JP2006195256A - 光通信デバイス及び光デバイス - Google Patents

Abstract

【課題】従来のものに比べて挿入損失が小さく、低損失の光通信デバイス及び光デバイスを提供する。
【解決手段】電気光学効果を有する基板１と、この基板１に形成された導波路対４Ａ，４Ｂを有する第１の光変調器１−１と、基板１に形成された導波路対７Ａ，７Ｂを有する第２の光変調器１−２と、第１の光変調器１−１の出力に設けられ第１の光変調器１−１の導波路対４Ａ，４Ｂを伝播する光を結合して分岐しうる導波路カプラ５と、この導波路カプラ５による分岐後の出力に遅延差を与えて第２の光変調器１−２の導波路対７Ａ，７Ｂへ入力する遅延接続部６Ａ，６Ｂとをそなえて構成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、光通信で用いられる光通信デバイス及び光デバイスに関し、例えば、ＲＺ（Return to Zero）信号を生成する光通信デバイスであるＲＺ光変調器に用いて好適な技術に関する。

ＬｉＮｂＯ₃〔ニオブ酸リチウム、リチウムナイオベート（ＬＮ）〕結晶基板やＬｉＴａＯ₂〔タンタル酸リチウム（ＬＴ）〕結晶基板などの電気光学結晶を用いた光変調器に代表される光通信デバイスは、結晶基板上の一部に金属膜を形成し熱拡散させる、あるいは、金属膜をパターニングした後に安息香酸中でプロトン交換するなどして光導波路を形成した後、光導波路近傍に電極を設けることで形成される。

光導波路は、例えば、入射導波路、並行導波路、出射導波路からなり、並行導波路上に信号電極（ホット電極ともいう）、接地電極（グランド電極ともいう）が設けられてコプレーナ電極を形成する。結晶方位のＺ軸方向にカットして切り出された基板（Ｚカット基板）を用いる場合は、Ｚ方向の電界による屈折率変化を利用するため、導波路の真上に電極を配置する。このとき、１本ずつの並行導波路の上にそれぞれ信号電極、接地電極をパターニングするが、並行導波路中を伝搬する光が信号電極、接地電極によって吸収されるのを防ぐために、ＬＮ基板と信号電極、接地電極との間に誘電体層（バッファ層）を介する。バッファ層としては、例えば厚さ０．２〜１μｍのＳｉＯ₂を用いる。

このような光通信デバイスを高速で駆動する場合は、信号電極と接地電極の終端を抵抗で接続して進行波電極とし、入力側からマイクロ波電気信号を印加する。このとき、電界によって２本の並行導波路（仮にＡ，Ｂとする）の屈折率がそれぞれ＋Δｎa、−Δｎbのように変化し、並行導波路Ａ，Ｂ間の位相差が変化するため出射導波路から強度変調された信号光が出力される。ここで、電極の断面形状を変化させることで、マイクロ波の実効屈折率を制御し、光とマイクロ波の速度を整合させることによって広帯域の光応答特性を得ることができる。

ＲＺ（Return to Zero）信号が生成できる光変調器として、例えば図１６に示すように、２つの光変調器（強度変調器）１００−１，１００−２をタンデムに接続したＲＺ光変調器が提案されている。
即ち、この図１６に示すＲＺ光変調器は、ＬＮやＬＴ等の基板１００に、第１の光変調器１００−１の構成要素として、入射導波路１０１、第１の入射側Ｙ分岐導波路１０２、第１の並行導波路１０３Ａ，１０３Ｂ、第１の出射側Ｙ分岐導波路１０４、一部が第１の並行導波路１０３Ａ，１０３Ｂの一方（１０３Ａ）の上で重なるように配置された第１の信号電極１０９、一部が第１の並行導波路１０３Ａ，１０３Ｂの他方（１０３Ｂ）の上で重なるように配置された第１の接地電極１１０をそなえて構成されるとともに、第２の光変調器１００−２の構成要素として、第２の入射側Ｙ分岐導波路１０５、第２の並行導波路１０６Ａ，１０６Ｂ、第２の出射側Ｙ分岐導波路１０７、出射導波路１０８、一部が第２の並行導波路１０６Ａ，１０６Ｂの一方（１０６Ａ）の上で重なるように配置された第２の信号電極１１２、一部が第２の並行導波路１０６Ａ，１０６Ｂの他方（１０６Ｂ）の上で重なるように配置された接地電極１１３をそなえて構成されている。なお、この図１６において、符号１１１も接地電極を表す。

このような構成を有するＲＺ光変調器において、第１の信号電極１０９に、クロック信号（マイクロ波電気信号）２００を供給すると、その電圧変化に応じて一方の並行導波路１０３Ａの屈折率が変化して当該並行導波路１０３Ａを伝搬する入射光（ＣＷ光）に位相変化が生じ、これにより、出射側Ｙ分岐光導波路１０４において並行導波路１０３Ａ，１０３Ｂからの光の干渉（強め合い／弱め合い）が生じて、光クロック信号（光の点滅）３００が生成される。

そして、第２の信号電極１１２に、データ（ＮＲＺデータ）信号（マイクロ波電気信号）４００を供給すると、同様に、その電圧変化に応じて一方の並行導波路１０６Ａの屈折率が変化して当該並行導波路１０６Ａを伝搬する光（光クロック信号３００）に位相変化が生じ、これにより、出射側Ｙ分岐導波路１０７において並行導波路１０６Ａ，１０６Ｂからの光の干渉が生じて、クロック信号２００とデータ信号４００との合成信号波形に相当する光波形を有する光変調信号（ＲＺ信号）５００が導波路１０８から出射光として出力される。

なお、図１６に示す光変調器は、前段及び後段の光変調器１００−１，１００−２をいずれも強度変調器として構成しているが、例えば図１７に示すように、後段の光変調器１００−２を位相変調器として構成する場合もある。
即ち、この図１７に示す光変調器は、後段の光変調器１００−２の構成要素として、前段の光変調器１００−１の出射側Ｙ分岐導波路１０４と連結され相互作用領域となる１本の導波路（位相変調用導波路）１５８と、一部がこの導波路１５８の上で重なるように配置された信号電極１１２と、接地電極１１１，１１３とをそなえて構成されている。なお、この図１７において、既述の符号を付したものは、特に断らない限り、既述のものと同一若しくは同様のものである。

そして、この場合も、後段の光変調器１００−２の信号電極１１２にデータ（ＮＲＺデータ）信号（マイクロ波電気信号）４００を供給すると、前段の光変調器１００−１からのクロック信号光に対して当該データ信号４００に応じた位相変調が施されて、図１６により上述した光変調器と同様に、所望のＲＺ信号を得ることができる。
なお、導波路構造の光通信デバイスとして、下記特許文献１〜３により提案されている技術もある。

特許文献１の技術は、導波路型合分波器に関するもので、基板の大型化をもたらす接続空間をなくして小型化を図り、基板当たりの製作個数を増加し安価にすることを目的としており、このために、複数の導波路型合分波器をＳ字状曲線導波路と半円状導波路とを用いて接続して、各合分波器を隣接配置できるようにしている。
また、特許文献２の技術も、導波路型合分波器に関するもので、複数のマッハツェンダ型光合分波器の入出力端を一側にまとめて、小型化、低コスト化を可能にし、１．３μｍ帯で２波、１．５μｍ帯で２波の合計４波長多重伝送を可能にしている。

さらに、特許文献３の技術は、スイッチング機能付きアドドロップフィルタに関するもので、基板上に形成された２本の光導波路を近接させた方向性結合器または２×２ＭＭＩ（Multi Mode Interference）カプラを２個備えた２入力２出力型のマッハツェンダ（ＭＺ）干渉計を複数備え、マッハツェンダ干渉計の２本の導波路（アーム部）の少なくとも一方に光誘起グレーティング又はヒータを備えて、グレーティングを書き込んだＭＺ干渉計と熱光学スイッチ（ＴＯスイッチ）とをシリコン基板上に集積することにより小型化と低挿入損失とを実現するものである。
特開平６−５９２９１号公報 特開平６−１８７３５号公報 特開２００１−１０９０２２号公報

図１６及び図１７によりそれぞれ上述したＲＺ光変調器は光の伝搬方向にクロック信号用とデータ信号用の２つの光変調器１００−１，１００−２を直列に並べるため、チップの長さがＮＲＺ光変調器に比べて２倍になる。ここで、駆動電圧は、相互作用長、即ち、導波路（アーム部）１０３Ａ，１０３Ｂ（１０６Ａ，１０６Ｂ）の長さが長いほど小さくすることができるが、ＲＺ光変調器では、作用長がチップサイズで制限されるため、駆動電圧を小さくするのにも限界がある。

そこで、例えば図１８及び図１９にそれぞれ示すように、クロック信号用とデータ信号用の２つの光変調器１００−１，１００−２を基板１００上において並列に並べ、半円状の折り返し（曲がり）導波路１１４を用いて２つの光変調器１００−１，１００−２（出射側Ｙ分岐導波路１０４と入射側Ｙ分岐導波路１０５又は導波路１５８との間）を接続する構成が考えられる。なお、これらの図１８及び図１９において、符号１１５は折り返し導波路１１４の円弧に沿って基板１００に形成された溝部１１５を表し、この溝部１１５を設けることによって、折り返し導波路１１４内への光の閉じ込めを強くして折り返し導波路１１４での漏洩（放射）光による損失を抑制することができる。他の既述の符号と同一符号を付したものは、既述のものと同一若しくは同様のものである。

しかしながら、このような構成では、折り返し導波路１１４の使用や導波路長が長くなることによって、放射光の生じる部分が増えて光の挿入損失が増加するという課題が生じる。なお、上記特許文献１〜３の技術は、いずれもその目的及び適用対象を本願発明と異にするものであるから、これらの技術が存在したとしても、また、これらの技術を単に寄せ集めてみても、かかる課題を解決することはできない。

本発明は、上記課題に鑑み創案されたもので、従来のものに比べて挿入損失が小さく、低損失の光通信デバイス及び光デバイスを提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明の光通信デバイスは、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された導波路対を有する第１の光変調器と、該基板に形成された導波路対を有する第２の光変調器と、該第１の光変調器の出力に設けられ該導波路対を伝播する光を結合して分岐しうる導波路カプラと、該導波路カプラによる分岐後の出力に遅延差を与えて該第２の光変調器の該導波路対へ入力する遅延接続部とをそなえたことを特徴としている（請求項１）。

ここで、該第１の光変調器が、クロック信号を入力として駆動されるクロック変調器として構成されるとともに、該第２の光変調器が、データ信号を入力として駆動されるデータ変調器として構成されていてもよい（請求項２）。
また、該遅延接続部による該遅延差が該クロック信号の半波長に相当する遅延差に設定されているのが好ましい（請求項３）。

さらに、該第２の光変調器が該第１の光変調器と並列して該基板上に形成されるとともに、該遅延接続部が、該導波路カプラの２出力と該第２の光変調器の該導波路対との間をそれぞれ折り返して接続する曲がり導波路を有する折り返し遅延接続部として構成されていてもよい（請求項４）。
また、本発明の光デバイスは、入力光を分岐する分岐部と、該分岐部で分岐された第１の光と第２の光との間の位相関係を制御する位相制御部と、該位相関係の制御後の第１の光と第２の光とを結合して、周期的に強度が変化した第３の信号光と、周期的に強度が変化し、該第３の信号光と信号位相が異なる第４の信号光を出力する結合部と、該第３の信号光と、該第４の信号光の信号位相が同相となるように位相調整して、第５位相調整光、第６位相調整光を出力する位相調整部と、該第５位相調整光、該第６位相調整光を用いて変調する光変調部と、をそなえたことを特徴としている（請求項５）。

上記の本発明の光通信デバイス（光デバイス）によれば、第１の光変調器の出力を導波路カプラにより分岐して遅延接続部により各出力に遅延差をもたせて第２の光変調器に入力する、換言すれば、入力光を分岐して得られた第１の光と第２の光との間の位相関係を位相制御部によって制御した上で、これらの光を結合して、周期的に強度が変化した第３の信号光と、周期的に強度が変化し、該第３の信号光と信号位相が異なる第４の信号光を出力し、これらの信号光の信号位相が同相となるように位相調整部により位相調整し、これにより得られた各位相調整光を用いて光変調部にて変調を行なうので、従来は放出（漏洩）光として損失していた光をも第２の光変調器に用いることができる。したがって、従来の光変調器に比して挿入損失を低減することができる。

〔Ａ〕一実施形態の説明
図１は本発明の一実施形態としての光通信デバイスであるＲＺ光変調器の構成を示す模式的平面図で、この図１に示すＲＺ光変調器は、ＬｉＮｂＯ₃（ＬＮ）結晶やＬｉＴａＯ₂（ＬＴ）結晶等の電気光学効果を有する基板１に、導波路構造の第１の光変調器１−１及び第２の光変調器２−１が形成されるとともに、これらの光変調器１−１，１−２間が同じく基板１上に形成された半円状の折り返し（曲がり）導波路６Ａ，６Ｂにより接続されて構成されている。

即ち、基板１上には、第１の光変調器１−１を構成する要素として、入力光（ＣＷ光）を伝播する入射導波路２、入力光を分岐する入射側Ｙ分岐導波路（分岐部）３、相互作用領域となる並行導波路（アーム部、導波路対）４Ａ，４Ｂが形成されるとともに、第２の光変調器１−２を構成する要素として、相互作用領域となる並行導波路（アーム部、導波路対）７Ａ，７Ｂ、並行導波路７Ａ，７Ｂからの光を結合する出射側Ｙ分岐導波路８、出力光を伝播する出射導波路９が形成され、かつ、並行導波路４Ａ，４Ｂのそれぞれに接続された交差導波路〔導波路カプラ（２×２カプラ）〕５、この２×２カプラ５の各出力と第２の光変調器１−２の並行導波路７Ａ，７Ｂとを接続する曲がり導波路６Ａ，６Ｂが形成されているのである。

なお、本実施形態においても、上記２×２カプラ５を含む各導波路（符号省略）は、基板１上の一部に金属膜を形成し熱拡散させる、あるいは、金属膜をパターニングした後に安息香酸中でプロトン交換するなどして形成される。また、結晶方位のＺ軸方向にカットして切り出された基板（Ｚカット基板）１を用いる場合は、Ｚ方向の電界による屈折率変化を利用するため、導波路の真上に電極を配置する。

即ち、１本ずつの並行導波路４Ａ，４Ｂ，７Ａ，７Ｂの上にそれぞれ信号電極（ホット電極）１１，１４、接地電極（グランド電極）１２，１５をパターニングする。これにより、一部が第１の光変調器１−１における並行導波路４Ａ，４Ｂの一方（４Ａ）の上で重なるように配置された信号電極１１と、一部が当該並行導波路４Ａ，４Ｂの他方（４Ｂ）の上で重なるように配置された接地電極１２と、一部が第２の光変調器１−２における並行導波路７Ａ，７Ｂの一方（７Ａ）の上で重なるように配置された信号電極１４と、一部が当該並行導波路７Ａ，７Ｂの他方（７Ｂ）の上で重なるように配置された接地電極１５とが基板１上にそなえられる。

なお、この図１において、符号１３も接地電極を表し、符号１７は第２の光変調器１−２の駆動動作点を制御するための直流（ＤＣ）バイアス制御用のＤＣバイアス電極を表す。また、符号１１ａは信号電極１１にマイクロ波（ＲＦ）電気信号（クロック信号）を入力するためのＲＦ入力パッド、符号１４ａは信号電極１４にマイクロ波（ＲＦ）電気信号（データ信号）を入力するためのＲＦ入力パッドを表しており、いずれも、基板１の片側の長辺に配置されている。さらに、本例においても、並行導波路４Ａ，４Ｂ，７Ａ，７Ｂ中を伝搬する光が信号電極１１，１４、接地電極１２，１５によって吸収されるのを防ぐために、基板１と信号電極１１，１４、接地電極１２，１５との間には誘電体層（バッファ層）を介することができ、当該バッファ層としては、例えば厚さ０．２〜１μｍのＳｉＯ₂を用いることができる。

そして、第１の光変調器１−１における信号電極１１にマイクロ波電気信号であるクロック信号を供給し、第２の光変調器１−２における信号電極１４にマイクロ波電気信号であるデータ信号（ＮＲＺデータ信号）を供給することにより、本例においても、図１６にて前述したＲＺ光変調器と同様の原理によって、入射光を強度変調してＲＺ（Return to Zero）信号を出射光（光変調信号）として出力することができる。つまり、第１の光変調器１−１は、クロック信号を入力とし入射光を当該クロック信号で変調して光クロック信号を出力するクロック変調器、換言すれば、入射側Ｙ分岐導波路３で分岐された第１の光と第２の光との間の位相関係を制御する位相制御部として機能し、第２の光変調器１−２は、ＮＲＺデータ信号を入力とし入射光（クロック変調器１−１からの光クロック信号）を当該ＮＲＺデータ信号で変調して光ＲＺ信号を出力するデータ変調器として機能する。

ここで、前段のクロック変調器１−１の出力段に設けられた上記２×２カプラ５は、並行導波路４Ａ，４Ｂを伝搬してくる光（光クロック信号）が入力されると、各光クロック信号を結合して分岐することにより、互いに位相が反転した光相補信号（枠２０参照）をそれぞれ出力するよう機能するもの、換言すれば、上記位相制御部としての第１の光変調器による上記位相関係の制御後の第１の光、第２の光を結合して、周期的に強度が変化した第３の信号光と、周期的に強度が変化し、この第３の信号光と信号位相が異なる第４の信号光とを出力する結合部として機能するもので、例えば、２×２ＭＭＩカプラを用いることができる。

２×２ＭＭＩカプラは、例えば図３に模式的に示すように、励振されるモード間の伝搬速度が異なるため、モード（偶モード、奇モード）間の位相差が伝搬距離によって変化することを利用して各入力ポート（アーム部）５Ａ，５Ｂに入射される光を各出力ポート（アーム部）５Ｃ，５Ｄに均等にパワー分配するもので、モード間の位相差が９０度になったときに光パワーが各出力ポート５Ｃ，５Ｄ、即ち、本例の場合は曲がり導波路６Ａ，６Ｂに分配されるようになっている。この際、Ｙ分岐導波路を用いた場合のような外部への漏洩光はほとんどなく光クロック信号にほとんど損失は無い。

なお、従来のＲＺ光変調器では、設計を容易にするため、上述のごとく前段のクロック変調器１−１（並行導波路４Ａ，４Ｂ）の出力部に２×２ＭＭＩカプラ５を用いる場合には、入力部にも同じ形状の２×２ＭＭＩカプラを用いるのが一般的であるが、本実施形態では、対称性の確保が重要なため、クロック信号の入力部（並行導波路４Ａ，４Ｂの入力部）には上記Ｙ分岐導波路３、あるいは、１×２ＭＭＩカプラを用いるのが望ましい。１×２ＭＭＩカプラは、例えば図４に示すように、励振されるモード間の伝搬速度が異なるため、モード（低次モード、高次モード）間の位相差が伝搬距離によって変化することを利用して入力ポート（アーム部）３Ａに入射される光を各出力ポート（アーム部）３Ｂ，３Ｃに均等にパワー分配するもので、モード間の位相差が１８０度になったときに光パワーが各出力ポート（アーム部）３Ｂ，３Ｃ、即ち、本例の場合は並行導波路４Ａ，４Ｂに分配されることになる。

また、曲がり導波路６Ａ，６Ｂ（湾曲した第１及び第２導波路）は、それぞれ、一端がデータ変調器１−２の並行導波路７Ａ，７Ｂと接続されるとともに、他端が２×２カプラ５の出力ポート５Ｃ，５Ｄに折り返して接続されて、並行導波路７Ａ，７Ｂとともにデータ変調器１−２のアーム部（並行導波路）の一部を構成し、内周側の曲がり導波路６Ａの曲率半径Ｒの中心から基板長手方向（図１の紙面右方向）に並行に距離ｄＬだけ離れた位置を中心として曲率半径Ｒ＋ｄＲの半円形状を有する曲がり導波路６Ｂが形成されている。つまり、内周側の曲がり導波路６Ａを伝搬する光に対して、外周側の曲がり導波路６Ｂを伝搬する光（光クロック信号）の方が、２ｄＬ＋２πｄＲだけ伝搬距離が長くなるよう各曲がり導波路６Ａ，６Ｂの長さが設定されている。

このように、曲がり導波路６Ａに対して曲がり導波路６Ｂが外側に配置されることで、曲がり導波路６Ｂの長さが曲がり導波路６Ａの長さに対して長く、曲がり導波路６Ａよりも曲がり導波路６Ｂの方がより大きな遅延を与えることができる。つまり、曲がり導波路６Ａ，６Ｂは、上記２×２カプラ５の２出力に遅延差を与えて後段のデータ変調器１−２の並行導波路７Ａ，７Ｂへ入力する遅延接続部、より詳細には、２×２カプラ５の２出力と後段のデータ変調器１−２の並行導波路７Ａ，７Ｂとの間をそれぞれ折り返して接続する曲がり導波路６Ａ，６Ｂを有する折り返し遅延接続部としての機能を果たすのである。換言すれば、曲がり導波路６Ａ，６Ｂは、上記結合部としての２×２カプラ５により得られた第３の信号光と第４の信号光との信号位相が同相となるように位相調整して、第５位相調整光、第６位相調整光を出力する位相調整部として機能する。なお、上記曲がり導波路６Ａ，６Ｂの近傍の基板１には、それぞれの外周に沿って溝部１６Ａ，１６Ｂが形成されている。これにより、曲がり導波路６Ａ，６Ｂ中への光の閉じ込め効果が向上し、曲がり導波路６Ａ，６Ｂでの漏洩光による損失を抑制することができる。

ここで、上記伝搬距離差２ｄＬ＋２πｄＲは、一方の曲がり導波路６Ｂを伝搬する光クロック信号（前記光相補信号の一方）にクロック信号の半波長分の遅延が与えられるように設定される。これにより、曲がり導波路６Ａ，６Ｂを伝搬した光クロック信号はそれぞれの出力段において同位相となり、後段のデータ変調器１−２の並行導波路７Ａ，７Ｂにはそれぞれ同位相の光クロック信号が伝搬されることになる。

つまり、本実施形態のＲＺ光変調器では、２×２カプラ５により、前段のクロック変調器１−１の出力から光相補信号を発生させ、それぞれ伝搬距離の異なる曲がり導波路６Ａ，６Ｂを伝搬させることにより、一方の光クロック信号にクロック信号の半波長分の遅延を与えて両光クロック信号の位相を合わせた上で、後段のデータ変調器１−２（並行導波路７Ａ，７Ｂ）へ入力するのである。

ここで、例えば、ＬＮ基板１を用いる場合、信号電極１１，１４、接地電極１２，１５の形状を調節して、伝播するマイクロ波の屈折率を光導波路の屈折率である２．１５に合わせる。このとき、４０Ｇｂｐｓ（ギガビット毎秒）信号の波長は３．５ｍｍであるので、両アーム部７Ａ，７Ｂへの光クロック信号のタイミング（位相）を合わせるためには、上記伝搬距離差２ｄＬ+２πｄＲ＝１．７５ｍｍとすれば良い。なお、両光クロック信号のタイミングは、ＤＣバイアス電極１７に印加するバイアス電圧を調整することで微調整（補正）することが可能である。ＤＣバイアス電極１７は、クロック変調器１−１側に設けてもよいし、両変調器１−１，１−２に設けてもよい。

そして、前段のクロック変調器１−１には、２×２カプラ５に入力される光クロック信号が次表１に示すような関係となるように電気信号を信号電極１１に入力する。

この場合、クロック変調器１−１の出力、即ち、２×２カプラ５からの出力は、次表２に示すような関係となる。

つまり、光クロック信号のＯＮ時とＯＦＦ時に対応して、２×２カプラ５の出力直後では、π／４の位相の光と無電界状態とが交互に切り替わることが分かる。ここで、アーム部５Ｄ（又は、５Ｃ）に光クロック信号のＯＮ（又は、ＯＦＦ）時間に相当する（位相）遅延（ΦＢ２）を与えると、その直後の２つのアーム部５Ｃ，５Ｄの中を伝搬する光クロック信号の位相は、次表３に示す関係となり、同位相の光クロック信号が後段のデータ変調器１−２（並行導波路７Ａ，７Ｂ）に入力されることが分かる。

そして、信号電極１４にデータ信号（ＮＲＺデータ信号）が供給されることにより、その電圧変化に応じて一方の並行導波路７Ａの屈折率が変化して当該並行導波路７Ａを伝搬する光クロック信号に位相変化が生じ、これにより、出射側Ｙ分岐導波路８において並行導波路７Ａ，７Ｂからの光の干渉が生じて、光変調信号（ＲＺ信号）が出射導波路９から出射光として出力される。つまり、データ変調器１−２は、前記位相調整部としての曲がり導波路６Ａ，６Ｂからの各位相調整光（第５位相調整光、第６位相調整光）を用いて変調を行なう光変調部として機能している。

以上のように、本実施形態のＲＺ光変調器によれば、２×２カプラ５により、前段のクロック変調器１−１の出力から漏洩光を生じさせることなく光相補信号を発生させ、それぞれ伝搬距離の異なる曲がり導波路６Ａ，６Ｂを伝搬させることにより、一方の光クロック信号に遅延を与えて両光クロック信号の位相を合わせた上で、後段のデータ変調器１−２（並行導波路７Ａ，７Ｂ）へ入力するので、従来は出射側Ｙ分岐導波路で漏洩光として損失していた光をも後段のデータ変調器１−２で利用することができる。したがって、従来に比べて挿入損失を３ｄＢ程度低減することができ、低損失のＲＺ光変調器を実現することができる。

また、上述した例では、各光変調器１−１，１−２を基板１上で並列配置しているので、相互作用長（電極１１，１２，１４，１５と並行導波路４Ａ，４Ｂ，７Ａ，７Ｂとが重なる部分の長さ）を限られたチップサイズで出来るだけ長くとることができ、駆動電圧を低減することが可能である。さらに、変調帯域を確保するために信号電極１１（１４）と接地電極１２（１５）との間隔を広げる必要がある。４０Ｇｂｐｓの高速信号で駆動するＲＺ光変調器に応用する場合、例えば、電極間隔を５０μｍ以上とすれば、マイクロ波の損失が低減して相互作用長を５０ｍｍ以上に伸ばすことができる。このとき、駆動電圧を３Ｖ以下にすることができ、より安価なドライバで駆動できるようになる。

また、図１に示す構成では、クロック信号用のＲＦ入力パッド１１ａ及びＮＲＺデータ信号用のＲＦ入力パッド１４ａをチップ（基板１）の片側の長辺に配置している。この構造により、クロック信号及びＮＲＺデータ信号用のコネクタをモジュールの片側に配置でき、実装時の占有面積を小さくすることができる。
また、曲がり導波路６Ａ，６Ｂの近傍に、それぞれの外周に沿って基板１に溝部１６Ａ，１６Ｂを設けているので、曲がり導波路６Ａ，６Ｂ中への光の閉じ込め効果を向上して、曲がり導波路６Ａ，６Ｂでの漏洩光による損失を抑制することが可能である。

なお、２つの光変調器１−１，１−２は、相互作用長、電極間ギャップを同じにする必要はなく、ドライバに応じてそれぞれの帯域、駆動電圧を設定する。例えば、ＣＳ−ＲＺ（Carrier Suppressed Return to Zero）変調方式のようにクロック信号を半波長電圧Ｖπの２倍、データビットレートの半分の周波数で駆動する場合、帯域を犠牲にして半波長電圧Ｖπを下げる設計が望ましい。図１では、クロック信号の駆動電圧低減に重点を置き、クロック信号の電極１１，１２間ギャップをデータ信号の電極１４，１５間ギャップよりも狭くして半波長電圧Ｖπの低減を図っている。このとき、クロック信号、データ信号ともにマイクロ波と光の速度整合が成立していなければならないので、クロック信号とデータ信号とで電極厚を変える必要がある。

（Ａ１）第１変形例の説明
図１により上述したＲＺ光変調器では、後段のＮＲＺ変調器１−２のＹ分岐導波路８部分にＤＣバイアス電極１７を配置しているが、かかる位置にＤＣバイアス電極１７を挿入すると、並行導波路７Ａ，７Ｂと重なる電極１４，１５の長さを短くする必要が生じ、駆動電圧が大きくなる。そこで、例えば図２に示すように、ＤＣバイアス電極１７を曲がり導波路６Ａ，６Ｂの一方（６Ｂ）上に沿って設けることで、電極１４，１５の長さを出来るだけ長く確保（維持）することが可能となる。なお、この図２において、既述の符号と同一符号を付した部分は、それぞれ、既述のものと同一若しくは同様のものである。

（Ａ２）第２変形例の説明
図１に示した構造では、曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径の差ｄＲが大きいと、後段のデータ変調器１−２への２つの光強度の差が大きくなり、光出力の消光比が劣化してしまう。これを防ぐためには、各曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径の差ｄＲを極力小さく、例えば、１００μｍ以下とするのが望ましい。そこで、例えば図５に示すように、外周側に位置する曲がり導波路６Ｂの入出力部（距離ｄＬで示す間）に曲率半径の大きいＳ字状の導波路（Ｓ字導波路）６Ｃを挿入することにより、２つの曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径を同じ（Ｒ）とする。このようにすれば、図１６により前述した従来のＲＺ光変調器と同程度の消光比を確保することができる。なお、この図５においても、既述の符号と同一符号を付した部分は、それぞれ、既述のものと同一若しくは同様のものである。

（Ａ３）第３変形例の説明
図１により上述した構成では、前段のクロック変調器１−１の２出力は出力強度は等しいがチャープの正負が反転した状態にあり、そのまま２×２カプラ５で合波されるため、出力波形の歪みが問題となる場合がある。即ち、図１に示すシングルドライブのクロック変調器１−１では、例えば図７に模式的に示すように、各並行導波路４Ａ，４Ｂに加わる電界の大きさが異なるため正負の反転したチャープが発生するのである。なお、図７は図１におけるＡ−Ａ断面図である。

これを避けるためには、クロック変調器１−１のチャープ発生量が０であることが望ましい。そこで、一つに、例えば図６に示すように、クロック変調器１−１をデュアルドライブ構成にすることが考えられる。
即ち、並行導波路４Ａ，４Ｂ上にそれぞれ信号電極１１Ａ，１１Ｂをパターニングし、これらの信号電極１１Ａ，１１Ｂに相補関係にあるクロック信号を入力する構成とする。なお、この図６において、符号１２Ａ，１２Ｂはそれぞれ接地電極を表し、他の既述の符号と同一符号を付した部分は、それぞれ、既述の符号を付して説明したものと同一若しくは同様のものである。

このようにクロック変調器１−１をデュアルドライブ構成とすることにより、例えば図８に模式的に示すように、各並行導波路４Ａ，４Ｂに大きさが等しく逆向きの電界を与えることができるので、チャープ量を０にすることにすることができる。なお、図８は図６におけるＡ−Ａ断面図である。したがって、クロック変調器１−１（２×２カプラ５）の出力波形劣化を抑制することができる。また、デュアルドライブ構成では、必要な駆動電圧を低減することができる。

なお、図６に示す構成は、デュアルドライブ構成のクロック変調器１−１と、シングルドライブ構成のデータ変調器１−２とを組み合わせた例であるが、逆に、データ変調器１−２をデュアルドライブ構成にして０チャープにすることも可能である。
また、図６に示す構成においても、図２により前述したごとくＤＣバイアス電極１７は一方の曲がり導波路６Ｂ（６Ａでもよい）上に設けてもよいし、図５により前述したごとく曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径を同一にすべくＳ字導波路６Ｃを介装する構成としてもよく、いずれの場合も、既述の作用効果を奏することができる。

（Ａ４）第４変形例の説明
クロック変調器１−１のチャープを０にする方策としては、他に、例えば図９に示すように、分極反転領域３０を設ける構成が考えられる。分極反転領域３０は、並行導波路４Ａ，４Ｂが形成された基板１の領域の一部に形成され、電気光学効果の特性が基板１上の他の領域（非分極反転領域）と反転した領域であり、この分極反転領域３０とそれ以外の非分極反転領域との境界で並行導波路４Ａ，４Ｂの一方の導波路４Ｂ（又は４Ａ）上に設けられた信号電極１１が他方の導波路４Ａ（又は４Ｂ）上へ移るようにパターニング（配置）されている。

ここで、並行導波路４Ａ，４Ｂの光伝搬方向についての１／２を、分極反転領域３０が占めるようにすることにより、分極反転領域３０で変調される光位相特性と、分極反転領域３０以外の非分極反転領域で変調される光位相特性とを互いに極性が反転した同一の変化量とすることができる。したがって、分極反転領域３０および非分極反転領域での波長チャープ量を相殺して、２×２カプラ５へ出力される光クロック信号の波長チャープ量をほぼ０となるように抑制することができる。

なお、好ましくは、信号電極１１の光伝搬方向の入力側からクロック信号を供給するとともに、信号電極１１の光伝搬方向の終端側を図示しない抵抗に接続して、進行波電極とすることで、クロック変調器１−１の変調能力を比較的高速にすることができる。
このように、基板１上に分極反転領域３０を設けることによっても、チャープ量を０にすることにすることができ、クロック変調器１−１（２×２カプラ５）の出力波形劣化を抑制することができる。

なお、分極反転領域３０は、データ変調器１−２側に設けてもよいし、各変調器１−１，１−２の双方に設けることもできる。また、図９示す構成においても、図２により前述したごとくＤＣバイアス電極１７は一方の曲がり導波路６Ｂ（６Ａでもよい）上に設けてもよいし、図５により前述したごとく曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径を同一にすべくＳ字導波路６Ｃを介装する構成としてもよく、いずれの場合も、既述の作用効果を奏することができる。

（Ａ５）第５変形例の説明
光変調器では、オフ状態の電圧を調整するため、各マッハツェンダ干渉計のオフ光を検出し、その強度に応じてバイアス電圧を設定する。図１６〜図１９により前述した構成では光クロック信号のオフ光は出射側Ｙ分岐導波路１０４で発生する漏洩光をモニタすることで検出できるが、図１に示す構成では前述したように漏洩光が発生しないためオフ光を検出できない。

そこで、例えば図１０に示すように、データ変調器１−２のアーム部の一方、より詳細には、２×２カプラ５のアーム部５Ｄに接続されている曲がり導波路６Ｂから伝搬光の一部を分岐するタップ導波路（第１のタップ導波路）１８を設けて、フォトダイオード（ＰＤ）４０にてオフ光を検出する構成とする。これにより、従来と同様にオフ光検出によるバイアス電圧設定が可能となる。なお、タップ導波路１８は、例えば曲がり導波路６Ｂに対する分岐比が１０：１程度であれば、ＰＤ４０で検出可能である。

なお、この図１０においても、既述の符号と同一符号を付した部分は、それぞれ、既述のものと同一若しくは同様のものである。また、上記タップ導波路１８は、図２，図５，図６，図９に示す構成に適用することも可能である。
（Ａ６）第６変形例の説明
図１０に示す構成において、上記タップ導波路１８の挿入により後段のデータ変調器１−２における２本の並行導波路７Ａ，７Ｂを伝搬する光の強度がアンバランスになる場合は、例えば図１１に示すように、後段のデータ変調器１−２における他方の並行導波路７Ａにも同じ分岐比を有するタップ導波路（第２のタップ導波路）１９を挿入することで、両者の光強度を合わせることができる。

なお、この図１１において、符号１７ａはクロック変調器１−１の駆動動作点を制御するためのＤＣバイアス制御用のＤＣバイアス電極を表し、ＰＤ４０で検出したオフ光の強度に応じてこのＤＣバイアス電極１７ａに印加されるＤＣバイアス電圧が調整されるようになっている。また、タップ導波路１９の出力部にもＰＤを設けて、そのモニタ結果に応じてＤＣバイアス電極１７に印加されるＤＣバイアス電圧をフィードバック制御（調整）するように構成することもできる。他の既述の符号と同一符号を付した部分は、既述のものと同一若しくは同様のものである。さらに、上記タップ導波路１８，１９についても、図２，図５，図６，図９に示す構成に適用することが可能である。

（Ａ７）第７変形例の説明
上述した実施形態及び各変形例では、前段の第１の光変調器（クロック変調器）１−１及び後段の第２の光変調器（データ変調器）１−２をともに強度変調器として構成しているが、例えば図１２に示すように、後段のデータ変調器１−２を位相変調器として構成してもよい。

即ち、この場合、基板１上には、第２の光変調器１−２を構成する要素として、相互作用領域となる導波路（位相変調用導波路）９Ａと、この導波路９Ａと連結された入射側Ｙ分岐導波路９Ｂとが形成され、かつ、この場合も、図１により前述した構成と同様に、第１の光変調器１−１の並行導波路４Ａ，４Ｂのそれぞれに接続された交差導波路〔導波路カプラ（２×２カプラ）〕５、この２×２カプラ５の各出力と第１の光変調器１−１の入射側Ｙ分岐導波路９Ｂとを接続する曲がり導波路６Ａ，６Ｂ（ただし、図１２において曲がり導波路６Ｂは後述するＤＣバイアス電極１７の下に隠れている）が形成される。

なお、本例においても、内周側の曲がり導波路６Ａの曲率半径Ｒの中心から基板長手方向（図１の紙面右方向）に並行に距離ｄＬだけ離れた位置を中心として曲率半径Ｒ＋ｄＲの半円形状を有する曲がり導波路６Ｂが形成されている。つまり、内周側の曲がり導波路６Ａを伝搬する光に対して、外周側の曲がり導波路６Ｂを伝搬する光（光クロック信号）の方が、２ｄＬ＋２πｄＲだけ伝搬距離が長くなるよう各曲がり導波路６Ａ，６Ｂの長さが設定されている。

また、上記曲がり導波路６Ａ，６Ｂの近傍の基板１には、本例においても、それぞれの外周に沿って溝部１６Ａ，１６Ｂ（ただし、図１２において、溝部１６Ｂは後述するＤＣバイアス電極１７の下に隠れている）を形成するのが好ましい。
加えて、上記伝搬距離差２ｄＬ＋２πｄＲは、本例においても、一方の曲がり導波路６Ｂを伝搬する光クロック信号（前記光相補信号の一方）にクロック信号の半波長分の遅延が与えられるように設定される。これにより、曲がり導波路６Ａ，６Ｂを伝搬した光クロック信号はそれぞれの出力段において同位相となり、後段のデータ変調器１−２の入射側Ｙ分岐導波路９Ａにはそれぞれ同位相の光クロック信号が伝搬されることになる。

つまり、本変形例のＲＺ光変調器も、２×２カプラ５により、前段のクロック変調器１−１の出力から光相補信号を発生させ、それぞれ伝搬距離の異なる曲がり導波路６Ａ，６Ｂを伝搬させることにより、一方の光クロック信号にクロック信号の半波長分の遅延を与えて両光クロック信号の位相を合わせた上で、後段のデータ変調器１−２（導波路９Ａ）へ入力するのである。なお、図１２において、既述の符号と同一符号を付したものは、特に断らない限り、既述のものと同一若しくは同様のものである。

ここで、本例においても、例えば、ＬＮ基板１を用いる場合、信号電極１１，１４、接地電極１２，１５の形状を調節して、伝播するマイクロ波の屈折率を光導波路の屈折率である２．１５に合わせる。このとき、４０Ｇｂｐｓ信号の波長は３．５ｍｍであるので、両アーム部７Ａ，７Ｂへの光クロック信号のタイミング（位相）を合わせるためには、上記伝搬距離差２ｄＬ+２πｄＲ＝１．７５ｍｍとすれば良い。

また、両光クロック信号のタイミングは、第１変形例（図２）により前述したごとく、ＤＣバイアス電極１７を曲がり導波路６Ａ，６Ｂの一方（６Ｂ）上に沿って設けて、このＤＣバイアス電極１７に印加するバイアス電圧を調整することで、電極１４，１５の長さを出来るだけ長く確保（維持）しつつ、微調整（補正）することが可能である。
そして、本例においても、前段のクロック変調器１−１の信号電極１１にクロック信号を供給すると、図１の場合と同様に、２×２カプラ５の出力段において互いに位相が反転した光相補信号（枠２０参照）がそれぞれ出力され、それぞれ伝搬距離の異なる曲がり導波路６Ａ，６Ｂを伝搬することにより、一方の光クロック信号に遅延を与えて後段のデータ変調器１−２の入力部（入射側Ｙ分岐導波路９Ｂ）において両光クロック信号の位相を合わせることができる（枠２１参照）。

これにより、後段のデータ変調器１−２（導波路９Ａ）へは位相の合った光クロック信号が入力されるので、本例においても、従来は出射側Ｙ分岐導波路で漏洩光として損失していた光をも後段のデータ変調器１−２でのＮＲＺデータ信号（信号電極１４に供給される）による位相変調に利用することができる。したがって、図１により上述した構成と同様の作用効果を得ることができる。

なお、図１２に示す構成においても、曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径の差ｄＲが大きいと、後段のデータ変調器１−２への２つの光強度の差が大きくなり、光出力の消光比が劣化してしまう。これを防ぐためには、各曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径の差ｄＲを極力小さく、例えば、１００μｍ以下とするのが望ましい。
そこで、第２変形例（図５）と同様に、外周側に位置する曲がり導波路６Ｂの入出力部（距離ｄＬで示す間）に曲率半径の大きいＳ字状の導波路（Ｓ字導波路）を挿入することにより、２つの曲がり導波路６Ａ，６Ｂの曲率半径を同じ（Ｒ）とすれば、図１２により前述した従来のＲＺ光変調器と同程度の消光比を確保することができる。なお、かかるＳ字導波路は、以下に示す各変形例において適用することも可能である。

（Ａ８）第８変形例の説明
図１２により上述した構成では、クロック変調器１−１がシングルドライブ構成であるため、各並行導波路４Ａ，４Ｂに加わる電界の大きさが異なるため正負の反転したチャープが発生する。そこで、この場合も、第３変形例（図６）と同様に、クロック変調器１−１のチャープ発生量を０にすべく、例えば図１３に示すように、前段のクロック変調器１−１をデュアルドライブ構成にすればよい。

即ち、並行導波路４Ａ，４Ｂ上にそれぞれ信号電極１１Ａ，１１Ｂをパターニングし、これらの信号電極１１Ａ，１１Ｂに相補関係にあるクロック信号を入力する構成とする。なお、この図１３において、符号１２Ａ，１２Ｂはそれぞれ接地電極を表し、他の既述の符号と同一符号を付した部分は、それぞれ、既述の符号を付して説明したものと同一若しくは同様のものである。

このようにクロック変調器１−１をデュアルドライブ構成とすることにより、例えば図８により前述したように、各並行導波路４Ａ，４Ｂに大きさが等しく逆向きの電界を与えることができるので、チャープ量を０にすることにすることができる。したがって、クロック変調器１−１（２×２カプラ５）の出力波形劣化を抑制することができる。また、デュアルドライブ構成では、必要な駆動電圧を低減することができる。

（Ａ９）第９変形例の説明
クロック変調器１−１のチャープを０にする方策としては、第４変形例と同様に、例えば図１４に示すごとく、分極反転領域３０を設ける構成も考えられる。この場合も、分極反転領域３０は、並行導波路４Ａ，４Ｂが形成された基板１の領域の一部に形成され、電気光学効果の特性が基板１上の他の領域（非分極反転領域）と反転した領域であり、この分極反転領域３０とそれ以外の非分極反転領域との境界で並行導波路４Ａ，４Ｂの一方の導波路４Ｂ（又は４Ａ）上に設けられた信号電極１１が他方の導波路４Ａ（又は４Ｂ）上へ移るようにパターニング（配置）されている。

これにより、既述の第４変形例と同様の作用効果を得ることが可能となる。
（Ａ１０）第１０変形例の説明
図１２，図１３，図１４により上述した構成においても、第５変形例（図１０）及び第６変形例（図１１）と同様に、オフ光検出のために、タップ導波路１８，１９を設けることができる。即ち、図１２の構成を代表例とすると、この場合も、例えば図１５に示すように、２×２カプラ５のアーム部５Ｄに接続されている曲がり導波路６Ｂから伝搬光の一部を分岐するタップ導波路１８を設けて、フォトダイオード（ＰＤ）４０にてオフ光を検出する構成とすることができる。

これにより、従来と同様にオフ光検出によるバイアス電圧設定が可能となる。即ち、ＰＤ４０で検出したオフ光の強度に応じてこのＤＣバイアス電極１７ａに印加されるＤＣバイアス電圧をフィードバック制御により調整することが可能となる。なお、本例の場合も、タップ導波路１８は、例えば曲がり導波路６Ｂに対する分岐比が１０：１程度であれば、ＰＤ４０で検出可能である。

また、タップ導波路１８の挿入により後段のデータ変調器１−２に入力される光の強度がアンバランスになる場合は、後段のデータ変調器１−２における導波路９Ａにも同じ分岐比を有するタップ導波路１９を挿入することで、両者の光強度を合わせることができる。
また、図１５中に示すように、タップ導波路１９の出力部にもＰＤ４１を設けて、そのモニタ結果に応じて、曲がり導波路６Ｂに沿ってその上に設けられたＤＣバイアス電極１７に印加されるＤＣバイアス電圧をフィードバック制御（調整）するように構成すれば、入射側Ｙ分岐導波路９Ｂに入力される各光クロック信号のタイミングを適応的に一致させることが可能となる。他の既述の符号と同一符号を付した部分は、既述のものと同一若しくは同様のものである。

なお、本発明は、上述した実施形態及び各変形例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることはいうまでもない。
例えば、上述した例においては、いずれも、クロック変調器１−１とデータ変調器１−２とを基板１上で並列に配置しているが、図１６及び図１７に示す構成と同様に、直列に配置されていても、２×２カプラ５により、前段のクロック変調器１−１の出力から光相補信号を発生させ、一方の光クロック信号にクロック信号の半波長分の遅延を与えて両光クロック信号の位相を合わせた上で、後段のデータ変調器１−２へ入力する構成であれば、挿入損失を低減して、低損失のＲＺ光変調器を実現することができる。

また、上述した例では、基板１に、Ｚカット基板を用いてＲＺ光変調器を構成しているが、Ｘカット基板を用いて構成することもできる。
〔Ｂ〕付記
（付記１）
電気光学効果を有する基板と、
該基板に形成された導波路対を有する第１の光変調器と、
該基板に形成された導波路対を有する第２の光変調器と、
該第１の光変調器の出力に設けられ該第１の光変調器の該導波路対を伝播する光を結合して分岐しうる導波路カプラと、
該導波路カプラによる分岐後の出力に遅延差を与えて該第２の光変調器の該導波路対へ入力する遅延接続部とをそなえたことを特徴とする、光通信デバイス。

（付記２）
該第１の光変調器が、クロック信号を入力として駆動されるクロック変調器として構成されるとともに、
該第２の光変調器が、データ信号を入力として駆動されるデータ変調器として構成されたことを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。

（付記３）
該遅延接続部による該遅延差が該クロック信号の半波長に相当する遅延差に設定されていることを特徴とする、付記２記載の光通信デバイス。
（付記４）
該第２の光変調器が該第１の光変調器と並列して該基板上に形成されるとともに、
該遅延接続部が、該導波路カプラの２出力と該第２の光変調器の該導波路対との間をそれぞれ折り返して接続する曲がり導波路を有する折り返し遅延接続部として構成されたことを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の光通信デバイス。

（付記５）
該曲がり導波路の外周に沿って該基板に溝部がそれぞれ形成されていることを特徴とする、付記４記載の光通信デバイス。
（付記６）
該曲がり導波路の曲率差が１００μｍ以下であることを特徴とする、付記４又は付記５に記載の光通信デバイス。

（付記７）
一方の該曲がり導波路の入力部又は出力部にＳ字状の導波路が設けられて前記各曲がり導波路の曲率が等しく設定されていることを特徴とする、付記４記載の光通信デバイス。
（付記８）
上記の導波路対の相互作用長が５０ｍｍ以上であることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。

（付記９）
該導波路対の一方の導波路上に設けられた信号電極と他方の導波路上に設けられた接地電極との間隔が５０μｍ以上であることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。
（付記１０）
該クロック信号入力用のパッドと該データ信号入力用のパッドとがそれぞれ該基板の一方の長辺側に配置されていることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。

（付記１１）
該基板上に、前記の各光変調器の少なくとも一方の駆動動作点を制御するバイアス制御用の電極が設けられたことを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。
（付記１２）
該バイアス制御用の電極が、該遅延接続部に配置されていることを特徴とする、付記１０記載の光通信デバイス。

（付記１３）
該導波路対の一方の導波路上に設けられた信号電極と他方の導波路上に設けられた接地電極との間隔が前記の各光変調器で異なることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。
（付記１４）
該導波路対の一方の導波路上に設けられた信号電極と他方の導波路上に設けられた接地電極の厚みが前記の各光変調器で異なることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。

（付記１５）
該クロック変調器が該データ信号のビットレートの１／２の速度で、かつ、半波長電圧の２倍の電圧で駆動されることを特徴とする、付記２記載の光通信デバイス。
（付記１６）
該第１の光変調器における該導波路対の入力部が、１×２ＭＭＩカプラであることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。

（付記１７）
該第１の光変調器における該導波路対の入力部が、Ｙ分岐導波路であることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。
（付記１８）
前記の各光変調器の一方又は双方がデュアルドライブ型の光変調器として構成されたことを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。

（付記１９）
前記の各光変調器の一方又は双方の該導波路対が形成された基板領域の一部に形成され上記電気光学効果の特性が該基板上の他の領域と反転した分極反転領域が設けられるとともに、
該分極反転領域とそれ以外の非分極反転領域との境界で該導波路対の一方の導波路上に設けられた信号電極が他方の導波路上へ移るように配置されていることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。

（付記２０）
該第２の光変調器における該導波路対の一方に、伝搬する光の一部を分岐する第１のタップ導波路が設けられていることを特徴とする、付記１記載の光通信デバイス。
（付記２１）
該第２の光変調器における該導波路対の他方に、該第１のタップ導波路と同じ分岐比を有する第２のタップ導波路が設けられていることを特徴とする、付記２０記載の光通信デバイス。

（付記２２）
入力光を分岐する分岐部と、
該分岐部で分岐された第１の光と第２の光との間の位相関係を制御する位相制御部と、
該位相関係の制御後の第１の光と第２の光とを結合して、周期的に強度が変化した第３の信号光と、周期的に強度が変化し、該第３の信号光と信号位相が異なる第４の信号光を出力する結合部と、
該第３の信号光と、該第４の信号光の信号位相が同相となるように位相調整して、第５位相調整光、第６位相調整光を出力する位相調整部と、
該第５位相調整光、該第６位相調整光を用いて変調する光変調部と、
をそなえたことを特徴とする、光デバイス。

（付記２３）
前記位相調整部は、湾曲した第１光導波路及び第２光導波路とをそなえており、
該第１光導波路に対して該第２光導波路が外側に配置されることで、該第２光導波路の長さが該第１光導波路の長さに対して長く、該第１光導波路よりも該第２光導波路の方がより大きな遅延を与える、
ことを特徴とする、付記２２記載の光デバイス。

本発明の一実施形態としての光通信デバイスであるＲＺ光変調器の構成を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第１変形例を示す模式的平面図である。 図１に示す導波路カプラとしての２×２ＭＭＩカプラの動作原理を説明するための模式図である。 図１に示すクロック変調器の入力部に設けられる１×２ＭＭＩカプラの動作原理を説明するための模式図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第２変形例を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第３変形例を示す模式的平面図である。 図１におけるＡ−Ａ断面図である。 図６におけるＡ−Ａ断面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第４変形例を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第５変形例を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第６変形例を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第７変形例を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第８変形例を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第９変形例を示す模式的平面図である。 図１に示すＲＺ光変調器の第１０変形例を示す模式的平面図である。 従来のＲＺ光変調器の構成を示す模式的平面図である。 従来のＲＺ光変調器の他の構成を示す模式的平面図である。 従来のＲＺ光変調器の他の構成を示す模式的平面図である。 従来のＲＺ光変調器の他の構成を示す模式的平面図である。

符号の説明

１ 基板
１−１ 第１の光変調器（クロック変調器、位相制御部）
１−２ 第２の光変調器（データ変調器、光変調部）
２ 入射導波路
３ 入射側Ｙ分岐導波路（分岐部）
３Ａ 入力ポート（アーム部）
３Ｂ，３Ｃ 出力ポート（アーム部）
４Ａ，４Ｂ，７Ａ，７Ｂ 並行導波路（アーム部）
５ 交差導波路〔導波路カプラ（２×２カプラ）、結合部〕
５Ａ，５Ｂ 入力ポート（アーム部）
５Ｃ，５Ｄ 出力ポート（アーム部）
６Ａ，６Ｂ 折り返し（曲がり）導波路（遅延接続部、折り返し遅延接続部、位相調整部）
６Ｃ Ｓ字導波路
８ 出射側Ｙ分岐導波路
９ 出射導波路
９Ａ 導波路（位相変調用導波路）
９Ｂ 入射側Ｙ分岐導波路
１０ バッファ層
１１，１１Ａ，１１Ｂ，１４ 信号電極
１１ａ，１４ａ ＲＦ入力パッド
１２，１２Ａ，１２Ｂ，１３，１５ 接地電極
１６Ａ，１６Ｂ 溝部
１７，１７ａ ＤＣバイアス電極
１８ タップ導波路（第１のタップ導波路）
１９ タップ導波路（第２のタップ導波路）
３０ 分極反転領域
４０，４１ フォトダイオード（ＰＤ）

Claims (5)

1. 電気光学効果を有する基板と、
   該基板に形成された導波路対を有する第１の光変調器と、
   該基板に形成された導波路対を有する第２の光変調器と、
   該第１の光変調器の出力に設けられ該第１の光変調器の該導波路対を伝播する光を結合して分岐しうる導波路カプラと、
   該導波路カプラによる分岐後の出力に遅延差を与えて該第２の光変調器の該導波路対へ入力する遅延接続部とをそなえたことを特徴とする、光通信デバイス。
2. 該第１の光変調器が、クロック信号を入力として駆動されるクロック変調器として構成されるとともに、
   該第２の光変調器が、データ信号を入力として駆動されるデータ変調器として構成されたことを特徴とする、請求項１記載の光通信デバイス。
3. 該遅延接続部による該遅延差が該クロック信号の半波長に相当する遅延差に設定されていることを特徴とする、請求項２記載の光通信デバイス。
4. 該第２の光変調器が該第１の光変調器と並列して該基板上に形成されるとともに、
   該遅延接続部が、該導波路カプラの２出力と該第２の光変調器の該導波路対との間をそれぞれ接続する曲がり導波路を有する折り返し遅延接続部として構成されたことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の光通信デバイス。
5. 入力光を分岐する分岐部と、
   該分岐部で分岐された第１の光と第２の光との間の位相関係を制御する位相制御部と、
   該位相関係の制御後の第１の光と第２の光とを結合して、周期的に強度が変化した第３の信号光と、周期的に強度が変化し、該第３の信号光と信号位相が異なる第４の信号光を出力する結合部と、
   該第３の信号光と、該第４の信号光の信号位相が同相となるように位相調整して、第５位相調整光、第６位相調整光を出力する位相調整部と、
   該第５位相調整光、該第６位相調整光を用いて変調する光変調部と、
   をそなえたことを特徴とする、光デバイス。

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