JP2006211127A - ウェイト関数生成方法、参照信号生成方法、送信信号生成装置、信号処理装置及びアンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 時間軸上での特性改善に際し、周波数領域でのロス分を低減する。
【解決手段】 ウェイト関数生成のための処理構成は、窓関数生成部（１４）にて予め選定した窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）の波形を生成し、この波形を中心ストレッチ処理部（１５）に送る。この処理部（１５）では、矩形波生成部（１６）で生成される単位期間を示す矩形波を取り込み、窓関数の波形を振幅ピーク点から左右に引き伸ばして矩形波に合わせた波形を生成し、これをウェイト関数としてウェイト関数格納部（１７）に格納する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、時間領域の波形信号に所定の特性を与えるウェイト関数等の前処理に関連する技術であり、主に送信信号生成装置、信号処理装置、アンテナ装置等のスプリアス、サイドローブの抑圧、低減を目的とした信号処理技術に関する。

従来のレーダ装置にあっては、パルス圧縮、アンテナの開口面分布および信号処理等において、サイドローブレベルを低減させるために、時間領域でウェイト関数の係数を作成し、受信信号に乗じている（例えば特許文献１、２参照）。

しかしながら、このような時間領域での処理では、周波数領域でサイドローブを抑えきれず、信号処理ロスも大きいことが問題となっている。また、アンテナの開口面分布においても、一般的にロスの大きい分布であり、サイドローブレベルもあまり落ちていないのが現状である。また、送信信号の周波数スプリアスも十分に抑圧できないことが多い。さらに、パルス圧縮等における相関処理では、例えば信号処理過程で生じる不要波成分（レンジサイドローブ）により微弱な入力信号がマスキングされてしまうことが多い。
特開平１１−１９４１６６号公報 特開２００２−１８１９２１号公報

以上述べたように、従来のレーダ装置に代表される通信装置にあっては、時間軸上でのウェイト関数乗算によって特性改善を図っているが、信号処理ロスが多く、改善が要望されている。

本発明は上記の課題に着目し、時間軸上での特性改善に際し、信号処理ロスを低減し、理想的な信号処理を実現するウェイト関数生成方法、参照信号生成方法、送信信号生成装置、信号処理装置及びアンテナ装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明は、以下のように構成される。

（１）時間領域で入力信号に窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）に基づく特性を与えるウェイト関数を生成するウェイト関数生成方法において、前記窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記入力信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記ウェイト関数を生成することを特徴とする。

（２）基準信号に時間領域で窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）に基づくウェイト関数を乗じて入力信号との相関をとるための時間領域の参照信号を生成する参照信号生成方法において、前記窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記基準信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記ウェイト関数を生成し、前記基準信号に前記ウェイト関数を乗じて前記時間領域の参照信号を生成することを特徴とする。

（３）基準信号に周波数領域で窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）に基づくウェイト関数を乗じて入力信号との相関をとるための周波数領域の参照信号を生成する参照信号生成方法において、前記窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記基準信号の単位期間に合わせた波形を生成し、周波数領域に変換することで前記ウェイト関数を生成し、前記基準信号に前記ウェイト関数を乗じて前記周波数領域の参照信号を生成することを特徴とする。

（４）送信信号の周波数スプリアスを抑圧するためのウェイト関数であって、窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記送信信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記ウェイト関数を生成し、このウェイト関数を前記送信信号の原信号に乗じて前記送信信号を生成することを特徴とする。

（５）送信信号の反射波を受信する受信装置と、窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記送信信号の単位期間に合わせた波形を生成することでウェイト関数を生成し、このウェイト関数を前記送信信号に乗じて前記受信装置の受信信号をパルス圧縮するための複素共役関数を生成する複素共役関数生成手段と、前記受信装置の受信信号に前記複素共役関数生成手段で生成される複素共役関数を乗じてパルス圧縮するパルス圧縮手段とを具備することを特徴とする。

（６）被解析信号をフーリエ変換して周波数軸上の分布に変換して信号解析を行う信号処理装置において、窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記被解析信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記被解析信号のスプリアスリークを抑圧するためのウェイト関数を生成し、このウェイト関数を前記フーリエ変換前の時間領域の被解析信号に乗じることを特徴とする。

（７）アレイ状に配列された複数のエレメント素子それぞれの給電振幅を制御して任意の開口面分布を形成するアンテナ装置において、前記開口面分布に対応する各エレメント素子のゲインウェイト関数であって、窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記開口面分布に合わせた波形を生成することで前記ゲインウェイト関数を生成し、前記ゲインウェイト関数に基づいて前記エレメント素子それぞれの給電振幅を制御することを特徴とする。

本発明によれば、時間軸上での特性改善に際し、信号処理ロスを低減し、理想的な信号処理を実現するウェイト関数生成方法、参照信号生成方法、送信信号生成装置、信号処理装置及びアンテナ装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明に係る第１の実施形態として、ウェイト関数生成のための処理構成を示すブロック図、図２はその処理上の波形図である。図１において、時間領域のウェイト関数が図２（ａ）に示すような矩形波形範囲に選定されたとする。仮にこのウェイト関数の範囲に従来の窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）で点線のように適用すると、時間×振幅の面積比において最悪約５０％のロスが生じてしまうことになる。そこで、本発明では、図２（ａ）の基となる矩形波Ｓ１１をＦＦＴ（高速フーリエ変換）等１１によって周波数領域に変換し、乗算器１２にて図２（ｂ）に示す周波数軸上に生成した窓関数（ブラックマンハリス窓等）Ｓ１２と乗算した後、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）等１３によって時間領域に戻すことによりウェイト関数Ｓ１３を生成するようにした。このようにして生成されたウェイト関数は、信号処理ロスが改善されているため、図２（ｃ）中実線で示すように、時間軸上での立ち上がり立ち下がりが急峻となり、ロス分を数％程度まで低減することができる。

尚、周波数軸上での窓関数は、ブラックマンハリス窓に限らず、ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、フラットトップ窓等のいずれでも効果が得られる。

（第２の実施形態）
前述のように、ＦＦＴなどの信号処理において、スプリアスリークの軽減を目的として、予め窓関数を乗じる処理が広く行われている。窓関数としてはハミング（Hamming）、ハニング（Hanning）、ブラックマンハリス（BkackmanHarris）、フラットトップ（FlatTop）、ガウス（Gaussian）などが知られている。

しかしながら、これらの窓関数による乗算処理では信号損失が大きく、半分程度失われてしまう。そこで、信号損失を軽減しつつ、不要なスプリアスリーク等を抑圧する方法として、第１の実施形態では、窓関数に基づくウェイト関数を生成するために、時間領域のウェイト関数をいったん周波数領域に変換し、周波数軸上の窓関数と乗算した後、時間領域の信号に戻すようにしている。この方法によれば、ウェイト関数の立ち上がり、立ち下がりで窓関数の波形が急峻に現れるため、ほとんど損失なく、スプリアスリーク等の軽減を図ることができる。但し、その生成過程において領域変換を伴うため、その演算処理のための回路が必要となり、処理に時間がかかる。

そこで、第２の実施形態では、比較的簡易な手法で、信号損失を軽減しつつ、スプリアスリーク等を抑圧するためのウェイト関数を時間領域で生成する方法を提供する。

図３は、第２の実施形態として、ウェイト関数生成のための処理構成を示すブロック図である。まず、窓関数生成部１４にて予め選定した窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）の波形を生成し、この波形を中心ストレッチ処理部１５に送る。この処理部１５では、矩形波生成部１６で生成される単位期間を示す矩形波を取り込み、窓関数の波形を振幅ピーク点から左右に引き伸ばして矩形波に合わせた波形を生成し、これをウェイト関数としてウェイト関数格納部１７に格納する。

以下、図４を参照して、ハニング窓関数を例にとってその処理内容を説明する。

図４（ａ）は、標準ハニング（Hanning）窓関数の波形を示している。このハニング窓関数の基波形ｗ[k]は、次式のように表現される。

ｗ[k] ＝ 0.5 [ 1 − cos( 2πk / (n-1) )
但し、k ＝ 0,1,2,…,n-1
このままウェイト関数に利用するとすれば信号損失が大きいので、本実施形態では、この窓関数を中心にある振幅ピーク点から左右両方に引き伸ばし、図４（ｂ）に示す矩形波に合わせて変形する。これにより、図４（ｃ）に示すように、立ち上がりと立ち下がりでハニング窓関数の波形を有し、中間は振幅ピーク値１を維持する波形が得られる。これをウェイト関数の生成に利用する。

今、図４（ｂ）に示す矩形波をウェイト関数として用いると仮定して、ＦＦＴ処理を施してみると、図５（ａ）に示すようなスプリアスリークが生じているが、図４（ｃ）に示すハニング窓関数の応用波形によるウェイト関数についてＦＦＴ処理を施してみると、スプリアスリークが低減され、図５（ｂ）に示すように中央部分のスプリアスリークが８０ｄＢ以上改善される。

（第３の実施形態）
図６は、本発明に係る第３の実施形態として、相関処理用の参照信号生成のための処理構成を示すブロック図である。基準信号Ｓ２１は、乗算器２１に送られ、ウェイト関数Ｓ２２と乗算される。ここで、ウェイト関数Ｓ２２は、第１または第２の実施形態の手法で生成されたウェイト関数である。このウェイト関数Ｓ２２を乗じられた基準信号Ｓ２１′は、時間領域の参照信号Ｓ２３となる。このようにして生成された参照信号Ｓ２３は、第１の実施形態で生成されたウェイト関数が乗じられているため、信号処理ロス及びレンジサイドローブが低減されており、参照信号として理想的な波形となる。

（第４の実施形態）
図７は、本発明に係る第３の実施形態として、第３の実施形態とは異なる手法で、相関処理用の参照信号生成のための処理構成を示すブロック図である。

図７において、まず基準信号Ｓ３１をＦＦＴ等３１によって周波数領域に変換し、乗算器３２にてブラックマンハリス窓（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、フラットトップ窓等でもよい）による周波数領域の窓関数Ｓ３２と乗じて周波数領域の参照信号Ｓ３３とする。この手法によっても、第３の実施形態で求めた時間領域の参照信号と同様に、信号処理ロス及びレンジサイドローブが低減され、参照信号として理想的な波形が得られる。

（第５の実施形態）
図８は、本発明に係る第５の実施形態として、送信信号生成装置に本発明を適用した場合の構成を示すブロック図である。図８において、ウェイト関数Ｓ４１は送信信号Ｓ４２の周波数スプリアスを抑圧するためのウェイト関数である。このウェイト関数Ｓ４１は、第１の実施形態の手法により、周波数領域においてブラックマンハリス窓等の窓関数を乗じて時間領域に戻したもの、または第２の実施形態の手法により、窓関数の振幅ピーク点を引き伸ばしたものを使用する。上記ウェイト関数Ｓ４１は乗算器４１にて送信信号Ｓ４２に乗算された後、送信器４２によって出力される。

上記構成によれば、送信信号Ｓ４２に乗算されるウェイト関数のフィルタロスが低減され、また送信信号Ｓ４２のもつ周波数スプリアスが抑圧された、高効率な送信が可能となる。また、パルス圧縮レーダの送信信号生成装置に適用した場合には、送信パルスの周波数スプリアスを低減すると共に、パルス圧縮後のレンジサイドローブを低減する効果も得られる。

（第６の実施形態）
図９は、本発明に係る第６の実施形態として、パルス圧縮レーダ装置に本発明を適用した場合の構成を示すブロック図である。このレーダ装置では、送信信号関数発生部５１にて発生される送信信号は乗算器５２に供給され、ウェイト関数格納部５３に格納されているウェイト関数と乗じられてパルス波形信号に変換された後、送信信号格納部５４に格納される。

一方、送信信号関数発生部５１で発生される送信信号は、相関処理用の基準信号として用いられ、乗算器５５にてウェイト関数格納部５３に格納されているウェイト関数と乗じられて時間領域の参照信号となり、ＦＦＴ５６で周波数領域に変換され、複素共役演算部５７で複素共役関数信号が求められて格納部５８に格納される。

ここで、上記ウェイト関数格納部５３に格納されるウェイト関数は、第１の実施形態の手法により、周波数領域でブラックマンハリス窓等の窓関数を乗じて時間領域に戻したもの、または第２の実施形態の手法により、窓関数の振幅ピーク点を引き伸ばしたものである。よって、送信信号格納部５４から読み出される送信信号は、周波数スプリアスが低減されており、高効率な送信が可能となる。また、参照信号も信号処理ロス及びレンジサイドローブが低減されているため、この信号から理想的な複素共役関数が得られる。

上記送信信号の一例を図１０に示す。図１０（ａ）は送信信号関数発生部５１で発生されるＣＷ波、図１０（ｂ）はウェイト関数格納部５３に格納される、周波数領域で窓関数が乗じられたウェイト関数を示している。図１０（ａ）に示すＣＷ波に図１０（ｂ）に示すウェイト関数を乗じると、図１０（ｃ）に示すような周波数スプリアスが抑圧された理想的なＣＷパルス波形が得られる。このことは、窓関数の振幅ピーク点を引き伸ばして生成されたウェイト関数の場合も同様である。

送信側では、送信信号格納部５４から定期的に送信パルスが出力され、送信器５９、送受切替器６０を介してアンテナ６１に送られ、目標方向に向けて空間に放射される。アンテナ６１で放射された送信パルスの反射波を受けると、その反射信号は受信器６２で受信される。この受信信号はＦＦＴ６３で周波数領域に変換されて複素乗算器６４に入力され、複素共役関数信号格納部５８に格納されている複素共役関数信号と複素乗算される。この複素乗算は相関処理であり、送信パルスとの相関の積み重ねによりパルス圧縮信号が得られる。この信号はＩＦＦＴ６５によって時間領域の信号に戻され、パルス圧縮された受信信号として出力される。

ここで、上記複素共役関数信号は、信号処理ロス分が低減されており、レンジサイドローブも低減された理想的な関数となり、高精度な相関処理が可能となる。上記の処理によって得られたパルス圧縮信号は、従来、ノイズに埋もれて取り出せなかった成分を検出することが可能となり、またレンジサイドローブを信号として誤認識することのない、より精度の高い相関処理を実現することが出来る。

上記構成によるレーダ装置において、送信信号波形は、無変調のＣＷパルスに限らず、変調波に対して処理を行うことも可能であり、例えば時間的に周波数が変化するチャープ信号の場合にも適用できる。すなわち、送信信号関数発生部５１にて、図１１（ａ）に示す周波数変調を施したチャープ信号を発生し、ウェイト関数格納部５３に格納された、図１１（ｂ）に示すウェイト関数で乗じると、図１１（ｃ）に示すように周波数スプリアスが抑圧された理想的なチャープパルス波形が得られる。

（第７の実施形態）
ところで、パルス圧縮レーダ装置において、近距離から反射してきたデータはＳ／Ｎ比が大きい。そこで、第７の実施形態では、第６の実施形態に示すレーダ装置において、近距離には、従来の「ロスは大きいがサイドローブを大きく落とすウェイト関数」を用い、遠距離では、本発明で得られる「ロスが少なくサイドローブを低減することができるウェイト関数」を用いるというように使い分けることで、効率良くサイドローブを低減することができるようにしている。

すなわち、パルス圧縮信号処理において、一般的要求事項としては、
（１）近距離信号に対しては、レンジサイドローブを抑圧したい。但し、パルス圧縮ゲインは高くなくてもよい。
（２）遠距離信号に対しては、パルス圧縮ゲインは高くしたい。但し、レンジサイドローブはあまり抑圧する必要がない。
があげられる。上記の相反する要求をまとめると、図１２（ａ）のように図示される。近距離用関数を図１２（ｂ）中の左側に示し、遠距離用関数を図１２（ｂ）中の右側に示す。基本関数の形態を図１２に示すように複数に分割することにより、さらに理想的なパルス圧縮を行うことができる。この場合、図１２（ｂ）に示す近距離関数／遠距離関数は、窓関数の帯域を最適値に調整することにより生成することができる。

図９に示したレーダ装置において、上記の距離に応じた処理は、第１又は第２の実施形態の方法により、予め距離に応じて選択した複数の窓関数それぞれに対応するウェイト関数を生成してウェイト関数格納部５３に格納しておき、それぞれのウェイト関数に対応する参照信号を生成し、これらの参照信号から求めた複素共役関数信号を格納部５８に格納しておく。そして、探知距離に応じて複素共役関数信号を選択的に切り替えて、受信信号に乗算する。これにより、上記（１），（２）の要求を満足する処理を実現することができる。

（第８の実施形態）
図１３は、本発明に係る第８の実施形態として、信号（時間領域の入力データ）をフーリエ変換して周波数軸上の分布に変換して信号解析を行う信号処理装置に本発明を適用した場合の処理構成を示すブロック図である。図１３において、ウェイト関数Ｓ５１はスプリアスリークを抑圧するためのウェイト関数であって、第１の実施形態の方法により、予め時間領域から周波数領域に変換し、周波数領域において窓関数（ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓等）と乗算した後、時間領域に戻して生成されたウェイト関数、または第２の実施形態の方法により、窓関数を振幅ピーク点で引き伸ばして生成されたウェイト関数である。このウェイト関数Ｓ５１を時間領域で入力信号に乗じた後に、フーリエ変換して周波数領域に変換することで周波数軸上の入力データ解析結果を得る。

上記のように、時間領域で第１の実施形態の処理手法によって生成したウェイト関数は、信号処理ロスが低減されているため、このウェイト関数を時間領域で乗じることにより、その入力信号自体の信号処理ロスが低減されている。

図１４にその効果を従来の場合と比較して示す。図１４において、一点鎖線は処理区間を示し、点線は従来から使用している時間領域での窓関数を示し、実線は本発明に係る、周波数領域において窓関数が乗じられた時間領域のウェイト関数を示している。図から明らかなように、処理区間において、信号処理ロスが大幅に改善されている。この結果、信号解析処理の精度を飛躍的に向上させることが出来る。このことは、窓関数を振幅ピーク点で引き伸ばして生成されたウェイト関数の場合も同様である
（第９の実施形態）
ところで、実際の送受信器の内部には、帯域外の妨害を抑圧するために、狭帯域フィルタが挿入されている。この狭帯域フィルタには、急峻な抑圧特性が要求されるが、この抑圧特性を実現するためには、信号品質を維持するのに必要なフィルタ通過群遅延特性が犠牲となる。このことから、従来ではやむなく狭帯域フィルタの群遅延特性の劣化が生じてしまい、基信号に対して位相歪みを発生させてしまっている。しかしながら、この位相歪みは、パルス圧縮などの相関処理においては、圧縮ゲイン目標の未達成、レンジサイドローブの悪化等を引き起こす原因となる。

図１５は、本発明の第９の実施形態として、上記歪み問題を回避するための処理構成を、図９に示したパルス圧縮レーダ装置に適用した場合を示すブロック図である。尚、図１５において、図９と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。

図１５において、６６は送信器５９の出力を減衰させるアッテネータ、６７はレーダ装置の補正モードと運用モードとを選択的に切り替えるスイッチである。補正モードにおいて、アッテネータ６６から出力される送信信号はスイッチ６７を介して受信器６２に直接供給され、その受信出力は乗算器５５に供給されて、ウェイト関数格納部５３に格納されたウェイト関数と乗算されて時間軸上の参照信号となる。この参照信号はＦＦＴ５６で高速フーリエ変換され、複素共役演算部５７で複素共役関数が求められ、複素共役関数信号格納部５８に格納される。

運用モードでは、スイッチ６７が送受切替器６０側に接続され、通常の送信パルス送受信が行われる。このとき、受信器６２から出力される受信信号はＦＦＴ６３で時間領域から周波数領域に変換され、複素乗算器６４で複素共役関数信号格納部５８に格納されている複素共役関数信号と複素乗算され、ＩＦＦＴ６５で時間領域に戻されて、パルス圧縮受信信号として出力される。

すなわち、上記処理構成は、歪み問題の解決手段として、送信信号を直接受信して、これを基準信号として相関処理を行うことを特徴とする。このように、送信信号を直接受信して基準信号とし、この基準信号にウェイト関数を乗してＦＦＴ処理を行い、複素共役処理を行って複素共役関数を得ておき、これをＦＦＴ処理した実際の受信信号と複素乗算を行い、ＩＦＦＴ処理することにより、相関処理（パルス圧縮）を行うことができる。

ここで、上記ウェイト関数格納部５３に格納されるウェイト関数は、第１の実施形態の方法により、周波数領域でブラックマンハリス窓等の窓関数を乗じて時間領域に戻したもの、または第２の実施形態の方法により、窓関数を振幅ピーク点で引き伸ばしたものである。よって、このウェイト関数と乗じられて得られる参照信号は、信号処理ロス及びレンジサイドローブが低減されているため、この信号から理想的な複素共役関数が得られる。したがって、この複素共役関数信号が複素乗算された受信信号も、信号処理ロス及びレンジサイドローブが低減されているため、極めて精度が高い相関処理を行うことができる。

（第１０の実施形態）
次に、本発明の第１０の実施形態として、フェーズドアレイアンテナ装置のアンテナ開口面分布を決定するウェイト関数に本発明を適用した場合について説明する。

周知のように、アンテナ装置は、開口面分布という特性を有する。開口面分布とは、アンテナ面の分布を指し、均一な面ほど利得が大きくなることが知られている。ところが、アンテナパターンのサイドローブレベルも高くなってしまう。通常は、開口面に分布をつけてサイドローブを下げることが行われる。アンテナ利得をあまり落とさずにできるだけサイドローブを下げることが望ましい。

アンテナ開口面分布に対する実施形態として、フェーズドアレイアンテナの場合について説明する。フェーズドアレイアンテナの面は一様であるが、送受信の際、振幅を調整することにより、通常のアンテナの開口面分布と同様の考えを導入することができる。フェーズドアレイアンテナに対しては、時間軸上のウェイト関数を空間上に置き変えることによって、アンテナのサイドローブを大幅に低減することができる。

図１６及び図１７は、それぞれ本発明が適用されるフェーズドアレイアンテナ装置の送信側、受信側の構成を概略的に示すブロック図である。図１６では、給電装置１０１から各アンテナ素子１０２への給電経路中にレベル調整器１０３を介在させ、それぞれゲインウェイト関数を乗じることで振幅調整してアンテナ開口面分布を形成する。また、図１７では、各アンテナ素子１０２からの受信信号を合成器１０４で合成する際に、各受信系路中のレベル調整器１０５にてゲインウェイト関数を乗じて振幅調整してアンテナ開口面分布を形成する。

それぞれのゲインウェイト関数の生成方法は、第１の実施形態の方法を用い、周波数領域に変換してブラックマンハリス窓等の窓関数を乗じた後、時間領域に戻して生成したもの、または第２の実施形態の方法を用い、窓関数を振幅ピーク点で引き伸ばしたものである。このようにして生成されたゲインウェイト関数をアンテナ開口面分布とすることで、ビーム合成ロスが最小限に抑えられ、アンテナパターン、サイドローブの発生を効果的に抑圧することができる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の実施の形態について、主にレーダ装置に適用した場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、信号処理全般に適用可能である。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明に係る第１の実施形態として、ウェイト関数生成のための処理構成を示すブロック図。 図１の実施形態の処理上の波形図。 本発明に係る第２の実施形態として、ウェイト関数生成のための処理構成を示すブロック図。 図３の実施形態の処理上の波形図。 図３の実施形態の変形窓関数による効果を説明するための波形図。 本発明に係る第３の実施形態として、相関処理用の参照信号生成のための処理構成を示すブロック図。 本発明に係る第４の実施形態として、相関処理用の参照信号生成のための他の処理構成を示すブロック図。 本発明に係る第５の実施形態として、送信信号生成装置に本発明を適用した場合の構成を示すブロック図。 本発明に係る第６の実施形態として、パルス圧縮レーダ装置に本発明を適用した場合の構成を示すブロック図。 第６の実施形態の送信信号がＣＷパルス信号の場合の例を示す波形図。 第６の実施形態の送信信号がチャープパルス信号の場合の例を示す波形図。 レーダ装置において、距離に応じてウェイト関数を使い分ける効果を説明するための図。 本発明に係る第８の実施形態として、信号解析を行う信号処理装置に本発明を適用した場合の処理構成を示すブロック図。 第８の実施形態の効果を説明するための波形図。 本発明の第９の実施形態として、歪み問題を回避するための処理構成をしたパルス圧縮レーダ装置を示すブロック図。 本発明が適用されるフェーズドアレイアンテナ装置の送信側の構成を概略的に示すブロック図。 本発明が適用されるフェーズドアレイアンテナ装置の受信側の構成を概略的に示すブロック図。

符号の説明

１１…ＦＦＴ（高速フーリエ変換）等、１２…乗算器、１３…ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）等、１４…窓関数生成部、１５…中心ストレッチ処理部、１６…矩形波生成部、１７…ウェイト関数格納部、２１…乗算器、３１…ＦＦＴ等、３２…乗算器、４１…乗算器、４２…送信器、５１…送信信号関数発生部、５２…乗算器、５３…ウェイト関数格納部、５４…送信信号格納部、５５…乗算器、５６…ＦＦＴ、５７…複素共役演算部、５８…複素共役関数信号格納部、５９…送信器、６０…送受切替器、６１…アンテナ、６２…受信器、６３…ＦＦＴ、６４…複素乗算器、６５…ＩＦＦＴ、６６…アッテネータ（ＡＴＴ）、６６…切替スイッチ、１０１…給電装置、１０２…アンテナ素子、１０３…レベル調整器、１０４…合成器、１０５…レベル調整器。

Claims (14)

1. 時間領域で入力信号に窓関数に基づく特性を与えるウェイト関数を生成するウェイト関数生成方法において、
   前記窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記入力信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記ウェイト関数を生成することを特徴とするウェイト関数生成方法。
2. 前記窓関数は、ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓のいずれかであることを特徴とする請求項１記載のウェイト関数生成方法。
3. 基準信号に時間領域で窓関数に基づくウェイト関数を乗じて入力信号との相関をとるための時間領域の参照信号を生成する参照信号生成方法において、
   前記窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記基準信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記ウェイト関数を生成し、
   前記基準信号に前記ウェイト関数を乗じて前記時間領域の参照信号を生成することを特徴とする参照信号生成方法。
4. 基準信号に周波数領域で窓関数に基づくウェイト関数を乗じて入力信号との相関をとるための周波数領域の参照信号を生成する参照信号生成方法において、
   前記窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記基準信号の単位期間に合わせた波形を生成し、周波数領域に変換することで前記ウェイト関数を生成し、
   前記基準信号に前記ウェイト関数を乗じて前記周波数領域の参照信号を生成することを特徴とする参照信号生成方法。
5. 前記窓関数は、ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓のいずれかであることを特徴とする請求項３または４記載の参照信号生成方法。
6. 送信信号の周波数スプリアスを抑圧するためのウェイト関数であって、
   窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記送信信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記ウェイト関数を生成し、このウェイト関数を前記送信信号の原信号に乗じて前記送信信号を生成することを特徴とする送信信号生成装置。
7. 前記ウェイト関数を前記送信信号のシンボルレートに合わせて乗算することを特徴とする請求項６記載の送信信号生成装置。
8. 前記窓関数は、ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓のいずれかであることを特徴とする請求項６記載の送信信号生成装置。
9. 送信信号の反射波を受信する受信装置と、
   窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記送信信号の単位期間に合わせた波形を生成することでウェイト関数を生成し、このウェイト関数を前記送信信号に乗じて前記受信装置の受信信号をパルス圧縮するための複素共役関数を生成する複素共役関数生成手段と、
   前記受信装置の受信信号に前記複素共役関数生成手段で生成される複素共役関数を乗じてパルス圧縮するパルス圧縮手段とを具備することを特徴とする信号処理装置。
10. 前記複素共役関数生成手段は、予め、互いに異なる窓関数の波形についてそれぞれ振幅ピーク点で引き伸ばして前記送信信号の単位期間に合わせた波形を生成することで複数のウェイト関数を求め、前記複数のウェイト関数をそれぞれ送信信号に乗じることで得られる複数の複素共役関数を格納する複数共役関数格納部を備え、
    前記パルス圧縮手段は、前記複素共役関数格納部から探知距離に対応する複素共役関数を切り替えてパルス圧縮することを特徴とする請求項９記載の信号処理装置。
11. 被解析信号をフーリエ変換して周波数軸上の分布に変換して信号解析を行う信号処理装置において、
    窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記被解析信号の単位期間に合わせた波形を生成することで前記被解析信号のスプリアスリークを抑圧するためのウェイト関数を生成し、このウェイト関数を前記フーリエ変換前の時間領域の被解析信号に乗じることを特徴とする信号処理装置。
12. 前記窓関数は、ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓のいずれかであることを特徴とする請求項９または１１記載の信号処理装置。
13. アレイ状に配列された複数のエレメント素子それぞれの給電振幅を制御して任意の開口面分布を形成するアンテナ装置において、
    前記開口面分布に対応する各エレメント素子のゲインウェイト関数であって、
    窓関数の波形を振幅ピーク点で引き伸ばして前記開口面分布に合わせた波形を生成することで前記ゲインウェイト関数を生成し、
    前記ゲインウェイト関数に基づいて前記エレメント素子それぞれの給電振幅を制御することを特徴とするアンテナ装置。
14. 前記窓関数は、ハミング窓、ハニング窓、ガウス窓、ブラックマンハリス窓、フラットトップ窓のいずれかであることを特徴とする請求項１３記載のアンテナ装置。

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