JP2006187098A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転変動を抑制して安定して回転すること。
【解決手段】モータ速度を設定するための速度基準クロックと、速度検出手段により検出されたモータ速度検出信号との差に応じてＰＷＭクロックのパルス幅を制御するＰＷＭ制御手段に供給するＰＷＭクロックの周波数を、モータ速度を変更する際には、速度基準クロックの周波数と共に変更する。ＰＷＭクロックの周波数は速度基準クロックの周波数の整数倍と異なる周波数にする。
【選択図】 図４

Description

本発明は、モータ駆動装置に係り、例えば、レーザビームを走査させるための回転多面鏡を回転させるモータに用いて好適なモータ駆動装置に関する。

従来、電子写真方式の画像形成装置の露光手段としては、画像信号に応じて変調された光ビームを、高速回転する回転多面鏡により反射偏向し、これを感光体上に導くように構成されたものが利用されている。

このとき、感光体上に成される光走査の精度は、回転多面鏡の回転速度精度によって大きく左右される。すなわち回転多面鏡の回転速度が僅かでも変動してしまうと、光ビームによって感光体上に露光形成される潜像ドットは、本来狙った位置からずれてしまう。その結果、形成される画像には歪みや濃淡ムラなど様々なディフェクトが生じてしまうことになる。

この画像のディフェクトは回転速度の変動量や変動頻度が大きいほど顕著に現れる。例えば変動量が一定であったとしても、その変動が周期的か突発的か、あるいは周期的であればその周期が長いか短いか、突発的なら単位時間あたりの発生頻度や偏りかたなどによって、前記画像に表れるディフェクトの様子が異なってくる。

ここで以降の説明を分かり易くするため、平均周期が比較的短い回転変動を短周期ジッター（Jitter）とし、また平均周期が比較的長い変動を長周期ジッターとする。

これらの回転変動を起こす要因にはさまざまなものがあるが、一般によく知られているのは、回転多面鏡の物理的形状に由来するものと、回転多面鏡用モータの回転変動によるものとがある。前者の例としては、各反射鏡面の平面度、面の湾曲方向のバラツキ、反射鏡面どうしの位置関係（分割角度誤差）、各反射鏡面と回転中心軸までの距離のバラツキ（半径相互差）などが挙げられる。これらは、正しくは速度変動というより、各反射鏡面の光学的性能のバラツキと言うべきである。それらがもたらす効果は、あたかも回転多面鏡の回転速度が短時間で変動しているかのように観測される。この種の要因による短周期ジッターは、その周期が回転多面鏡のちょうど１回転分となること、また回転速度が変わっても変動量はそれほど顕著に変化しないことなどを特徴としている。

また、後者のモータの回転変動による要因としては、モータの構造上発生するもの（コギング、磁極分割誤差、磁極検出器の検出精度、その他）や、回転速度の制御性能に由来するものなどがある。このうちモータの構造上発生するものは、短周期ジッターとして発現することが多く、また制御性能によるものは長周期ジッターとして発現することが多い。なお、この種の要因による短周期／長周期ジッターは発生要因によって周期がさまざまであり、また回転速度によって変動量や変動周期が変化する場合もある。

ところで、回転多面鏡を駆動するモータには三相ブラシレスＤＣモータが使用されることが多い。この種のモータは、比較的長寿命でトルクリップルも少なく、また電力変換効率が高い、小型化し易いなどの特長がある。またモータを駆動する回路方式には、主としてドロップ型回路とＰＷＭ型回路が多く採用されている。

前記のドロップ型回路は、トランジスタの電流増幅作用を利用した電力制御方式であり、制御精度が比較的高い、ノイズの発生が少ない、回路に使用されるトランジスタ数が少なく比較的安価、といった特長がある反面、回路損失が大きく発熱が問題となりやすい。このためドロップ型回路では、熱対策が別途必要となってトータルではコスト高となるケースも見受けられる。

またＰＷＭ型回路は、スイッチング電力制御方式の一種であるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を採用した電力制御回路であり、回路損失が少ないため発熱が非常に小さいことを特長とする。反面、制御精度はドロップ型よりやや劣る、スイッチングノイズが発生しやすい、回路に使用されるトランジスタ数が多く価格の点で不利、などが欠点であった。しかし、近年これらの欠点は克服されつつあり、現在は実用上問題ないレベルに達している。そのため、近年は熱対策の点で有利なＰＷＭ型回路が主流となりつつある。

次にＰＷＭ型回路の動作について簡単に説明する。ＰＷＭ型回路は、モータのステータコイルに通電する電流の流路に高速でオン・オフする仮想スイッチを設け、この仮想スイッチをＰＷＭクロックの周期に同期して開／閉し、トータルの給電量をコントロールするものである。

例えば、ＰＷＭクロックパルスがＨレベルのときに仮想スイッチが閉となるような回路構成を例にとって説明すると、まずステータコイルへの給電量を増やしたいときにはＰＷＭクロックパルスのＨレベルの期間を通常より長くする（相対的にＬの期間は短くなる）。すると仮想スイッチが閉となっている期間は通常より長くなって、ステータコイルに電流が流れている期間も長くなる。すなわちステータコイルへの平均給電量が増えたことになる。逆に給電量を減らしたいときには、ＰＷＭクロックパルスのＨレベルの期間を通常より短くする（相対的にＬの期間は長くなる）。すると仮想スイッチの閉の期間は通常より短くなって、ステータコイルに電流が流れている期間も短くなる。すなわちステータコイルへの平均給電量が減ったことになる。以上のように、ＰＷＭ型回路ではＰＷＭクロックのＨとＬのパルス幅比を変化させることによってモータへの給電量をコントロールするのである（例えば、特許文献１を参照。）。

ところでＰＷＭ方式では、ステータコイル電流が高速でオン・オフされるため、高周波ノイズが発生しやすい。この高周波ノイズはオン・オフを激しく行うほど多量に発生するので、ＰＷＭクロックの周波数は数万Ｈｚから数十万Ｈｚ程度を上限とすることが常である。ところが、図７に示すように、モータ回転時のステータコイルの相切り替えの際には、全てのコイルに対して電流が完全にオフするタイミングが存在する。このときステータコイルの相切り替えと、ＰＷＭのスイッチングとを独立して行ってしまうと、図７の点線で示したような電流が流れてしまう場合がある。この部分では非常に短かい時間に電流のオン・オフが行われるため、かなり強い高周波ノイズが発生してしまう。そこでこの現象を避ける為、ＰＷＭクロックパルスがＨレベルの期間に相切り替えが行われた場合には、その後パルスのＨである期間がまだ残っていたとしても、あらためて電流を流さないように制限する機能を設けることが多い。
特開平７−２７４５７７号公報

近年、レーザープリンタや複合複写機などのカラー化が進む一方、価格の低減化、装置の小型化などへの要求も高まっている。このような状況を反映して、回転多面鏡用モータの高性能化と低コスト化、小型化が急速に進み、その結果、回転多面鏡を含めたモータ回転部のイナーシャ（回転慣性抵抗）はかなり小さくなり、またモータ駆動回路も殆どＰＷＭ型が採用されるようになってきた。このため、従来あまり問題としなかった回転変動があらたに問題となってきた。これについて説明する。

先に説明したように、ＰＷＭ型のモータ駆動回路では、ステータコイルの相切り替えの際にＰＷＭクロックパルスのＨレベルの期間が短くなることがある。当然、タイミングによっては１パルス分が殆どなくなってしまう場合も生じ得る。これはすなわち、相切り替えの際に、一瞬ではあるが、回転トルクの発生しない期間が生じるということである。

従来は、このような状態が一瞬発生したとしても、モータ自身のイナーシャによるフライホイール効果のために、回転速度変動が起きたとしても殆ど問題となることは無かった。

ところが近年はモータの小型化が進んでおり、そのイナーシャもかなり小さくなっている。このためモータ自身のフライホイール効果も小さくなってしまっており、回転トルク欠損による回転変動が無視できなくなりつつある。また、モータへの要求精度も従来より厳しくなってきており、従来なら問題視されなかったレベルの回転変動が、現在では解決が求められるようになってきている。

本発明は、上述した課題を解決するために提案されたものであり、回転変動を抑制して安定して回転することができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

本発明に係るモータ駆動装置は、モータ速度に応じたモータ速度検出信号を検出する速度検出手段と、モータ速度を設定するための速度基準クロックと、前記速度検出手段により検出されたモータ速度検出信号と、の差に応じて、ＰＷＭクロックのパルス幅を制御するＰＷＭ制御手段と、前記速度基準クロックに同期して、回転体マグネットの磁極位置に対応するステータコイルを順次切替えると共に、前記ＰＷＭ制御手段により得られたＰＷＭクロックに基づいて、前記切り替えられたステータコイルへの電流の断続を制御する電流制御手段と、を備え、モータ速度を変更する際には、前記速度基準クロックの周波数と共に、前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックの周波数を変更することを特徴としている。

本発明によれば、ステータコイルの相切り替えの際にＰＷＭクロックのＨレベルの期間が極端に短くなってしまって、回転トルクがほとんど発生しなくなる期間が生じる頻度を少なくし、モータを安定して回転させることができる。

さらに、本発明では、前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックの周波数は、前記速度基準クロックの周波数の整数倍と異なる周波数であってもよい。これにより、回転トルクがほとんど発生しなくなる期間が生じる頻度を更に抑制して、安定性を向上させることができる。

本発明に係るモータ駆動装置は、モータ速度を変更する際には、前記速度基準クロックの周波数と共に、前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックの周波数を適切に変更することによって、回転トルク変動の発生頻度を低減し、安定して回転することができる。

以下、本発明の好ましい実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。最初に、本発明の原理について説明し、次に具体的な実施形態について説明する。

［発明の原理］
図１乃至図３は、ＰＷＭクロックとステータコイルの相切替えの発生タイミングを説明するためのタイミングチャートである。ここでは、三相のステータコイルはそれぞれ１２０度位相をずらした状態で駆動されている。また、ステータコイル各相への通電周期は、速度基準クロックの周期と同じになるよう回転速度が制御されている。

図１は、ＰＷＭクロック周波数が速度基準クロック周波数の６倍になる場合である。図示のように、ＰＷＭクロックのパルスエッジとステータコイルの相切替えタイミングとは、計算上、毎回完全に重なってしまう（図中▼印）。

しかし、実際は、相切替えのタイミングは毎回僅かながら変動している。その理由は、回転速度制御は常時検出される実際の回転速度信号の周期と速度基準クロックの周期のずれを比較し、このずれを修正するようモータを加減速させるように働くものであるため、モータの回転動作中は極微ではあるが常に加減速が行われているためである。

よって、ステータコイルの相切り替えタイミングと、ＰＷＭクロックのパルスエッジとの前後関係は、実は毎回微妙に変化しているのである。すなわち、両者が完全に重なるか、あるいはステータコイルの相切り替えタイミングのほうがほんの僅かに遅れた場合は回転トルクが一瞬欠損する。また、両者のタイミングが僅かにずれて、ステータコイルの相切り替えタイミングのほうがほんの僅か先に発生したときは、回転トルクが欠損しない場合がある。前述の通り、相切り替えタイミングとパルスエッジのどちらが先になるかは毎回不定であって、従って相切替えタイミング毎に回転トルクの総量が変動することとなり、大きな短周期ジッターが発生することになる。そこで、モータ速度を変更する際には、例えば次のようにするとよい。

図２は、ＰＷＭクロック周波数を速度基準クロック周波数の７倍とした場合の図である。この例の場合でも、ＰＷＭクロックのパルスエッジとステータコイルの相切り替えタイミングの重なるタイミング（図中▼印）では、回転トルクの欠損による変動が発生する。しかし、両者の重なるタイミングはＰＷＭクロック３〜４パルスおきにしか発生しないので、図１の場合と比較すれば回転トルク欠損の発生頻度はだいぶ少なくなる。このため、図１の場合より発生する短周期ジッターの周期は長くなり、図１の場合よりもモータの安定性が高まる。

なお、図１および図２では、説明を容易にするため、ＰＷＭクロック周波数と速度基準クロック周波数の関係をそれぞれ６倍および７倍としたが、これらは単に一例に過ぎず、これに限定されるものではない。

次に、図３はＰＷＭクロック周波数を速度基準クロックの6.3倍とした場合である。このように、ＰＷＭクロックの周波数を常に速度基準クロックの周波数の非整数倍（例えば小数点数倍）にすることにより、回転トルク欠損による回転変動の発生頻度が激減するため、ジッターが発生しにくくなる。

［第１の実施形態］
図４は、本発明の第１の実施形態に係る光走査装置の構成を示すブロック図である。

光走査装置は、制御ユニット１、ポリゴンモータユニット２、ステータコイル３、モータ駆動回路４、ＰＷＭ駆動回路８、転流回路９、速度検知器５を備えている。

ポリゴンモータユニット２には、図示しない回転多面鏡がロータ部に固着されている。図示しない光源から射出された光ビームが、この回転多面鏡で反射偏向され、光走査が行われる。

ポリゴンモータユニット２の基本構造は三相ブラシレスＤＣモータである。ポリゴンモータユニット２は、ステータコイル３、モータ駆動回路４、速度検知器５を備えている。

ステータコイル３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相コイルのＹ結線で構成されている。この三相コイルへは、図示しない回転体マグネットの磁極位置に基づき、ある決まったパターンでＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイルへの通電が切替えられ、これを順次繰り返すことで継続して回転トルクを発生させる。通電パターンは、例えば上述した図１乃至図３に示すように、速度基準クロックに同期して、常にどれか二相のみに電流が流れ、また電流の方向も順次交番していくものである。

モータ駆動回路４は、演算器６、増幅器７、ＰＷＭ駆動回路８、転流回路９を備えている。モータ駆動回路４は、制御ユニット１から入力される速度基準クロックと、速度検知器５で検知された速度信号とを比較する。

演算器６は、速度基準クロックの周波数と、速度検知器５で検知された速度信号の周波数との差を比較する。増幅器７は、回転／停止制御信号がオンの場合は、演算器６の演算結果に増幅／周波数補正を加えた内部信号を発生し、ＰＷＭ駆動回路８に供給する。また回転／停止制御信号がオフの場合は、モータへの供給電力がゼロとなるような内部信号を発生し、ＰＷＭ駆動回路８に供給する。

ＰＷＭ駆動回路８は、制御ユニット１から供給されるＰＷＭクロックパルスのパルス幅（デューティー比）を増幅器７からの内部信号に応じて変化させ、これを転流回路９に供給する。

転流回路９は、図示しない回転マグネットの極性検知手段の結果に応じてＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルへの通電切り替えを行い、設定された回転方向への適切な回転トルクを逐次発生させる作用を持つ。また転流回路９は、コイルへの通電電流のスイッチング機能も兼ねており、ＰＷＭ駆動回路８から送出されるＰＷＭクロックパルスがＨレベルの期間には通電を行い、Ｌの期間については通電をストップするよう動作する。

ここで、速度検知器５で検知された速度信号の周波数が速度基準クロックの周波数よりも低かった場合、現在の回転速度は設定回転速度より低いことを意味している。この場合、モータ駆動回路４は、コイルへ通電する電流を増加させて回転トルクを大きくし、モータを加速させるように働く。具体的には、ＰＷＭクロックのＨレベルの期間を長くして、転流回路９でのコイルへの通電量を増加させる。

また、速度検知器５で検知された速度信号の周波数が速度基準クロックの周波数よりも高かった場合、現在の回転速度は設定回転速度より高いことを意味している。この場合、モータ駆動回路４は、コイルへ通電する電流を減少させて回転トルクを小さくし、モータを減速させるように働く。具体的には、ＰＷＭクロックのＨレベルの期間を短くして、転流回路９でのコイルへの通電量を減少させる。

以上のように、モータ駆動回路４は、回転速度を常時監視し、ステータコイル３に流す電流値を増減させ、回転速度が常に一定となるように制御している。

続いて本実施例の作用について説明する。本実施例では、ポリゴンモータユニット２の回転速度は、制御ユニット１から入力される速度基準クロックの周波数により決定される。

ポリゴンモータユニット２を第１の回転速度である１６，５３７ｒｐｍで動作させる場合は、制御ユニット１はポリゴンモータユニット２に第１の速度基準クロックとして１６５３．７Ｈｚのクロックを入力する。また同時に第１のＰＷＭクロックとして２４．３ｋＨｚを入力する。このとき
２４３００÷１６５３．７＝１４．６９・・・
となる。ＰＷＭクロックは速度基準クロックの整数倍ではないため、回転トルク変動による短周期ジッターは発生しない。

次にポリゴンモータユニット２の回転速度を、第２の回転速度である２２，０８０ｒｐｍに変更する。このとき、制御ユニット１は、ポリゴンモータユニット２に第２の速度基準クロックとして２２０８．０Ｈｚのクロックを供給する。ここで、ＰＷＭクロックを第１のＰＷＭクロックのまま変更しなかった場合には、
２４３００÷２２０８．０＝１１．００・・・
となって、ＰＷＭクロックが速度基準クロックのほぼ整数倍となってしまうため、回転トルク変動による短周期ジッターが発生する恐れがある。そこで、ＰＷＭクロックを第２のＰＷＭクロックである２３．１ｋＨｚに変更すると、
２３１００÷２２６０．２＝１０．４６・・・
となって、ＰＷＭクロックが速度基準クロックの整数倍となることを避けることができる。

以上のように、第１の実施形態に係る光走査装置は、モータ回転速度を変更する際には、制御ユニット１が速度基準クロックの周波数を変更すると共にＰＷＭクロックの周波数も変更することによって、回転トルクの変動を抑制することができる。さらに、上記光走査装置は、ＰＷＭクロックの周波数を速度基準クロックの整数倍と異なる値に設定することにより、回転トルクの変動を更に抑制することができる。

［第２の実施形態］
つぎに、本発明の第２の実施形態について説明する。なお、第１の実施形態と同一の部位には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図５は、本発明の第２の実施形態に係る光走査装置の構成を示すブロック図である。第１の実施形態のポリゴンモータユニット２では、制御ユニット１からＰＷＭクロックを直接入力していた。

これに対して、第２の実施例のポリゴンモータユニット２では、制御ユニット１からのＰＷＭ周波数指示信号に基づいて自身がＰＷＭクロックを生成すべく、内部にクロック発生器１０及びプログラマブルカウンタ１１を設けている。

具体的には、クロック発生器１０は、内部クロックを生成し、この内部クロックをプログラマブルカウンタ１１に供給する。プログラマブルカウンタ１１は、クロック発生器１０から供給された内部クロックを、制御ユニット１から供給されるＰＷＭ周波数指示信号の示す数値で分周してＰＷＭクロックを生成し、このＰＷＭクロックをＰＷＭ駆動回路８に供給する。

続いて、第２の実施例の作用について説明する。本実施形態でも、ポリゴンモータユニット２の回転速度は、制御ユニット１から入力される速度基準クロックの周波数により決定される。

ポリゴンモータユニット２を第１の回転速度である１６，５３７ｒｐｍで動作させる場合、制御ユニット１は、第１の速度基準クロックとして１６５３．７Ｈｚのクロックをポリゴンモータユニット２に出力する。また同時に、第１のＰＷＭ周波数指示信号として「７７」を示す信号をポリゴンモータユニット２へ出力する。これにより、プログラマブルカウンタ１１には「７７」がプリセットされる。

次にポリゴンモータユニット２では、クロック発生器１０が、１．８７１１ＭＨｚのクロックを生成し、これをプログラムカウンタ１１に供給する。プログラマブルカウンタ１１では、供給された内部クロックを、先にプリセットされた数値「７７」で分周することによって、２４，３００（＝１，８７１，１００÷７７）［Ｈｚ］のＰＷＭクロックが生成される。

以上の如く、ＰＷＭクロックと速度基準クロックの比は、
２４３００÷１６５３．７＝１４．６９・・・
となって、整数倍ではないため短周期ジッターは発生しない。

次に、ポリゴンモータユニット２の回転速度を、第２の回転速度である２２，０８０ｒｐｍに変更する。この場合、制御ユニット１は、第２の速度基準クロックとして２２０８．０Ｈｚのクロックを出力する。仮に、ＰＷＭ周波数指示信号を変更しなかった場合には、プログラマブルカウンタ１１の出力するＰＷＭクロックも変更されないので
２４３００÷２２０８．０＝１１．００・・・
となる。したがって、ＰＷＭクロックは速度基準クロックのほぼ整数倍となってしまい、回転トルク変動による短周期ジッターが発生する恐れがある。

そこで制御ユニット１は、第２のＰＷＭ周波数指示信号として「８１」を示す信号をポリゴンモータユニット２に出力する。これによって、プログラマブルカウンタ１１には「８１」がプリセットされる。従って、プログラマブルカウンタ１１で生成されるＰＷＭクロックの周波数は、
１８７１１００÷８１＝２３１００［Ｈｚ］
となる。

このとき、ＰＷＭクロックと速度基準クロックの比は、
２３１００÷２２０８．０＝１０．４６・・・
となり、整数倍ではないため回転トルク変動による短周期ジッターは発生しない。

以上のように、第２の実施形態に係る光走査装置は、モータ回転速度を変更する際には、制御ユニット１が速度基準クロックの周波数を変更すると共にＰＷＭクロック周波数指示信号も変更することによって、短周期ジッターの発生を抑えて、回転トルクの変動を抑制することができる。さらに、上記光走査装置は、ＰＷＭクロックの周波数を速度基準クロックの整数倍と異なる値に設定することにより、回転トルクの変動を更に抑制することができる。

［第３の実施形態］
つぎに、本発明の第３の実施形態について説明する。なお、第１の実施形態と同一の部位には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図６は、本発明の第３の実施形態に係る光走査装置の構成を示すブロック図である。第１の実施形態でのポリゴンモータユニット２は、制御ユニット１からＰＷＭクロックを直接入力していた。

これに対して、第３の実施形態でのポリゴンモータユニット２は、内部に逓倍器１２を設けている。逓倍器１２は、制御ユニット１から入力される速度基準クロックをＰ倍（ただしＰは整数でない小数点数）にすることによってＰＷＭクロックを生成し、このＰＷＭクロックをＰＷＭ駆動回路８に供給する。

続いて、第３の実施例の作用について説明する。本実施例の場合も、ポリゴンモータユニット２の回転速度は、制御ユニット１から入力される速度基準クロックの周波数により決定される。

ポリゴンモータユニット２を第１の回転速度である１６，５３７ｒｐｍで動作させる場合、制御ユニット１は、第１の速度基準クロックとして１６５３．７Ｈｚのクロックをポリゴンモータユニット２へ出力する。

次にポリゴンモータ２の内部において、第１の速度基準クロックは、演算器６に供給されると同時に、逓倍器１２にも供給される。さらに逓倍器１２では、その周波数が、供給された第１の速度基準クロックのちょうどＰ倍となるＰＷＭクロックが生成される。ここでＰの値は整数でない任意の小数点数であれば良く、回路設計上の都合に合わせて任意の値とすることが可能である。本実施例ではＰ＝１３．７を採用することとし、この値が逓倍器１２に予め設定されている。従って逓倍器１２の出力するＰＷＭクロックは、
１６５３．７×１３．７＝２２６５５．６９［Ｈｚ］
となり、もちろんＰＷＭクロックと速度基準クロックの比はＰ、すなわち１３．７と非整数値であるから、回転トルク変動による短周期ジッターは発生しない。

次にポリゴンモータユニット２の回転速度を、第２の回転速度である２２０８０ｒｐｍに変更すると、逓倍器１２の出力するＰＷＭクロックは、
２２６０．２×１３．７＝３０９６４．７４Ｈｚ
となる。この場合もＰＷＭクロックと速度基準クロックの比はＰ、すなわち１３．７と非整数値であって、回転トルク変動による短周期ジッターは発生しない。

以上のように、第３の実施形態に係る光走査装置は、速度基準クロック周波数のP倍（但しPは整数でない小数点数）のＰＷＭクロックを生成する逓倍器１２を備えることによって、短周期ジッターの発生を抑え、回転トルクの変動を抑制することができる。

さらに、上記光走査装置は、ポリゴンモータユニット２に入力する速度基準クロックの周波数がどのような値であっても、ＰＷＭクロックの周波数は必ず非整数倍にすることができるため、制御ユニット１とポリゴンモータユニット２間の信号線を減らすことができ、耐ノイズ性、保守信頼性に優れるという副次効果もある。

なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内で設計上の変更をされたものにも適用可能であるのは勿論である。

ＰＷＭクロックとステータコイルの相切替えの発生タイミングを説明するためのタイミングチャートである。 ＰＷＭクロックとステータコイルの相切替えの発生タイミングを説明するためのタイミングチャートである。 ＰＷＭクロックとステータコイルの相切替えの発生タイミングを説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施形態に係る光走査装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る光走査装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る光走査装置の構成を示すブロック図である。 モータ回転時にステータコイルの相切り替えの際に完全に電流がオフするタイミングを示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ 制御ユニット
２ ポリゴンモータユニット
３ ステータコイル
４ モータ駆動回路
５ 速度検知器
６ 演算器
７ 増幅器
８ ＰＷＭ駆動回路
９ 転流回路
１０ クロック発生器
１１ プログラマブルカウンタ
１２ 逓倍器

Claims (5)

1. モータ速度に応じたモータ速度検出信号を検出する速度検出手段と、
   モータ速度を設定するための速度基準クロックと、前記速度検出手段により検出されたモータ速度検出信号と、の差に応じて、ＰＷＭクロックのパルス幅を制御するＰＷＭ制御手段と、
   前記速度基準クロックに同期して、回転体マグネットの磁極位置に対応するステータコイルを順次切替えると共に、前記ＰＷＭ制御手段により得られたＰＷＭクロックに基づいて、前記切り替えられたステータコイルへの電流の断続を制御する電流制御手段と、を備え、
   モータ速度を変更する際には、前記速度基準クロックの周波数と共に、前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックの周波数を変更すること
   を特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックの周波数は、前記速度基準クロックの周波数の整数倍と異なる周波数であること
   を特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記速度基準クロックと前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックとを生成する制御手段を備えたこと
   を特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記速度基準クロックとＰＷＭ周波数指示信号とを生成する制御手段と、
   前記制御手段により生成されたＰＷＭ周波数指示信号に基づいて、前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックを生成するＰＷＭクロック生成手段と、を更に備えたこと
   を特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
5. 前記速度基準クロックを生成する制御手段と、
   前記制御手段により生成された速度基準クロックに基づいて、前記ＰＷＭ制御回路に供給するＰＷＭクロックを生成するＰＷＭクロック生成手段と、を更に備えたこと
   を特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。

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