圧は、例えば、−19Vであり、容量C4を0.8pFに設定するための電圧は、例えば、−10Vであり、容量C3,C4を0.00001pFに設定するための電圧は、例えば、−30Vである。
制御電圧供給回路2Aは、2ビット[A2A1]からなる入力電圧Vinを受けると、−30Vからなる制御電圧VCTL3,VCTL4をそれぞれ可変容量ダイオード143,144へ供給し続けながら、2ビット[A2A1]を表す配列[C2C1]の容量C1,C2が表2の領域RGE1に示された容量C1,C2になるように制御電圧VCTL1,VCTL2を決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2をそれぞれ可変容量ダイオード141,142へ供給する。
また、制御電圧供給回路2Aは、3ビット[A3A2A1]からなる入力電圧Vinを受けると、−30Vからなる制御電圧VCTL4を可変容量ダイオード144へ供給し続けながら、3ビット[A3A2A1]を表す配列[C3C2C1]の容量C1〜C3が表2の領域RGE2に示された容量C1〜C3になるように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3をそれぞれ可変容量ダイオード141〜143へ供給する。
さらに、制御電圧供給回路2Aは、4ビット[A4A3A2A1]からなる入力電圧Vinを受けると、4ビット[A4A3A2A1]を表す配列[C4C3C2C1]の容量C1〜C4が表2の領域RGE3に示された容量C1〜C4になるように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3,VCTL4を決定し、その決定した制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3,VCTL4をそれぞれ可変容量ダイオード141〜144へ供給する。
これにより、制御電圧供給回路2Aは、入力電圧Vinを構成するビット数が任意のビット数に変化しても、入力電圧Vinに比例するように全容量Ctotalを制御できる。その結果、発振装置10Bにおける発振周波数f02の制御性を従来の発振装置における発振周波数の制御性よりも向上できる。
上述したように、電圧制御型発振器1Aに含まれるn個の可変容量ダイオードのn個の容量C1〜Cnは、その配列[Cn・・・C1]が入力電圧Vinのデジタル値[An・・・A1]を表すように決定されるので、この発明においては、電圧制御型発振器の可変容量ダイオードの個数は、入力電圧を示すデジタル値のビット数に対応して決定されることを特徴とする。すなわち、入力電圧を示すデジタル値が2ビットであれば、可変容量ダイオードの個数は、2個であり、入力電圧を示すデジタル値がnビットであれば、可変容量ダイオードの個数は、n個である。
なお、この発明においては、可変容量ダイオード141〜143の各容量C1〜C3は、C1MAX−C1MIN=Δ=20×Δ、C2MAX−C2MIN=2×Δ=21×Δ、およびC3MAX−C3MIN=4×Δ=22×Δが成立し、かつ、全容量Ctotalが入力電圧Vinに比例すれば、表1に示す容量に限らず、別の容量であってもよい。
また、全容量Ctoatalの入力電圧Vinに対する変化割合は、“0.1pF”に限らず、別の値に設定されてもよい。
さらに、この発明においては、制御電圧供給回路2は、表1をマップとして保持しており、入力電圧Vinのデジタル値[A3A2A1]に対応する容量C3〜C1を表1を参照して抽出し、その抽出した容量C3〜C1になるように制御電圧VCTL1,VCTL2,VCTL3を決定するようにしてもよい。
さらに、この発明においては、制御電圧供給回路2Aは、表2をマップとして保持しており、入力電圧Vinのデジタル値[An・・・Am・・・A3A2A1]に対応する容量Cn〜C1を表2を参照して抽出し、その抽出した容量Cn〜C1になるように制御電圧VCTL1〜VCTLnを決定するようにしてもよい。
さらに、上記においては、nビットの各桁の2値を表す容量の最大値と最小値との差が低位ビットから上位ビットへ変化するに伴って2の累乗に従って変化するようにn個の容量の最小値と最大値とを決定すると説明したが、この発明においては、これに限られず、nビットの各桁の2値を表す容量の最大値と最小値との差は、低位ビットから上位ビットへ変化するに伴って、3以上の任意の値の累乗に従って変化するようにn個の容量の最小値と最大値とを決定してもよい。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
この発明は、従来の電圧制御型発振器に比べ、電圧による発振周波数の制御性が良い発振装置に適用される。
1,1A 電圧制御型発振器、2,2A 制御電圧供給回路、3 変換回路、10,10A,10B 発振装置、11,110 NPNバイポーラトランジスタ、12,13,120,130 コイル、14〜19,151〜15n,161〜16n 端子、100 発振器、140〜14n 可変容量ダイオード。
Claims (9)
- 並列接続された複数の可変容量素子を含み、入力電圧に応じた発振周波数で発振する電圧制御型発振器と、
前記複数の可変容量素子の全容量が前記入力電圧に略比例して変化するように前記複数の可変容量素子へ供給する複数の制御電圧を決定し、その決定した複数の制御電圧を前記複数の可変容量素子へ供給する制御電圧供給回路とを備える発振装置。 - 前記入力電圧は、デジタル値からなり、
前記複数の可変容量素子は、前記デジタル値のビット数に対応して設けられる、請求項1に記載の発振装置。 - 前記デジタル値は、n(nは正の整数)ビットからなり、
前記複数の可変容量素子は、前記nビットに対応して設けられたn個の可変容量素子からなり、
前記制御電圧供給回路は、前記n個の可変容量素子のn個の容量の配列が前記nビットのデジタル値を表わすように前記n個の可変容量素子に供給するn個の制御電圧を決定し、その決定したn個の制御電圧を前記n個の可変容量素子へ供給する、請求項2に記載の発振装置。 - 前記制御電圧供給回路は、前記n個の容量の各々が最小値および最大値によって前記nビットの対応する桁の2値を示すように前記n個の制御電圧を決定する、請求項3に記載の発振装置。
- 前記制御電圧供給回路は、さらに、前記nビットの各桁の2値を示す容量の最大値と最小値との差が低位ビットから上位ビットへ変化するに伴って指数関数的に大きくなるように前記n個の制御電圧を決定する、請求項4に記載の発振装置。
- 前記制御電圧供給回路は、前記nビットのうち最低位ビットの2値を示す容量の最大値と最小値との差が前記全容量の前記入力電圧に対する変化割合に略等しくなるように前記n個の制御電圧を決定する、請求項5に記載の発振装置。
- 前記変化割合をΔとしたとき、
前記制御電圧供給回路は、前記nビットのうち第n桁の2値を示す容量の最大値と最小値との差を2n−1×Δによって決定する、請求項5または請求項6に記載の発振装置。 - 前記入力電圧がアナログ値からなるとき、前記アナログ値を前記デジタル値に変換し、その変換したデジタル値を前記制御電圧供給回路へ出力する変換回路をさらに備える、請求項3から請求項7のいずれか1項に記載の発振装置。
- 前記制御電圧供給回路は、m(mはm<nを満たす正の整数)ビットのデジタル値からなる入力電圧を受けると、前記mビットのデジタル値に基づいてm個の制御電圧を決定し、その決定したm個の制御電圧を前記mビットに対応して設けられたm個の可変容量素子へ供給するとともに、容量が略零になるn−m個の制御電圧をn−m個の可変容量素子へ供給する、請求項3から請求項8のいずれか1項に記載の発振装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005047281A JP2006237833A (ja) | 2005-02-23 | 2005-02-23 | 発振装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005047281A JP2006237833A (ja) | 2005-02-23 | 2005-02-23 | 発振装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006237833A true JP2006237833A (ja) | 2006-09-07 |
Family
ID=37045032
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005047281A Pending JP2006237833A (ja) | 2005-02-23 | 2005-02-23 | 発振装置 |
Country Status (1)
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JP (1) | JP2006237833A (ja) |
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---|---|---|---|---|
EP2191565A1 (en) * | 2007-09-25 | 2010-06-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) | An improved hartley voltage controlled oscillator |
-
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