JP2006170878A

JP2006170878A - 電子回路デバイス、および、その測定方法

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Publication number: JP2006170878A
Application number: JP2004365617A
Authority: JP
Inventors: Kikufumi Kato; 菊文加藤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2004-12-17
Filing date: 2004-12-17
Publication date: 2006-06-29

Abstract

【課題】ＩＣ内部出力ＴＲの高精度測定方法。
【解決手段】ＩＣチップ２１内のトランジスタ２３，２４は、制御回路２２によってオンとオフが切り替えられる。同じＩＣチップ２１内に、第１外部端子２９の２つの対トランジスタ結合点と電圧モニタ用外部端子４８との間、第２外部端子３５の２つの対トランジスタ結合点と電圧モニタ用外部端子４８との間にそれぞれ結合する４つの電圧モニタ・スイッチ４１〜４４が形成されている。これらの電圧モニタ・スイッチ４１〜４４は、デコード回路５１によってスイッチング動作が制御される。これによりＩＣテスタは、第１または第２外部端子２９または３５の対トランジスタ結合点の電圧を測定することができる。この測定値を、コンタクト・プローブ７１と７３を介した測定時の電圧から引くことにより、接触抵抗成分を求めることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、２つの外部端子から電流を入出力して動作するトランジスタを内部に含む電子回路デバイスと、前記２つの外部端子間抵抗の測定ステップを含む電子回路デバイスの測定方法とに関する。

半導体集積回路（ＩＣ）デバイスにおいて、たとえば、その内部のトランジスタをスイッチング動作させることによって、そのデバイスのパッケージの外側にある２つのピン（外部端子）間をハイインピーダンスあるいはローインピーダンスにして大電流を制御する動作を実行することがある。このためにデバイス内部に制御回路を備え、トランジスタのオンとオフを切り替える。このような電流制御は、電力を無駄なく負荷に伝えるために設計された、たとえば、ＤＣ／ＤＣ変換器や電力供給がスイッチを介して流れる回路などに適用される。

このようなデバイスに対し、２つの外部端子間に大きな電流を流して、この外部端子間の抵抗を測定するテストを行うことがある。一般には、このようなテストは、２つの外部端子の各々をコンタクト・プローブに接続し、２つのコンタクト・プローブに接続された抵抗をテスタにより測定することによって実行される。
このテスト時に、電流経路に寄生的につながる抵抗成分などにより高い精度での測定が困難となる。以下、このことをより詳細に述べる。

通常、２つの外部端子間の抵抗は、ＩＣチップ内に形成されているトランジスタの主要電流チャネルの抵抗、ＩＣチップ内の配線、ＩＣチップとパッケージの接続抵抗、接続体（ワイヤまたは外部端子）の内部抵抗、外部端子とテストピン（コンタクト・プローブ）との接触抵抗を含む。このうちコンタクト・プローブと外部端子との接触抵抗は測定ごとに変動し、不確定な要素になり得る。また、トランジスタの主要電流チャネルの抵抗以外に、どの程度の抵抗成分が存在するかが不明である。
したがって、トランジスタをオンしたときのオン抵抗の測定時に、オン抵抗以外の抵抗成分がパッケージの組み立てや測定によってばらついている可能性があり、その値も未知であることから、測定値から、この他の抵抗成分（統計的に得られた平均の抵抗値、あるいは、予想値）を差し引くだけでは、実際のオン抵抗を正確に見積もることが困難である。このことから、オン抵抗の規格を満足する良品が不合格になり、あるいは逆に、オン抵抗の規格から外れた不良品が合格と判断されることがある。また、非常に小さなパッケージがテストされる場合に極めて小型で高価なプローブピンを用いる必要があり、このテストの精度を保つにはプローブピンに絶え間なく保全を必要とし、結果として非常にコストがかかる。

この問題を克服する１つの方法は、４点測定法を用いることである。
４点測定法においては、電流は外部端子の第１のペアを介して測定対象の電子回路デバイスに供給される。この第１のペアを介した電流供給ラインをフォースラインという。電子回路デバイスに電流が供給された結果として、第１のペアとは別に設けた外部端子の第２のペアに電圧差が生じる。この電圧差をテスタの電圧計により読み取る。この電圧測定用の外部端子ペア（第２のペア）に接続された電圧測定経路をセンスラインという。
このとき電圧計の入力インピーダンスが極めて高く、センスラインに殆ど電流が流れないことから、外部端子の第２のペアにより測定された電圧差は、第１のペアを構成する各外部端子とプローブピンとの接触抵抗に起因する電圧降下を含まない。

しかし、パッケージング後に４点測定法を用いてテストが実行される場合に、パッケージに設けられている２つの外部端子の各々に対して、それぞれ２つのコンタクト・プローブを確実に接触させる必要があることから、この方法もコストがかかる。また、狭ピッチの半ボール形状を有する外部端子を有するパッケージ、たとえばＢＧＡ(Ball Grid Array)においては、１つの外部端子に２つのコンタクト・プローブを接触させることは困難である。

また、トランジスタの抵抗を２つの外部端子を介して測定するために設計されたデバイスおよびテスト技術として、デバイス内部に２つのトランジスタを設け、この２つのトランジスタを制御して、オン抵抗以外の等価直列抵抗成分を求める方法が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
この方法は、２つの外部端子の各々に対し１つのコンタクト・プローブを接触させることから、上記４点測定法のような接触に関する困難性はない。また、デバイス設計において本来１つのトランジスタを２つのトランジスタに分けて形成する必要があり、幾分かはトランジスタの占有面積が大きくなることもあるが、４点測定法に比べるとコスト的な不利益は僅かである。

図１２は、特許文献１に記載の技術が適用された電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときに電子回路デバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。
電子回路デバイス１１０は、内部にＩＣチップ１００を収容しているパッケージ製品である。ＩＣチップ１００内に、第１および第２トランジスタ１１２ａと１１２ｂ、これらに電力を供給するためのパッド１０１ａ，１０１ｂ，１０２ａおよび１０２ｂ、ならびに、第１および第２トランジスタ１１２ａと１１２ｂの各ゲートに結合されている制御回路１０３が形成されている。
第１トランジスタ１１２ａのソースとドレインの一方にパッド１０１ａが接続され、他方にパッド１０２ａが接続されている。同様に、第２トランジスタ１１２ｂのソースとドレインの一方にパッド１０１ｂが接続され、他方にパッド１０２ｂが接続されている。

電子回路デバイス１１０は、外部端子１１４と１１６とを有する。外部端子１１４にパッド１０１ａと１０１ｂが内部接続体、たとえばワイヤにより接続され、外部端子１１６にパッド１０２ａと１０２ｂが同様に内部接続体により接続されている。
外部端子１１４にコンタクト・プローブ１１５を介してテスタ内の電圧源１１８を接続する。外部端子１１６にコンタクト・プローブ１１７を介してテスタ内の電流源１１９を接続する。電流源１１９とコンタクト・プローブ１１７との接続中点と接地電位との間にテスタ内の電圧計１２０を接続する。
このようにしてテスタに接続されテスト中の電子回路デバイス１１０を、とくに被テストデバイス(Device Under Test)と称する。

第１および第２トランジスタ１１２ａと１１２ｂは、ＩＣチップ１００内の機能回路、たとえばＤＣ／ＤＣ変換回路の一部であり、ある電圧がソースとドレイン間に印加されることにより、その一方側に接続されている外部の負荷に電流を流す動作を行う。
この通常の動作モードにおいては、第１および第２トランジスタ１１２ａと１１２ｂは同期してオン（導電性）、オフ（ほぼ非導電性）が切り替えられる。つまり、通常の動作モードにおいては、第１トランジスタ１１２ａがオンのときは第２トランジスタ１１２ｂもオン、第１トランジスタ１１２ａがオフのときは第２トランジスタ１１２ｂもオフするように、制御回路１０３が、第１および第２トランジスタ１１２ａと１１２ｂのゲート電圧を制御する。第１および第２トランジスタ１１２ａと１１２ｂの双方がオン（導電性）のときに外部端子１１４と１１６の間の抵抗は、トランジスタ１１２ａ，１１２ｂの主要電流チャネルの抵抗、およびこれらの主要電流チャネルを出力に接続する導体（配線、パッド、ワイヤ、外部端子など）の抵抗によって実質的に決定される。

通常の動作モードにおいて、第１および第２のトランジスタ１１２ａ，１１２ｂの主要電流チャネルが外部端子１１４と１１６の間に並列に接続されていることから電流が２つの経路に分流される。このことから、各トランジスタからパッドまでの電流経路おいて電流密度が緩和され、エレクトロマイグレーションの発生が有効に防止される。

図１２に示す第１および第２トランジスタ１１２ａ，１１２ｂをＤＣ／ＤＣ変換回路内の出力制御用に用いる場合、外部端子１１４と１１６の間の抵抗は、ＤＣ／ＤＣ変換の効率にとって主要なパラメータとなる。この効率が仕様に適合することを確かめるために、パッケージング後の電子回路デバイス１１０が基板に実装される前に、電子回路デバイス１１０の外部端子１１４と１１６との間の抵抗を測定することが望まれる。
この抵抗は、たとえば１００〜５００[ｍΩ]の範囲内でなければならない。抵抗が指定された値よりも高いときには、電子回路デバイス１１０は不合格とされる。外部端子１１４とコンタクト・プローブ１１５、および、外部端子１１６とコンタクト・プローブ１１７とは、ハンドラ（handler）を用いて機械的に接触させ、この測定を実行することが好ましい。

しかしながら、このようなハンドラ（handler）を用いての接触における接触抵抗は、通常、不安定であり、たとえば、５０〜５００[ｍΩ]の間で変化することがある。つまり、接触抵抗は、その電子回路デバイスに必要とされる端子間抵抗の仕様に既定された下限値（たとえば１００[ｍΩ]）を超えて大きく変化し得る。この場合、端子間抵抗の測定値の信頼性が極めて低く、測定精度の向上が望まれる。

この問題を解決するために、制御回路１０３によって、第１および第２トランジスタ１１２ａ，１１２ｂがテスト動作モードになることができるようにする。
テスト動作モードにおいては、制御回路１０３は、トランジスタ１１２ａ，１１２ｂのいずれか一方をオン（導電性）にし、他方をオフ（ほぼ非導電性）にする。制御回路１０３は、トランジスタ１１２ａ，１１２ｂの両方をテスト動作モードにおいて同時にオンするようにしてもよいが、同時にオンすることは通常の動作モードにおいてすでに得られていることから、これは必ずしも必要なことではない。

図１３は、図１２の回路がハンドラに接続されトランジスタ１１２ａ，１１２ｂの両方がオン（導電性）であるときの、これらトランジスタとハンドラにおける等価的な抵抗を示す回路図である。以下、この図１３に加え、必要に応じて図１２を参照しつつ特許文献１の記載に基づいて予想される背景技術の測定方法を記述する。
図１３に示す抵抗は、第１および第２トランジスタ１１２ａ，１１２ｂのオン抵抗Ｒ1，Ｒ2と、それらの並列配置に対して直列に等価的に接続される抵抗（等価直列抵抗）Ｒcpとからなる。オン抵抗Ｒ1，Ｒ2は、トランジスタ１１２ａ，１１２ｂの各主要電流チャネルの抵抗、および、これらのチャネルが互いに接続されているノード間の総てのデバイス内付加抵抗に対応する。等価直列接触抵抗Ｒcpは、これらのノードからテスタ内の電圧源１１８あるいは電流源１１９までの抵抗に対応する。
図１２を参照すると、等価直列接触抵抗Ｒcpには、ハンドラ内のコンタクト・プローブ１１５と電子回路デバイスの外部端子１１４との接触抵抗、コンタクト・プローブ１１７と外部端子１１６との接触抵抗、ならびに、前記導体（配線、パッド、ワイヤ、外部端子など）の抵抗が含まれる。

図１３において、通常の動作モードにおいて３つの抵抗、すなわち２つのオン抵抗Ｒ1，Ｒ2と１つの等価直列接触抵抗Ｒcpの合成抵抗は、電圧源１１８の供給電圧（一定電圧）からの降下電圧を電圧計１２０により測定したときの測定値と、電流源１１９が流す一定電流の値とを用いた計算によって求めることができる。また、第１および第２トランジスタ１１２ａ，１１２ｂ（図１２参照）の一方をオン、他方をオフし、逆に、一方をオフし他方をオンしたときに、オン抵抗Ｒ1またはＲ2と等価直列接触抵抗Ｒcpの合成抵抗は、上記同様な計算によって求めることができる。つまり、求めようとする抵抗値が３つ、測定が３回であることから、未知数が３つの３連立方程式を解くことによって、オン抵抗Ｒ1，Ｒ2および等価直列接触抵抗Ｒcpの値が算出できる。

つまり、トランジスタ１１２ａ，１１２ｂの両方の主要電流チャネルが導電性である通常の動作モードにおいては、接触抵抗Ｒcpが抵抗Ｒ1，Ｒ2の並列抵抗Ｒ1//Ｒ2(＝Ｒ1*Ｒ2／(Ｒ1＋Ｒ2))に対して直列に接続されていることから、ハンドラを介して測定される抵抗は、合成抵抗Ｚ(＝Ｒ1//Ｒ2＋Ｒcp)に等しい。
一方、第１トランジスタ１１２ａが導電性であり第２トランジスタ１１２ｂが非導電性であるテスト動作モードにおいて、ハンドラを介して測定される抵抗は、合成抵抗Ｘ(＝Ｒcp＋Ｒ1)に等しい。逆に、第１トランジスタ１１２ａが非導電性であり第２トランジスタ１１２ｂが導電性であるテスト動作モードにおいて、ハンドラを介して測定される抵抗は、合成抵抗Ｙ(＝Ｒcp＋Ｒ2)に等しい。
等価直列接触抵抗Ｒcpは予測不能ではあるが、以上をまとめると次式(1-1)〜(1-4)が成立することが特許文献１に記載されている。

［数１］
Ｒ1//Ｒ2＝SQRT[Ｚ*(Ｚ−Ｘ−Ｙ)＋Ｘ*Ｙ] …(1-1)
Ｒcp＝Ｚ−Ｒ1//Ｒ2 …(1-2)
Ｒ1＝Ｘ−(Ｚ−Ｒ1//Ｒ2) …(1-3)
Ｒ2＝Ｙ−(Ｚ−Ｒ1//Ｒ2) …(1-4)

特許文献１の記載によれば、３つの抵抗Ｘ，Ｙ，Ｚの連続的な測定から個々の抵抗Ｒ1，Ｒ2および接触抵抗Ｒcpおよび並列抵抗Ｒ1//Ｒ2を算出するために、３つの抵抗Ｘ，Ｙ，Ｚの連続的な測定に必要とされる期間の間においては、これらが充分に一定値を維持している。ここで、"SQRT"は平方根の関数を意味し、いかなる“u”に対してもSQRT(u)*SQRT(u)＝uである。したがって、外部端子１１４と１１６とハンドラのプローブとの間の不安定な接触抵抗を含む接触抵抗Ｒcpが未知であるにもかかわらず、通常の動作モードにおいて使用されるトランジスタ１１２ａ，１１２ｂの並列抵抗Ｒ1//Ｒ2がテストされ得る。同様に、個々の抵抗Ｒ1，Ｒ2がこの方法でテストされ得る。さらに、接触抵抗Ｒcpが閾値よりも高くなり、ハンドラに問題があることを意味する場合に、警告信号が与えられるようにすることもできる。
このようにして、接触抵抗を、トランジスタの抵抗の測定値から除くことができる。
特表２００３−５３２０８２号公報

ところが、特許文献１に記載されている方法によれば、求めた等価直列接触抵抗(Ｒcp)が異常に大きくなった場合に、それが、ハンドラ内のコンタクト・プローブと外部端子との接触抵抗によるものか、あるいは、他の抵抗成分、すなわちデバイス内の導体（配線、パッド、ワイヤ、外部端子など）の抵抗によるものかが不明である。
このような場合、通常、デバイスの外部端子とコンタクト・プローブとを一旦非接触とし、その後、再度両者を接触させて測定を行い、これを何度か繰り返す。それでも改善が見られない場合は、コンタクト・プローブのメンテナンスまたは交換などの対策を行った後、さらに何度か測定を繰り返す。
このような煩雑な操作を行い、それでも改善が見られない場合は、抵抗値の増大の原因がプローブの接触抵抗ではなくデバイス内部の抵抗の増大であると推定できる。
ただし、接触抵抗の値そのものが不明であることから、不良解析が手間取り、このことが測定コストおよび開発コストの増大につながる。また、接触抵抗を含まない端子間抵抗値の規格を設定できないことから、デバイスの品質管理も不十分である。

本発明が解決しようとする課題は、デバイス内のトランジスタのオン抵抗を含む外部端子間の抵抗の測定値から接触抵抗成分を分離でき、これにより不良解析を容易にし、また、デバイスの品質管理をしやすくすることである。

本発明に係る電子回路デバイスは、第１外部端子と第２外部端子との間に直列に結合するトランジスタを内部回路に含む電子回路デバイスであって、前記トランジスタが、前記第１外部端子と前記第２外部端子の間に並列に結合する第１および第２トランジスタによって形成され、電圧モニタ用外部端子と、前記第１および第２のトランジスタの少なくとも一方において、前記第１外部端子の対トランジスタ結合点と前記電圧モニタ用外部端子との間、前記第２外部端子の対トランジスタ結合点と前記電圧モニタ用外部端子との間にそれぞれ結合するように前記内部回路に形成されている少なくとも２つの電圧モニタ・スイッチと、前記第１および第２トランジスタの一方をオンし他方をオフする動作、一方をオフし他方をオンする動作、双方をオンする動作を切り替える第１制御回路と、前記少なくとも２つの電圧モニタ・スイッチのスイッチング動作を制御し、前記第１または第２外部端子の前記対トランジスタ結合点の電圧を前記電圧モニタ用外部端子から出力可能にする第２制御回路と、を有する。

この電子回路デバイスにおいては、第１外部端子と第２外部端子との間に互いに並列に接続されている第１トランジスタと第２トランジスタは、第１制御回路の制御によって通常の動作時に共にオンし、テスト時に一方がオンし、他方がオフし、さらに、この状態を切り替えるように動作する。
また、第１および第２トランジスタの少なくとも一方のチャネル方向両側に２つの電圧モニタ・スイッチが設けられている。その制御を行う第２制御回路は、テスト時にオンしている第１または第２トランジスタ側と反対側の他のトランジスタ側で電圧モニタ・スイッチをオンさせる場合、このオンした電圧モニタ・スイッチを通る電圧センスラインがデバイス内部から、第１または第２外部端子に接続される。

本発明に係る電子回路デバイスの測定方法は、第１外部端子と第２外部端子との間に直列に結合するトランジスタが、前記第１外部端子と前記第２外部端子の間に並列に結合する第１および第２トランジスタによって内部回路に形成されている電子回路デバイスに対し、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の抵抗を測定する電子回路デバイスの測定方法であって、前記第１および第２トランジスタの各々に対し、前記第１外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチと、前記第２外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチと、を前記内部回路に予め形成しておき、前記測定において、前記第１トランジスタに一定電流を流したときに、前記第２トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第１外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第１測定ステップと、前記第１トランジスタに一定電流を流したときに、前記第２トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第２外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第２測定ステップと、前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第１外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第３測定ステップと、前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第２外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第４測定ステップと、前記第１〜第４測定ステップで得られた測定結果に基づいて、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の端子間抵抗を算出する端子間抵抗算出ステップと、を含む。

本発明に係る電子回路デバイスの他の測定方法は、第１外部端子と第２外部端子との間に直列に結合するトランジスタが、前記第１外部端子と前記第２外部端子の間に並列に結合する第１および第２トランジスタによって内部回路に形成されている電子回路デバイスに対し、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の抵抗を測定する電子回路デバイスの測定方法であって、前記第１トランジスタに対し、前記第１外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチと、前記第２外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチと、を前記内部回路に予め形成しておき、前記測定において、前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第１外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第１測定ステップと、前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第２外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第２測定ステップと、前記第１および第２測定ステップの結果から、前記第１および第２外部端子に前記一定電流を流すための接点の接触抵抗を算出する接触抵抗算出ステップと、前記第１トランジスタに接続されている２つの電圧モニタ・スイッチを共にオフし、前記第１および第２トランジスタの合計で前記一定電流の２倍の電流を流したときに、前記第１および第２外部端子に前記電流の入出力経路で電位差を測定する第３測定ステップと、前記第３測定ステップの測定結果から、前記接触抵抗算出ステップで得られた接触抵抗を引いて、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の端子間抵抗を算出する端子間抵抗算出ステップと、を含む。

本発明によれば、オンした電圧モニタ・スイッチを通る電圧センスラインがデバイス内部から、第１または第２外部端子に接続されることから、その電圧測定値が、第１または第２外部端子に対し電流を入出力させるための接点における接触抵抗の影響を受けずに誤差が小さいことから、測定精度が向上している。
このため、接触抵抗を含まない電子回路デバイス外部からの抵抗（より正確には、外部端子間から電子回路デバイス内部を見た時の等価抵抗）を、測定条件によらず精度よく測定することができる。また、その結果として、第１および第２外部端子間の抵抗の測定値から接触抵抗成分を分離でき、デバイス内部の抵抗成分の異常を精度よく検出できる。このことは、不良解析を容易にする。また、接触抵抗を含まない端子間抵抗の規格化が可能であり、これによりデバイスの品質管理が容易になる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に述べる。

本発明は、ある電圧がソースとドレイン間に印加され、ゲートに印加される電圧に応じてオン／オフすることにより電流を負荷に流すトランジスタを含む回路を有する電子回路デバイスに広く適用できる。
電子回路デバイスとしては、半導体ウェハ、半導体ウェハから切り出したチップ（集積回路；ＩＣ）、当該チップをパッケージに収容したＩＣ製品、幾つかのＩＣ製品および個別半導体部品を小型基板に実装したモジュール製品のいずれであってもよい。以下、ＩＣチップをパッケージ収容したＩＣ製品を前提とする。パッケージとしては、０Ｐパッケージ、ＴＳＳＯＰパッケージのような標準的なインラインパッケージ、若しくは、ＢＧＡ(Ball Grid Array)やフリップチップなどの高密度パッケージの形態など任意である。

回路の機能は任意であるが、たとえば同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータ、レギュレータ、Ｄ級オーディオアンプ、その他の回路の出力段（ドライバ、バッファなど）といった、出力電圧や出力電流を正確に制御する必要がある回路に対し、いわゆるケルビン接点を用いた測定を行う場合に本発明は好適に実施できる。
とくに本発明は、電子回路デバイスの外部リード（外部端子）に１接点で接続することが必須なパッケージの形態、たとえばＢＧＡやフリップチップ実装に有用である。

［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態において、電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときにデバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。図１において、テスト対象である電子回路デバイス２０、コンタクト・プローブ７１，７３，７５，７７〜７９、シリアル信号を出力するデジタル信号発生部８０と電源部および計測部を装備したコンピュータ内蔵のＩＣテスタを示す。なおコンタクト・プローブを固定するソケットのハウジング、ハンドラ、テストヘッド、デバイスインターフェースボードなどは図示していない。

電子回路デバイス２０は、内部にＩＣチップ２１を収容しているパッケージ製品である。
ＩＣチップ２１内に、第１および第２トランジスタ２３，２４、これらに電力を供給するための第１パッド２５，第３パッド２６，第４パッド３１および第２パッド３２、ならびに、第１および第２トランジスタ２３，２４の各ゲートに結合されている制御回路２２を有する。この制御回路２２は、本発明における「第１制御回路」に該当する。
第１トランジスタ２３のソースとドレインの一方に第１パッド２５が接続され、他方に第２パッド３２が接続されている。同様に、第２トランジスタ２４のソースとドレインの一方に第３パッド２６が接続され、他方に第４パッド３１が接続されている。

電子回路デバイス２０は、第１および第２外部端子２９，３５を有する。第１外部端子２９に対し第１パッド２５と第３パッド２６が内部接続体、たとえばワイヤ２７と２８により接続され、第２外部端子３５に対し第４パッド３１と第２パッド３２が同様に内部接続体、たとえばワイヤ３３と３４により接続されている。
第１外部端子２９にコンタクト・プローブ７１を介してＩＣテスタ内の電圧源７２が接続されている。第２外部端子３５にコンタクト・プローブ７３を介してＩＣテスタ内の電流源７４が接続されている。
このようにしてＩＣテスタに接続されテスト中の電子回路デバイス２０を、とくに被テストデバイス(Device Under Test)と称する。

第１および第２トランジスタ２３，２４は、ＩＣチップ２１内の機能回路、たとえばＤＣ／ＤＣ変換回路の一部であり、ある電圧がソースとドレイン間に印加されることにより、その一方側に接続されている外部の負荷に電流を流す動作を行う。
この通常の動作モードにおいては、第１および第２トランジスタ２３，２４は同期してオン（導電性）、オフ（ほぼ非導電性）が切り替えられる。つまり、通常の動作モードにおいては、第１トランジスタ２３がオンのときは第２トランジスタ２４もオン、第１トランジスタ２３がオフのときは第２トランジスタ２４もオフするように、制御回路２２が、第１および第２トランジスタ２３，２４のゲート電圧を制御する。第１および第２トランジスタ２３，２４の双方がオン（導電性）のときに第１および第２外部端子２９，３５の間の抵抗は、第１および第２トランジスタ２３，２４の主要電流チャネルの抵抗、およびこれらの主要電流チャネルを出力に接続する導体（配線、パッド、ワイヤ、外部端子など）の抵抗によって実質的に決定される。

通常の動作モードにおいて、第１および第２のトランジスタ２３，２４の主要電流チャネルが第１および第２外部端子２９，３５の間に並列に接続されていることから電流が２つの経路に分流される。このことから、各トランジスタからパッドまでの電流経路おいて電流密度が緩和され、エレクトロマイグレーションの発生が有効に防止される。

本実施の形態のＩＣチップ２１において、第１トランジスタ２３のソースとドレイン、第２トランジスタ２４のソースとドレインの各々に対し、電圧モニタ・スイッチ４１〜４４が１つずつ設けられている。電圧モニタ・スイッチ４１が第１トランジスタ２３のドレインに接続され、電圧モニタ・スイッチ４２が第２トランジスタ２４のドレインに接続され、電圧モニタ・スイッチ４３が第２トランジスタ２４のソースに接続され、電圧モニタ・スイッチ４４が第１トランジスタ２３のソースに接続されている。これら４つの電圧モニタ・スイッチ４１〜４４は、共通の内部配線（センスラインの一部）４５を介してＩＣチップ２１の電圧モニタ・パッド４６に接続されている。電圧モニタ・パッド４６は、電子回路デバイス２０のパッケージに設けられている電圧モニタ用外部端子４８にワイヤ４７により接続されている。電圧モニタ用外部端子４８はコンタクト・プローブ７５と接触し、これによりＩＣテスタ内の電圧計７６に接続されている。

電圧モニタ・スイッチ４１〜４４は、単独のスイッチ素子あるいは複数のスイッチ素子を組み合わせた回路からなる。電圧モニタ・スイッチ４１〜４４は、テスト時に第１または第２外部端子２９，３５、あるいは、トランジスタのノード電圧をモニタするためのフォースラインとなる内部配線４５を確保するために設けたものである。
なお、内部配線４５に接続される電圧モニタ・スイッチは、図１に示す４個の電圧モニタ・スイッチ４１〜４４のみに限定されるわけでなく、必要に応じ追加できる。

電圧モニタ・スイッチ４１〜４４の制御は、本実施の形態においてＩＣチップ２１内に設けたデコード回路５１によって実行される。デコード回路５１は、本発明の「第２制御回路」に該当する。
デコード回路５１は、電子回路デバイス２０内部の様々な状態を制御するための回路であり、３線入力形式のラインが接続される制御入力端子５２，５３および５４と電気的につながっている。

シリアル３線入力形式の制御信号は、入力データＤＡＴＡ、クロック信号ＣＬＫ、ストローブ信号ＳＴＢからなるシリアル制御信号であり、これらがＩＣテスタ内のデジタル信号発生部８０からケーブル、コンタクト・プローブ７７〜７９を介して制御入力端子５２〜５４に入力される。
なお、シリアル制御信号はシリアル３線に限らず、シリアル２線など他の形態でもよい。シリアル２線の形態を有するものとしては、ＩＩＣバスなどが挙げられる。

デコード回路５１は、制御入力端子５２から入力される制御データＤＡＴＡ、および、制御入力端子５４から入力されるストローブ信号ＳＴＢを、制御入力端子５３から入力されるクロックＣＬＫに同期してデコードする。
制御データＤＡＴＡは、第１および第２トランジスタ２３，２４、ならびに、電圧モニタ・スイッチ４１〜４４の導電性と非導電性の状態を決める元となるデータである。このため制御データＤＡＴＡには、通常の動作モードに対応するアドレスのほかに、トランジスタの特性測定を指示するテストモードに対応するアドレスが割り当てられている。
ストローブ信号ＳＴＢは、本来はディスイネーブル機能を有効／無効にするなどの目的で入力されるものであるが、ここでは、通常の動作モードとテストモードとを切り替えるために用いられ、そのためのアドレスが割り当てられている。

通常の動作モードにおいて、デコード回路５１は不図示の他の回路部分を制御するための制御信号８３〜（任意）を出力する。
テストモードにおいて、デコード回路５１は、そのデコード結果に応じて電圧モニタ・スイッチ４１〜４４の何れか１つをオンし、他をオフするためのスイッチ制御信号６３〜６６を電圧モニタ・スイッチ４１〜４４の制御ノードに出力する。
さらに、デコード回路５１は、通常の動作モードおよびテストモードにおいて、制御回路２２を制御するための制御信号６１およびクロック信号６２を出力する。

制御回路２２は、通常の動作モードにおいて、デコード回路５１からの制御信号およびクロック信号６１に応じて、第１および第２トランジスタ２３，２４を同時にオンまたはオフさせる。また、制御回路２２は、テストモードにおいて、デコード回路５１からの制御信号およびクロック信号６１に応じて、第１および第２トランジスタ２３，２４の何れか一方をオン、他方をオフし、さらに所定のシーケンスに応じて、その状態を切り替える。
これらのトランジスタを含む回路が同期整流型のＤＣ−ＤＣ変換回路の場合、その出力メインスイッチ用ＭＯＳＦＥＴおよび同期整流用ＭＯＳＦＥＴを制御するＰＷＭ(Pulse Width Modulation)コントロール回路が、この制御回路２２に該当する。なお、この具体例の回路は、後述する第３の実施の形態において図示し、詳述する。

図２に電圧モニタ・スイッチの具体例を示す。
図２（Ａ）に示す１つの電圧モニタ・スイッチを、図２（Ｂ）に示すトランスファゲート構成により実現することができる。図２（Ｃ）には、その制御入力ノードＣＯＮＴに印加される電圧のレベルに応じてスイッチのオンとオフの動作の対応を図表により示す。
図２（Ｂ）に示す電圧モニタ・スイッチにおいて、ＰＭＯＳデバイスＭＰとＮＭＯＳデバイスＭＮとのソース同士、ドレイン同士が接続され、その一方の共通接続点が入力ノードＳinに接続され、他方の共通接続点が出力ノードＳoutに接続されている。ＰＭＯＳデバイスＭＰのゲートにＣＭＯＳインバータＩＮＶの出力が接続され、ＣＭＯＳインバータＩＮＶの入力とＮＭＯＳデバイスＭＮのゲートが制御入力ノードＣＯＮＴに接続されている。

測定において内部配線４５へ接続される電圧計７６（図１参照）の入力インピーダンスは、通常１０ＭΩ以上と十分高い。このため内部配線４５に電流がほとんど流れず、図２（Ｂ）に示すトランスミッションゲートの抵抗成分（オン抵抗；たとえば１ｋΩ）および入力電圧レベルの変化による抵抗変化分ΔＲ（たとえば、５００Ω）による測定誤差は問題とならない。図２（Ｂ）に示すＣＭＯＳインバータＩＮＶは、制御入力ノードＣＯＮＴから入力された所定の制御電圧を反転し、ＰＭＯＳデバイスＭＰのゲートに与える。ここでは、図２（Ｃ）に示すように、制御電圧がＨレベルの時、トランスミッションゲート（ＰＭＯＳデバイスＭＰおよびＮＭＯＳデバイスＭＮ）がオンし、Ｌレベルの時にオフする。制御入力ノードＣＯＮＴは、図１において制御回路２２に接続され、制御回路２２から制御電圧（制御信号６３〜６６）がクロックＣＬＫに同期して供給される。

つぎに、このように構成される電子回路デバイス２０の測定方法を、図１および図３を参照しつつ述べる。

図３は、図１における第１および第２トランジスタ２３，２４、４つの電圧モニタ・スイッチ４１〜４４、それらのフォースライン（電圧源７２と電流源７４による電流経路）とセンスラインの等価回路図である。図３においては、電子回路デバイス２０がハンドラに接続された測定時に、フォースラインとセンスラインに直接関係する等価回路成分のみ示し、図１に示す制御回路２２やデコード回路５１は図示していない。
電子回路デバイス内の第１トランジスタ２３は、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓと主要電流チャネルの内部抵抗Ｒon1との直列接続回路により等価的に表されており、第２トランジスタ２４は、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓと主要電流チャネルの内部抵抗Ｒon2との直列接続回路により等価的に表されている。なお、トランジスタの内部抵抗は、本来、そのオンとオフとでは大きく値が変化するものである。ただし図３におけるフォースラインにおいては、第１，第２トランジスタ２３または２４がオンのときにのみ、その内部抵抗値が測定に関与する性質上、以下、これらの内部抵抗Ｒon1,Ｒon2のことを単に「オン抵抗」と称する。

図３において、抵抗Ｒａは、第１外部端子２９から第１トランジスタ２３に対する結合点（内部ノード）ＮＤin1までの等価抵抗を示し、抵抗Ｒｂは、第１外部端子２９から第２トランジスタ２４に対する結合点（内部ノード）ＮＤin2までの等価抵抗を示し、抵抗Ｒｄは、第２外部端子３５から第２トランジスタ２４に対する結合点（内部ノード）ＮＤin3までの等価抵抗を示し、抵抗Ｒｅは、第２外部端子３５から第１トランジスタ２４に対する結合点（内部ノード）ＮＤin4までの等価抵抗を示す。

また、接触抵抗Ｒc1とＲc1は、第１外部端子２９から電圧源７２までのコンタクト・プローブの接触抵抗を含んだ等価抵抗を示し、接触抵抗Ｒc2は、第２外部端子３５から電流源７４までのコンタクト・プローブの接触抵抗を含んだ等価抵抗を示す。

なお、先ほど述べたようにセンスラインへ接続される電圧計７６の入力インピーダンスは十分高いことから、センスラインには電流はほとんど流れない。したがって電圧モニタ・スイッチ４１，４２，４３および４４のオン抵抗やテスト端子から電圧計７６までの抵抗は無視できることから、これらの抵抗を図３において省略している。
また、第１および第２外部端子２９，３５の導体抵抗は、ボンディングワイヤ、ボンディングパッド、コンタクト・プローブの接触抵抗などの等価抵抗に対し十分小さいので電気的にショートと見なしてもよいし、抵抗Ｒａ〜Ｒｄのそれぞれ、あるいは、接触抵抗Ｒc1とRｃ2のそれぞれに含ませてもよい。

この測定の基本的コンセプトは、電子回路デバイス内部と電子回路デバイス外部にまたがって４点測定法を実現するものである。また、この測定の目的は、図３において第１外部端子２９と第２外部端子３５から電子回路デバイス内部を見た時の等価抵抗（以下、端子間抵抗という）の値を精度よく測定すること、さらに、各抵抗成分を分離して不良解析等を容易にすることである。
測定対象の端子間抵抗Ｒｘの値は、コンタクト・プローブの接触抵抗を無視すると、第１トランジスタ２３を通るフォースラインの分岐路の抵抗値Ｒx1と、第２トランジスタ２４を通るフォースラインの分岐路の抵抗値Ｒx2とを用いて、次式(2)により表すことができる。

［数２］
Ｒｘ＝Ｒx1//Ｒx2
＝(Ｒａ＋Ｒon1＋Ｒｅ)//(Ｒｂ＋Ｒon2＋Ｒｄ)…(2)

しかし、実際の端子間抵抗の測定値には上記接触抵抗が加わる。第１外部端子２９または第２外部端子３５とコンタクト・プローブとの接続点における接触抵抗は通常、非常に不安定であり、たとえば、５０〜５００[ｍΩ]の間で変動する。また、この接触抵抗は、直接、その値を測定することができず、それによって測定誤差が発生する。
そこで、本実施の形態においては、第１および第２トランジスタのスイッチ２３Ｓと２４Ｓのオン抵抗を別々に測定により求めてから、第１および外部端子２９と３５から電子回路デバイス内部を見た時に上記式(2)に示す端子間抵抗Ｒｘを精度よく測定する。

以下、この測定方法を、現実的な数値例を用い、図４に示すフロー図に沿ってステップごとに記述する。なお、図３において、より具体化する目的で各等価回路の抵抗に、現実的な数値例を付記しているが、これらの抵抗値は測定前において未知である。

図４のステップＳＴ１において第１回目の測定（測定１）を行う。
このとき図１を参照すると、所定の入力データＤＡＴＡ、クロック信号ＣＬＫ、ストローブ信号ＳＴＢのシリアル３線入力を、制御入力端子５２，５３および５４に供給する。このシリアル３線入力がデコード回路５１でデコードされ、制御信号６１とクロック信号６２が制御回路２２に出力される。すると制御回路２２から、所定の制御信号１８と１９が第１および第２トランジスタ２３，２４に供給され、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓがオンし、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓがオフする。同様に、制御信号６３〜６６に応じて電圧モニタ・スイッチ４２がオンし、電圧モニタ・スイッチ４１，４３および４４がオフする。

つぎに、図１に示す電圧源７２を所定の電圧値に設定し、電子回路デバイス２０に電圧を供給する。ここでは電源電圧Ｖddを３.３[Ｖ]とする。電流源７４を所定の電流値に設定し、電子回路デバイス２０に電流Ｉsinkを流す。ここでは電流Ｉsinkの値を５００[ｍＡ]とする。
この状態で、電圧計７６によりトランジスタに実際に供給される電圧値を測定し、これを「Ｖ１」と記憶する。ここで測定値Ｖ１は、抵抗Ｒｂおよび電圧モニタ・スイッチ４２には電流が（ほとんど）流れないことから、第１外部端子２９のノード（電圧センスポイント）での電圧値を示す。測定値Ｖ１は、図３から明らかなように電源電圧Ｖddから接触抵抗Ｒc1における降下電圧を引いた値をとり、次式(3)により表される。

［数３］
Ｖ１＝Ｖdd−Ｒc1*Ｉsink
＝3.3[Ｖ]−Ｒc1*500[ｍＡ]
＝3.25[Ｖ] …(3)

図４に示すステップＳＴ２において、第２回目の測定（測定２）を行う。
図１を参照すると、ここでも前記ステップＳＴ１と同様に所定のシリアル３線入力を供給し、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓをオン、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓをオフする。また測定１と異なり、測定２においては電圧モニタ・スイッチ４３をオン、電圧モニタ・スイッチ４１，４２および４４をオフする。
この状態で、電圧計７６により第２外部端子３５のノード（電圧センスポイント）の電圧値を測定する。これを「Ｖ２」と記憶する。ここで、電圧値Ｖ２は、抵抗Ｒｄおよび電圧モニタ・スイッチ４３には電流が（ほとんど）流れないことから、第２外部端子３５のノード（電圧センスポイント）での電圧値を示す。このとき図３より明らかなように、電圧値Ｖ２は次式(4)により表される。

［数４］
Ｖ２＝Ｖdd−(Ｒc1＋Ｒａ＋Ｒon1＋Ｒｅ)*Ｉsink
＝3.3[Ｖ]−(Ｒc1＋Ｒａ＋Ｒon1＋Ｒｅ)*500[ｍＡ]
＝3.08[Ｖ] …(4)

図４に示すステップＳＴ３において、第３回目の測定（測定３）を行う。
図１を参照すると、上記と同様に所定のシリアル３線入力を供給するが、このときのシリアル３線入力に応じて、ここでは上記測定１，２とは逆に、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓをオフ、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓをオンする。また電圧モニタ・スイッチ４１をオン、電圧モニタ・スイッチ４２，４３および４４をオフする。
この状態で、電圧計７６の電圧値を測定する。これを「Ｖ３」と記憶する。ここで、電圧値Ｖ３は、抵抗Ｒａおよび電圧モニタ・スイッチ４１には電流が（ほとんど）流れないことから、第１外部端子２９のノード（電圧センスポイント）での電圧値を示す。このとき図３より明らかなように、電圧値Ｖ３は次式(5)により表される。

［数５］
Ｖ３＝Ｖdd−Ｒc1*Ｉsink
＝3.3[Ｖ]−Ｒc1*500[ｍＡ]
＝3.25[Ｖ] …(5)

なお、ステップＳＴ３にてステップＳＴ１と同じ電流を流している場合、同じ結果となるはずなので、この測定３は省略してもよい。

図４に示すステップＳＴ４において、第４回目の測定（測定４）を行う。
図１を参照すると、ステップＳＴ３と同様に所定のシリアル３線入力を供給し、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓをオフ、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓをオンする。また測定３と異なり、測定４においては電圧モニタ・スイッチ４４をオン、電圧モニタ・スイッチ４１，４２および４３をオフする。
この状態で、電圧計７６の電圧値を測定する。これを「Ｖ４」と記憶する。ここで、電圧値Ｖ４の値は、抵抗Ｒｅおよび電圧モニタ・スイッチ４４には電流が（ほとんど）流れないことから、第２外部端子３５のノード（電圧センスポイント）での電圧値を示す。このとき図３より明らかなように、電圧値Ｖ４は次式(6)により表される。

［数６］
Ｖ４＝Ｖdd−(Ｒc1＋Ｒｂ＋Ｒon2＋Ｒｄ)*Ｉsink
＝3.3[Ｖ]−(Ｒc1＋Ｒｂ＋Ｒon2＋Ｒｄ)*500[ｍＡ]
＝3.13[Ｖ] …(6)

図４に示すステップＳＴ５において、上記測定１〜４（ステップＳＴ１〜ＳＴ４）により得られた結果から、第１および第２外部端子２９，３５から電子回路デバイス内部を見た時の端子間抵抗Ｒｘを算出する。端子間抵抗Ｒｘは第１トランジスタ２３（第１トランジスタのスイッチ２３Ｓ）側経路の抵抗値Ｒx1(＝Ｒａ＋Ｒon1＋Ｒｅ)と、第２トランジスタ２４（第２トランジスタのスイッチ２４Ｓ）側経路の抵抗値Ｒx2(＝Ｒｂ＋Ｒon2＋Ｒｄ)との合成抵抗である。抵抗値Ｒx1を次式(7-1)により、抵抗値Ｒx2を次式(7-2)により求める。

［数７］
Ｒx1＝(Ｖ１−Ｖ２)／Ｉsink
＝[(3.25−3.08)[Ｖ]／500[ｍＡ]
＝340[ｍΩ] …(7-1)
Ｒx2＝(Ｖ３−Ｖ４)／Ｉsink
＝(3.25−3.13)[Ｖ]／500[ｍＡ]
＝240[ｍΩ] …(7-2)

よって、第１および第２外部端子２９，３５から電子回路デバイス２０内部を見た時の端子間抵抗Ｒｘは、次式(8)から値が求まる。

［数８］
Ｒｘ＝Ｒx1//Ｒx2≒140[ｍΩ]…(8)

これで所望の端子間抵抗Ｒｘの算出が達成されたが、さらに望むならば、各抵抗値を算出することができる。その算出は以下のように行う。

まず、接触抵抗Rc1の値は、前記式(3)または(5)からRc1＝100[ｍΩ]と求まる。電圧源７２と電流源７４を入れ替えて前記ステップＳＴ１（およびステップＳＴ３）の測定を行えば、同様にして、もう片方の接触抵抗Ｒc2が求まる。

つぎに、上記ステップＳＴ１〜ＳＴ４の４回の測定を再度行うが、このとき外部端子のノード電圧を測定するのではなく、第１あるいは第２トランジスタ２３，２４の内部ノードＮＤin1〜ＮＤin4を測定するように電圧モニタ・スイッチ４１〜４４を切り替える。
より詳細には、ステップＳＴ１（測定１）において、電圧モニタ・スイッチ４２の代わりに電圧モニタ・スイッチ４１をオンし、他の電圧モニタ・スイッチ４２〜４４がオフするように制御する。このときの測定値を「ｖ１」とすると、これを前記測定値Ｖ１から引いた（Ｖ１−ｖ１）が抵抗Ｒａの電圧降下分であり、これを電流値Ｉsink＝500[ｍＡ]で割ると抵抗Ｒａの値が求まる。
同様に、ステップＳＴ２において電圧モニタ・スイッチ４４のみオンして行った測定２の結果から抵抗Ｒｅの値を求め、ステップＳＴ３において電圧モニタ・スイッチ４２のみオンして行った測定３の結果から抵抗Ｒｂの値を求め、さらに、ステップＳＴ４において電圧モニタ・スイッチ４３のみオンして行った測定４の結果から抵抗Ｒｄの値を求める。

最後に、このようにして求めた抵抗Ｒａ〜Ｒｅの値と接触抵抗Rc1の値を、前記式(7)に代入することによって第１トランジスタ２３のオン抵抗Ron1を求め、同様に、これらを前記式(6)に代入することによって第２トランジスタ２４のオン抵抗Ｒon2を求める。
本実施の形態においては、多少手間がかかるが以上の方法によって、全ての抵抗成分を求めることが可能である。

ところで、たとえば抵抗Ｒａ〜Ｒｅの１つが他の３つより抵抗値が大きい場合は、ボンディングが十分でない、あるいは、エレクトロマイクレーションが起きかかっているなどの理由により将来市場不良となる可能性が高い。本実施の形態では、抵抗Ｒａ〜Ｒｅの測定を行うことにより、このような準不良を未然にスクリーニングすることが可能である。なお、断線の場合は測定結果が異常となることから、断線は比較的検出しやすい。
また、本実施の形態では接触抵抗Ｒc1とRc2の値も分かることから、その値が異常に大きいときはテストのやり直し、テスト結果のスクリーニングが可能である。

［第２の実施の形態］
第２の実施の形態は、第１および第２トランジスタの片側にのみ電圧測定用のスイッチを設けた場合に関する。
図５に、第２の実施の形態において、電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときにデバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。図５においては、ＩＣテスタ内の構成のうち、電圧源７２、電流源７４、電圧計７６と７６Ａのみを示している。電圧計７６は本例で新たに設けたものであり、電流源７４とコンタクト・プローブ７３との接続中点と接地電位との間に接続されている。

第２実施の形態におけるＩＣチップ２１内の回路が、図１と異なる点は、第１および第２トランジスタ２３，２４のいずれか一方、ここでは第１トランジスタ２３のドレイン側とソース側のみ、電圧モニタ・スイッチ４１と４４を設け、図１における電圧モニタ・スイッチ４２と４３を省略している。

制御回路２２は、通常動作モードにおいては第１および第２トランジスタ２３，２４の主要電流チャネルを同時に導電性にし、同時にほぼ非導電性にすることは第１の実施の形態と同じである。ただし、本実施の形態においてテスト動作モードでは、電圧モニタ・スイッチ４１および４４が接続されている方のトランジスタ、ここでは第１トランジスタ２３のみ、その主要電流チャネルをほぼ非導通の状態にする。

デコード回路５１からは電圧モニタ・スイッチ４１と４４を制御する制御信号６３と６６が出力され、その一方をオン、他方をオフとし、この状態を切り替えるようになっている。
なお、電圧計７６Ａは、第１外部端子２９と第２外部端子３５間の差電圧が測定するときに用いるものであり、図５に示すように接続してもよいが、より望ましくは、フローティングタイプの差電圧計を、直接、第１外部端子２９と第２外部端子３５との間に接続するとよい。
以上の相違点以外は、図５は図１と同じであり、同じ構成は同一符号を付して説明を省略する。

つぎに、第２実施の形態における端子間電圧Ｒｘの測定方法を、図５および図６を参照しながらステップごとに記述する。
図６は、図３と同様な、第１および第２トランジスタ、電圧モニタ・スイッチ、それらのフォースラインとセンスラインの等価回路図である。
なお、ここではとくにフロー図を示さないが、各ステップの内容は第１の実施の形態と異なるが図４を援用できる。

ステップＳＴ１において第１回目の測定（測定１）を行う。
このとき図５を参照すると、所定の入力データＤＡＴＡ、クロック信号ＣＬＫ、ストローブ信号ＳＴＢのシリアル３線入力を、制御入力端子５２，５３および５４に供給する。このシリアル３線入力がデコード回路５１でデコードされ、制御信号６１とクロック信号６２が制御回路２２に出力される。すると制御回路２２から、所定の制御信号１８と１９が第１および第２トランジスタ２３，２４に供給され、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓがオフし、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓがオンする。同様に、制御信号６３と６６に応じて電圧モニタ・スイッチ４１がオンし、電圧モニタ・スイッチ４４がオフする。

つぎに、図５に示す電圧源７２を所定の電圧値に設定し、電子回路デバイス２０に電圧を供給する。ここでは電源電圧Ｖddを３.３[Ｖ]とする。電流源７４を所定の電流値に設定し、電子回路デバイス２０に電流Ｉsinkを流す。ここでは電流Ｉsinkの値を５００[ｍＡ]とする。
この状態で、電圧計７６によりトランジスタに実際に供給される電圧値を測定し、これを「Ｖ11」と記憶する。ここで測定値Ｖ11は、抵抗Ｒａおよび電圧モニタ・スイッチ４１には電流が（ほとんど）流れないことから、第１外部端子２９のノード（電圧センスポイント）での電圧値を示す。測定値Ｖ11は、図６から明らかなように電源電圧Ｖddから接触抵抗Ｒc1における降下電圧を引いた値をとり、次式(9-1)により表される。また式(9-1)を変形すると次式(9-2)が得られる。

［数９］
Ｖ11＝Ｖdd−Ｒc1*Ｉsink
＝3.3[Ｖ]−Ｒc1*500[ｍＡ]…(9-1)
Ｒc1＝2(3.3−Ｖ11)[Ω] …(9-2)

上記式(9-2)より、測定値Ｖ11に応じて接触抵抗Ｒc1の値が一意に決まる。なお、式(9-2)における電圧(3.3−Ｖ11)[Ｖ]は、第１外部端子２９のノードから電圧源７２までの降下電圧成分Ｖd1を表す。このことを次式(10)に示す。

［数１０］
Ｖd1＝(3.3−Ｖ11)[Ｖ]…(10)

ステップＳＴ２において、第２回目の測定（測定２）を行う。
図５を参照すると、ここでも前記ステップＳＴ１と同様に所定のシリアル３線入力を供給するが、ここでは入力データに応じて電圧モニタ・スイッチ４１がオフ、電圧モニタ・スイッチ４４がオンに切り替わる。このときステップＳＴ１に引き続いて、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓはオフ、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓはオンのままの状態を維持する。
この状態で、電圧計７６により第２外部端子３５のノード（電圧センスポイント）の電圧値を測定する。これを「Ｖ12」と記憶する。ここで、電圧値Ｖ12は、抵抗Ｒｅおよび電圧モニタ・スイッチ４４には電流が（ほとんど）流れないことから、第２外部端子３５のノード（電圧センスポイント）での電圧値を示す。

続いてステップＳＴ３において、電圧計７６Ａの電圧値を測定する（第３回目の測定：測定３）。これを「Ｖ13」と記憶する。
このとき図６より明らかなように、第２外部端子３５のノードから電流源７４までの降下電圧成分Ｖd2は、次式(11-1)により与えられ、また、この式から接触抵抗Ｒc2を求めるための式として次式(11-2)が与えられる。

［数１１］
Ｖd2＝Ｖ12−Ｖ13 …(11-1)
Ｒc2＝Ｖd2／Ｉsink
＝2(Ｖ12−Ｖ13)[Ω]…(11-2)

上記式(11-2)より、測定値Ｖ12とＶ13に応じて接触抵抗Ｒc2の値が一意に決まる。
上記ステップＳＴ１とＳＴ２から、図６の測定状態で、２つの接触抵抗Ｒc1とＲc2の各値が得られる。

ステップＳＴ４において、第４回目の測定（測定４）を行う。
図１を参照すると、上記と同様に所定のシリアル３線入力を供給するが、このときのシリアル３線入力に応じて、ここでは第１および第２トランジスタのスイッチ２３Ｓと２４Ｓを共にオンする。また電圧モニタ・スイッチ４１と４４を共にオフする。
ここでは第１および第２トランジスタ２３，２４が共にオン状態であることから、電流源７４を比較的大きな所定の電流値に変更設定し、電子回路デバイス２０に、この電流を流す。ここで設定する電流値Ｉsink2は今までの２倍の１[Ａ]とする。この状態で、電圧計７６Ａの電圧値を測定する。これを「Ｖ14」と記憶する。ここで接触抵抗Rc1およびＲc2による電圧降下分を含んだ第１外部端子２９と第２外部端子３５間の電圧を「Ｖ15」とすると、この値は次式(12)により表される。

［数１２］
Ｖ15＝Ｖdd−Ｖ14
＝(3.3−Ｖ14)[Ｖ]…(12)

先ほど求めた２つの接触抵抗の電圧降下分Ｖd1（式(10)）とＶd2（式(11-1)）の合計を「Ｖ16」とすると、この値は、前記式(9-2)と(11-2)を用いて次式(13)により表される。

［数１３］
Ｖ16＝Ｖd1＋Ｖd2
＝(Ｒc1＋Ｒc2)*Ｉsink2
＝{2(3.3−Ｖ11)+2(Ｖ12−Ｖ13)}*1
＝2(3.3+Ｖ12−Ｖ11−Ｖ13)[Ｖ]…(13)

以上より、第１外部端子２９と第２外部端子３５における電子回路デバイス内部の等価抵抗値、すなわち端子間抵抗Ｒｘは、前記式(12)と(13)を用いて次式(14)により求めることができる。

［数１４］
Ｒｘ＝(Ｖ15−Ｖ16)／Ｉsink2
＝{(3.3−Ｖ14)−2(3.3+Ｖ12−Ｖ11−Ｖ13)}／1
＝{2(Ｖ11+Ｖ13)−(2Ｖ12＋Ｖ14＋3.3)}[Ω]…(14)

上記式(14)より、測定値Ｖ11〜Ｖ14に応じて端子間抵抗Ｒｘの値が計算により一意に決まる。このように、第２実施の形態においては、２つの外部端子２９と３５の各接触抵抗Ｒc1とＲc2を各々求め、それらを用いて電圧降下分Ｖd1とＶd2を算出し、得られた測定結果からの演算によって端子間抵抗Ｒｘの値を求めることができる。

［第３の実施の形態］
第３の実施の形態は、第１の実施の形態に対する変形であり、第１および第２外部端子２９と３５のそれぞれが複数設けられ、これに応じてＩＣチップ内のパッド数も増やす場合に関する。このような変形は、エレクトロマイグレーション耐性を高めるなどの要請に応えるためである。
図７に、第３の実施の形態において、電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときにデバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。図７においては、ＩＣテスタ内の構成のうち、電圧源７２、電流源７４および電圧計７６のみを示している。

図７は、図１の場合よりさらに出力電流を増やしたい（この例では、約２倍にしたい）ときに、その対処として第１外部端子２９ａ，２９ｂ、第２外部端子３５ａ，３５ｂと、従来の２倍の外部端子数としている。また、ＩＣチップ２１内のパッドも各々２倍としている。つまり、第１パッド２５ａ，２５ｂ、第３パッド２６ａ，２６ｂ、第４パッド３１ａ，３１ｂ、第２パッド３２ａ，３２ｂと電流の入出力パッドを合計８パッドとして従来の４パッドの２倍にしている。
第１パッド２５ａ，２５ｂは各々ワイヤ２７ａ，２７ｂによって１つの第１外部端子２９ａにボンディングされている。同様に、第３パッド２６ａ，２６ｂは各々ワイヤ２８ａ，２８ｂによって１つの第１外部端子２９ｂにボンディングされ、第４パッド３１ａ，３１ｂは各々ワイヤ３３ａ，３３ｂによって１つの第２外部端子３５ａにボンディングされ、第２パッド３２ａ，３２ｂは各々ワイヤ３４ａ，３４ｂによって１つの第２外部端子３５ｂにボンディングされている。

なお必要に応じて、第１および第２外部端子の数、パッド数を３倍、４倍、・・・と増やしてもよいが、ここでは２倍にした場合を例示している。なお、電流密度を減らす意味では主要電流チャネル（並列接続のトランジスタ）の数を増やしてもよいが、そうすると電子回路デバイス内部のデバイスおよび配線の面積が増え、レイアウトの都合上、好ましくないことがある。また、一般に、エレクトロマイグレーションがパッドの端面で発生しやすい。そこで、本例では主要チャネル数はそのままとし、パッド数を増やすようにしている。

第３の実施の形態においては、さらに、２つの第１外部端子２９ａと２９ｂを導体８１によって電気的にショートしている。同様に、２つの第２外部端子３５ａと３５ｂを導体８２によって電気的にショートしている。これらの導体８１と８２は、測定の都合上、コンタクト・プローブ７１ａ〜７３ｂよりデバイス内部側に設けることが望まれる。したがって、パッケージにおいて導体８１と８２による端子間接続を実現することが好ましい。

図８（Ｂ）は、端子間接続を行ったＢＧＡパッケージの断面図である。参考として図８（Ａ）に、端子間接続を行っていない通常のＢＧＡパッケージの断面を示す。
一般に、パッケージの基板９０は単層または複数層の絶縁体からなり、絶縁体表面（および絶縁体間）に導体からなり所定のパターン形状を有する配線が形成されている。この配線のパターン設計時に、必要な箇所を予めショートするようにして端子間接続を実現できる。
図示例のものは基板９０が単層であり、そのパッケージ内側の面にはワイヤボンディング用のランドを含む内部配線９１が形成されている。また、基板９０パッケージ外側面には、外部端子としての半田ボール９２を形成するための外部配線９３が形成されている。外部配線９３の一部、および、外部配線９３が形成されていない基板９０の外側面はレジスト膜９４に覆われ、これにより外部配線９３の所定位置に半田ボール９２が形成される領域が確保される。内部配線９１と外部配線９３は、基板９０のスルーホールに埋め込んだ導体９５により接続されている。

通常のパッケージ構造においては、図８（Ａ）に示すように、半田ボール（外部端子）９２が形成される外部配線９３Ａと、他の半田ボール９２が形成される外部配線９３Ｂは予め分離してパターン設計がなされる。
これに対し、本実施の形態におけるＢＧＡパッケージ構造においては、図８（Ｂ）に示すように、対応する２つの半田ボール９２（図７における第１外部端子２９ａと２９ｂ、あるいは、第２外部端子３５ａと３５ｂに対応）が形成される外部配線９３が一体に形成されている。これにより、図７における導体８１または８２による端子間接続が実現されている。
このとき、半田ボールが測定時にハンドラあるいはソケットの端子と接触する位置よりデバイス内側で端子間接続がとられていることが重要である。これによって、外部端子の接触抵抗を含まない位置での電圧測定が可能となる。また、この端子間接続はパッケージ設計の軽微な変更で対処でき、これがコスト増加要因とならない。
なお、端子間接続を、内部配線９１でとることもできる。また、端子間接続の適用対象はＢＧＡパッケージに限らない。他の形態のパッケージにおいても、ほぼ同様にして、パッケージの配線パターン設計時に、その内側配線または外側配線（あるいは、多層の場合は、基板内の配線）において必要な箇所を必要か数だけ予めショートするとよい。
図７において言及した以外の構成は、図１と同様であり、同一符号を付してその説明を省略する。また、測定方法は第１の実施の形態と同じであることから、その説明も省略する。

図１に示す構成では、１本のワイヤが断線すれば、その測定値が異常となることから検出が容易であることは既に述べたとおりである。
ところが、図７に示す構成では、１本のワイヤが断線しても他のワイヤが同じ第１または第１外部端子に接続している限り、測定１〜４（ステップＳＴ１〜ＳＴ４）における測定値が大きく変化しないことから、異常の検出が比較的難しい。
ここで、以下、ワイヤの１本が断線していた場合の検出方法を、図７および図１１を参照しつつステップごとに述べる。

図９は、図３と同様な、第１および第２トランジスタ、電圧モニタ・スイッチ、それらのフォースラインとセンスラインの等価回路図である。
この図９が図３と異なる点は、図３における１つの抵抗Ｒａが図９では２つの並列抵抗Ｒa1とＲa2とにより置き換わっている。同様に、抵抗Ｒｂが２つの並列抵抗Ｒb1とRb2とにより、抵抗Ｒｃが２つの並列抵抗Ｒc1とRc2とにより、抵抗Ｒｄが２つの並列抵抗Ｒd1とRd2とにより、それぞれ置き換わっている。
他の構成は図３と同じであることから、ここでの説明を省略する。

断線検出の方法としては、第１の実施の形態において既に述べた抵抗Ｒａ〜Ｒｂの値を求める方法において、その各抵抗値が正常値の約２倍になっていれば片側が断線しているとして、検出可能である。
以下の述べる方法は、この方法と基本的には同じであるが、ここでは断線検出に特化した手順を、図９において抵抗Ｒb2を構成するワイヤ２８ｂが断線、非断線とで測定電圧に違いが生じることによって検出する方法において述べる。なお、図９において説明に必要な箇所の具体的な抵抗値を付記している。これらの抵抗値は本来、未知であるが、以下の記載では、これらの抵抗値にある現実的な値を与えたときに、得られることが予想される測定電圧値を計算によって求めることにより、断線時と非断線時とにおいて測定電圧の差が十分検出可能なレベルであるか否かを検証する。

図７を参照すると、ステップＳＴ１において所定の入力データＤＡＴＡ、クロック信号ＣＬＫ、ストローブ信号ＳＴＢのシリアル３線入力を、制御入力端子５２，５３および５４に供給する。このシリアル３線入力がデコード回路５１でデコードされ、制御信号６１とクロック信号６２が制御回路２２に出力される。すると制御回路２２から、所定の制御信号１８と１９が第１および第２トランジスタ２３，２４に供給され、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓがオフし、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓがオンする。同様に、制御信号６３と６６に応じて電圧モニタ・スイッチ４１がオンし、電圧モニタ・スイッチ４２，４３および４４がオフする。

つぎに、図７に示す電圧源７２を所定の電圧値に設定し、電子回路デバイス２０に電圧を供給する。ここでは電源電圧Ｖddを３.３[Ｖ]とする。電流源７４を所定の電流値に設定し、電子回路デバイス２０に電流Ｉsinkを流す。ここでは電流Ｉsinkの値を１[Ａ]とする。
この状態で、電圧計７６によりトランジスタに実際に供給される電圧値を測定し、これを「Ｖ21」と記憶する。ここで測定値Ｖ21は、並列抵抗Ｒa1とＲa2および電圧モニタ・スイッチ４１には電流が（ほとんど）流れないことから、第１外部端子２９ａと２９ｂの短絡ノードＮＤex（導体８１）での電圧値を示す。測定値Ｖ21は、図９から明らかなように電源電圧Ｖddから接触抵抗Ｒc1における降下電圧を引いた値をとり、次式(15)により表される。

［数１５］
Ｖ21＝Ｖdd−Ｒc1*Ｉsink
＝3.3[Ｖ]−100[ｍΩ]*1[Ａ]
＝3.20[Ｖ] …(15)

図７を参照すると、ステップＳＴ２において、前記ステップＳＴ１と同様に所定のシリアル３線入力を供給するが、ここでは入力データに応じて電圧モニタ・スイッチ４１がオフ、電圧モニタ・スイッチ４２がオンに切り替わる。このときステップＳＴ１に引き続いて、第１トランジスタのスイッチ２３Ｓはオフ、第２トランジスタのスイッチ２４Ｓはオンのままの状態を維持する。
この状態で、電圧計７６により電圧値を測定する。これを「Ｖ22」と記憶する。ここで、電圧値Ｖ22は、センスラインが接続された第２トランジスタ２４の内部ノードＮＤin2での電圧値を示す。測定値Ｖ22は、図９から明らかなように電源電圧Ｖddから接触抵抗Ｒc1および並列抵抗（抵抗値Ｒb1//Ｒb2）における各降下電圧を引いた値をとり、次式(16)により表される。

［数１６］
Ｖ22＝Ｖdd−(Ｒc1＋Ｒb1//Ｒb2)*Ｉsink
＝3.3[Ｖ]−(100＋10)[ｍΩ]*１[Ａ]
＝3.19[Ｖ] …(16)

ここで、第２トランジスタ２４の内部ノードＮＤin2と第１外部端子２９ａと２９ｂとの短絡ノードＮＤexとの間の電圧差を「Ｖ23」とすると、電圧差Ｖ23は、上記式(15)と(16)から次式(17)により与えられる。

［数１７］
Ｖ23＝Ｖ22−Ｖ21
＝10[ｍＶ]…(17)

一方、図９においてワイヤ２８ｂが断線している場合は、前記式(16)において、並列抵抗値Ｒb1//Ｒb2(＝１０[ｍΩ])が、抵抗値Ｒb1(＝２０[ｍΩ])に置き換わることから、電圧値Ｖ22が「３.０９[Ｖ]」となる。その結果、上記式(17)に示す電圧差Ｖ23が「２０[ｍＶ]」となる。
よって、ワイヤ２８ｂが断線と、非遮断とでは差電圧は約１０[ｍＶ]となり、電圧計の精度を５Ｖレンジで１２ビット以上とすると、この差電圧は十分検出できるレベルである。

上記ステップＳＴ１とＳＴ２を、スイッチ制御により検出対象を、残りの第１外部端子２９ａ側、第２外部端子３５ａ側、第２外部端子３５ｂ側と切り替えながら行う。これにより、全部で８ステップ（＝２ステップ×４）の測定および計算により、図７に示す電子回路デバイス部分の断線検出が可能である。

［第４の実施の形態］
第４の実施の形態は、その基本は第１の実施の形態と同じであるが、より現実的な回路への適用を考慮した構成を例示するものである。このような回路としては、先に述べた出力段が縦続接続された、たとえば同期整流方式のＤＣ／ＤＣ変換回路、バッファやアンプのインバータ出力段などが挙げられる。

図１０に、このようなデバイス内部回路の一例として、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータのダウンコンバート側の回路を示す。
この回路１３０において、たとえば５Ｖの一定電圧が入力される外部入力端子１３０と、たとえば接地電圧で保持される共通電圧端子（グランド端子）１４０との間に、出力メインスイッチ用トランジスタ１３１と、同期整流用トランジスタ１３２が縦続接続されている。これら２つのＰＭＯＳトランジスタの接続中点と外部出力端子１３９との間にチョークコイルが接続されている。また、外部出力端子１３９とグランド端子１４０との間に、ダウンコンバートレベルを既定する分割抵抗（２つの抵抗）１３５と１３６、平滑コンデンサ１３７が互いに並列に接続されている。また、とくに図示していないが実使用時には、外部出力端子１３９とグランド端子１４０に外部の負荷が接続される。
出力メインスイッチ用トランジスタ１３１と、同期整流用トランジスタ１３２との各ゲート、２つの抵抗１３５と１３６の接続中点に、ＰＷＭコントロール回路（PWM CONT.）１３３が接続されている。

この回路１３０は、入力電圧（５Ｖ）が分割抵抗１３５と１３６により生じる基準電圧Ｖrefに応じたレベル（たとえば、３.３Ｖ）にダウンコンバートして外部出力端子１３９から出力するものである。ＰＷＭコントロール回路１３３は、ディーティ比が可変な矩形波を出力メインスイッチ用トランジスタ１３１に出力する。出力メインスイッチ用トランジスタ１３１は、ＰＭＯＳトランジスタであることから、その低レベルでオンし、高レベルでオフしてスイッチング動作する。一方、ＰＷＭコントロール回路１３３は、出力メインスイッチ制御用とは逆位相の矩形波を同期整流用トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）１３２に出力する。
ＰＷＭコントロール回路１３３は、これら２つの逆位相の矩形波について、そのディーティ比を基準電圧Ｖrefに応じて変化させるフォードバック制御を行う。

正位相の矩形波が出力メインスイッチ用トランジスタ１３１に出力され、このトランジスタがスイッチ動作し、オン期間のみ入力から電流が出力（負荷）および分割抵抗１３５，１３６に流れる。これによりチョークコイル１３４および平滑コンデンサ１３７が充電される。
一方、出力メインスイッチ用トランジスタ１３１がオフするほぼ同時に、逆位相で駆動される同期整流用トランジスタ１３２がオンし、逆起電力によりオン状態の同期整流用トランジスタ１３２を介して瞬時にチョークコイル１３４および平滑コンデンサ１３７が放電される。

このように２つの逆位相で断続的にスイッチング動作する２つのトランジスタの中点電位は常に変動し得るが、出力電圧レベルは、チョークコイル１３４と平滑コンデンサ１３７により平滑化され一定値をとる。その出力電圧レベルは分割抵抗１３５と１３６により基準電圧Ｖrefに変換されてＰＷＭコントロール回路１３３に戻される。
起動直後や入力電圧（電源電圧）の変動などに起因して、基準電圧Ｖrefが出力を３.３Ｖとするための規定値より上がりすぎることがある。このときＰＷＭコントロール回路１３３は、出力メインスイッチ用トランジスタ１３１のオン期間の割合が今までより長くなるように出力している矩形波のディーティ比を変える。このため、いままでより単位時間当たりに分割抵抗１３５，１３６を流れる電流量が増えて、基準電圧Ｖrefが下げられる。
逆の場合は、出力メインスイッチ用トランジスタ１３１のオン期間がより短くなるような制御によって基準電圧Ｖrefが上げられる。
以上の結果として、外部出力端子１３９からは一定で安定した３.３Ｖの出力電圧が得られる。

図１１は、このような縦続接続された２つのトランジスタのそれぞれに対応して、並列接続された第１および第２トランジスタ対を設け、合計４つのトランジスタの配置例を示すデバイス内およびテスタ内の構成図である。なお、図１１においては、図１と同じ構成は、同一符号を付している。

図１に存在する第１トランジスタ２３に、新たに他の第１トランジスタ１４１を縦続接続させ、同様に、第２トランジスタ２４に、新たに他の第２トランジスタ１４２を縦続接続させている。なお、この新たに設けた第１および第２トランジスタ対１４１，１４２は、図１１においてはＮＭＯＳトランジスタとなっているが、これはインバータ出力段を想定したためであり、図１０に示す直流のダウンコンバート回路に適合させるにはＰＭＯＳトランジスタに変更するとよい。

以上のトランジスタの縦続接続構成に対応して、外部端子１４９、コンタクト・プローブ１５２、これにワイヤ１４７と１４８によって接続する２つのパッド１４５と１４６、ならびに、２つの電圧モニタ・スイッチ１４３と１４４を追加している。また、制御回路２２とデコード回路５１は、新たに設けた第１および第２トランジスタ対１４１と１４２、および、電圧モニタ・スイッチ１４３と１４４を付加的に制御できるように構成されている。

これによって、図１１に示すようにＩＣテスタの電圧源７２、電流源７４および電圧計７６を接続させた状態で、新たに設けた第１および第２トランジスタ対１４１と１４２に対しても、第１の実施の形態に記載した方法と同様に、その主要電流チャネルの抵抗を含む端子間電圧Ｒｘの測定が可能である。また、個々の抵抗の値も、第１の実施の形態に記載した方法と同様に測定可能である。
なお、この測定時に第１実施の形態では第２外部端子(「2nd」と表示)として機能していた外部端子３５が、ここでは第１外部端子(「(1st)」と表示)として共用されている。また、第１の実施の形態では第４パッド(「4th」と表示)として機能していたパッド３１が、ここでは第３パッド(「(3rd)」と表示)として共用されている。同様に、第１の実施の形態では第２パッド(「2nd」と表示)として機能していたパッド３２が、ここでは第１パッド(「(1st)」と表示)として共用されている。また、電圧モニタ・スイッチ４３と４４も第１および第４の実施の形態で共用されている。

以上述べてきた第１〜第４の実施の形態において、測定ステップのシーケンス（スイッチ制御の順序、タイミングなど）は、３線シリアルデータとしてＩＣテスタ側から入力した。
これに対し、このシーケンスを電子回路デバイス２０内の不図示のコンピュータベース構成、たとえばＣＰＵ(Central Processing Unit)あるいはマイクロコンピュータが、その内部（あるいは外部）に格納されているプログラムに記述されたものを用いて指示し、これを制御回路が実行するようにしてもよい。この場合、制御回路としては、とくに図示しないが多数のシフトレジスタによって、第１およびトランジスタを含む各スイッチを所定のタイミングで順次オンまたはオフさせる構成が採用可能である。

第１〜第４の実施の形態によれば、以下の利益が得られる。

本発明の実施の形態においては、プローブコンタクトと被テストデバイス(電子回路デバイス)の外部端子との接触で発生する、予測できない非常に不安定な接触抵抗による測定誤差を回避し、外部端子間から電子回路デバイス内部を見た時の等価抵抗値を精度よく測定することができる。

このため、絶え間なく保全を必要とする高価なプローブを使用する必要が無くなり、測定コストを抑えることができる。
また、測定のために増加する外部端子数を全体で１本とし、電子回路デバイスの外部端子の増加を抑制することができる。
テスト動作モード制御用の制御（デコード）回路は、電子回路デバイス内に従来からある通常動作モード制御用の制御（デコード）回路に、新たに必要な部分のみ追加した構成で実現できる。または、電子回路デバイス内に新規にテスト動作モード制御用の制御（デコード）回路を専用に装備しても実現できる。なお電子回路デバイス外部とのインターフェース構成は任意である。

とくに第１、第３および第４の本実施の形態においては、端子間抵抗Ｒｘのみならず、外部端子に等価的に並列に接続されている個々の内部抵抗（Ｒａ〜Ｒｄ）の値を知ることができる。また、全ての実施の形態において、外部端子の接触抵抗Rc1とRc2の値を知ることができる。
さらに、とくに第３の実施の形態（他の実施の形態でも可能）に示すように１つの外部端子に多数のワイヤが接続されている場合でも、わずか１本のワイヤの断線に起因した測定電圧差を有効に検出できる。

本発明は、２つの外部端子から電流を入出力して動作するトランジスタを内部に含む電子回路デバイスと、前記２つの外部端子間抵抗の測定ステップを含む電子回路デバイスの測定の用途に広く適用できる。

第１の実施の形態において、電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときにデバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。（Ａ）は１つの電圧モニタ・スイッチの回路シンボル、（Ｂ）は具体例としてのトランスファゲートの回路図である。また、（Ｃ）は、制御入力ノードに印加される電圧のレベルに応じてスイッチのオンとオフの動作の対応を示す図表である。第１の実施の形態における、第１および第２トランジスタ、４つの電圧モニタ・スイッチ、それらのフォースラインとセンスラインの等価回路図である。第１の実施の形態における測定方法の各ステップを示すフローチャートである。第２の実施の形態において、電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときにデバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。第２の実施の形態における、第１および第２トランジスタ、電圧モニタ・スイッチ、それらのフォースラインとセンスラインの等価回路図である。第３の実施の形態において、電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときにデバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。（Ａ）は端子間接続を行っていない通常のＢＧＡパッケージの断面図、（Ｂ）は端子間接続を行っている第３実施の形態に係るＢＧＡパッケージの断面図である。第３実施の形態における、第１および第２トランジスタ、電圧モニタ・スイッチ、それらのフォースラインとセンスラインの等価回路図である。デバイス内部回路の一例として、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータのダウンコンバート側部分を示す回路図である。第４の実施の形態において、縦続接続された２つのトランジスタのそれぞれに対応して、並列接続された第１および第２トランジスタ対を設けた配置例を示すデバイス内およびテスタ内の構成図である。特許文献１に記載の技術が適用された電子回路デバイスを測定のためにテスタに接続したときに、電子回路デバイス内およびテスタ内の主要構成を示す回路図である。図１２に示す回路の測定時の等価的な抵抗を示す回路図である。

符号の説明

２０…電子回路デバイス、２１…ＩＣチップ、２２…制御回路、２３…第１トランジスタ、２４…第２トランジスタ、２５…第１パッド、２６…第３パッド、２９…第１外部端子、３１…第４パッド、３２…第２パッド、３５…第２外部端子、４１〜４４…電圧モニタ・スイッチ、４６…電圧モニタ・パッド、４８…電圧モニタ用外部端子、５１…デコーダ回路、７２…電圧源、７４…電流源、７６，７６Ａ…電圧計、８１，８２…導体、１４１…第１トランジスタ、１４２…第２トランジスタ、１４３，１４４…電圧モニタ・スイッチ、１４９…第２外部端子、Ｒｘ…端子間抵抗、Ｒc1,Ｒc2…接触抵抗、Ron1,Ron2…オン抵抗、ＮＤin1〜ＮＤin4…内部ノード

Claims

第１外部端子と第２外部端子との間に直列に結合するトランジスタを内部回路に含む電子回路デバイスであって、
前記トランジスタが、前記第１外部端子と前記第２外部端子の間に並列に結合する第１および第２トランジスタによって形成され、
電圧モニタ用外部端子と、
前記第１および第２のトランジスタの少なくとも一方において、前記第１外部端子の対トランジスタ結合点と前記電圧モニタ用外部端子との間、前記第２外部端子の対トランジスタ結合点と前記電圧モニタ用外部端子との間にそれぞれ結合するように前記内部回路に形成されている少なくとも２つの電圧モニタ・スイッチと、
前記第１および第２トランジスタの一方をオンし他方をオフする動作、一方をオフし他方をオンする動作、双方をオンする動作を切り替える第１制御回路と、
前記少なくとも２つの電圧モニタ・スイッチのスイッチング動作を制御し、前記第１または第２外部端子の前記対トランジスタ結合点の電圧を前記電圧モニタ用外部端子から出力可能にする第２制御回路と、
を有する電子回路デバイス。
前記電圧モニタ・スイッチが、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタのそれぞれに対し２つずつ、合計４つ設けられている
請求項１に記載の電子回路デバイス。
前記第２制御回路は、前記第１制御回路の制御によってオンしている第１または第２トランジスタが接続されている第１または第２外部端子に共通に接続されている２つの電圧モニタ・スイッチのうち、前記オンしている第１または第２トランジスタ以外のもう片方の第１または第２トランジスタに接続されている電圧モニタ・スイッチをオンさせる
請求項２に記載の電子回路デバイス。
前記内部回路は、電子回路デバイスのパッケージに収容されている半導体集積回路であり、
前記半導体集積回路に、前記第１および第２トランジスタ、前記少なくとも２つの電圧モニタ・スイッチ、前記第１および第２制御回路、前記第１トランジスタが直列に結合している第１および第２パッド、前記第２トランジスタが直列に結合している第３および第４パッド、ならびに、前記少なくとも２つの電圧モニタ・スイッチに共通に結合している電圧モニタ・パッドが形成され、
前記第１および第３パッドの各々が、前記パッケージに設けられている１つの前記第１外部端子に対しワイヤによりパッケージ内部で接続され、
前記第２および第４パッドの各々が、前記パッケージに設けられている１つの前記第２外部端子に対しワイヤによりパッケージ内部で接続され、
前記電圧モニタ・パッドが前記電圧モニタ用外部端子にワイヤによりパッケージ内部で接続されている
請求項３に記載の電子回路デバイス。
前記第１〜第４パッドの各々、前記第１および第２外部端子の各々が複数設けられ、
複数の前記第１パッドが１つの前記第１外部端子に対しそれぞれワイヤにより接続され、複数の前記第３パッドが他の１つの前記第１外部端子に対しそれぞれワイヤにより接続され、
複数の前記第２パッドが１つの前記第２外部端子に対しそれぞれワイヤにより接続され、複数の前記第４パッドが他の１つの前記第２外部端子に対しそれぞれワイヤにより接続され、
前記複数の第１外部端子同士、前記複数の第２外部端子同士が、それぞれ、前記パッケージに形成されている導体により電気的に接続されている
請求項４に記載の電子回路デバイス。
第１外部端子と第２外部端子との間に直列に結合するトランジスタが、前記第１外部端子と前記第２外部端子の間に並列に結合する第１および第２トランジスタによって内部回路に形成されている電子回路デバイスに対し、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の抵抗を測定する電子回路デバイスの測定方法であって、
前記第１および第２トランジスタの各々に対し、前記第１外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチと、前記第２外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチとを前記内部回路に予め形成しておき、
前記測定において、
前記第１トランジスタに一定電流を流したときに、前記第２トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第１外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第１測定ステップと、
前記第１トランジスタに一定電流を流したときに、前記第２トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第２外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第２測定ステップと、
前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第１外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第３測定ステップと、
前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第２外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第４測定ステップと、
前記第１〜第４測定ステップで得られた測定結果に基づいて、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の端子間抵抗を算出する端子間抵抗算出ステップと、
を含む電子回路デバイスの測定方法。
前記第１〜第４測定ステップで得られた測定結果と、前記抵抗算出ステップにより得られた前記抵抗の値とに基づいて、前記第１および第２外部端子に電流を流すための接点を接触させるときの各接触抵抗、前記第１および第２外部端子から前記第１および第２トランジスタまでの各デバイス内抵抗、ならびに、前記第１および第２トランジスタのオン抵抗の各抵抗成分を算出する抵抗成分算出ステップを、
さらに含む請求項６に記載の電子回路デバイスの測定方法。
前記第１および第２外部端子の各々を複数設けている場合、複数の第１外部端子同士、複数の第２外部端子同士を前記回路デバイスのパッケージで予め電気的に接続しておき、
前記測定において、
前記第１〜第４測定ステップにそれぞれ対応し、前記一定電流を流している前記第１または第２トランジスタの２つの電流入出力ノードにおいて、その一方または他方の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第１〜第４の内部ノード測定ステップと、
前記第１〜第４の内部ノード測定ステップの測定結果と、前記第１〜第４の測定ステップの測定結果に基づいて、前記複数の第１外部端子、前記複数の第２外部端子に対する内部結線の未接続または断線を検出する結線不良の検出ステップと、
をさらに含む請求項６に記載の電子回路デバイスの測定方法。
第１外部端子と第２外部端子との間に直列に結合するトランジスタが、前記第１外部端子と前記第２外部端子の間に並列に結合する第１および第２トランジスタによって内部回路に形成されている電子回路デバイスに対し、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の抵抗を測定する電子回路デバイスの測定方法であって、
前記第１トランジスタに対し、前記第１外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチと、前記第２外部端子の電圧をモニタするときにオンする電圧モニタ・スイッチとを前記内部回路に予め形成しておき、
前記測定において、
前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第１外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第１測定ステップと、
前記第２トランジスタに一定電流を流したときに、前記第１トランジスタ側の対応する電圧モニタ・スイッチをオンすることによって、前記第２外部端子の電圧を、前記内部回路に予め形成している電圧モニタ・パッド、これに接続している電圧モニタ用外部端子を介して測定する第２測定ステップと、
前記第１および第２測定ステップの結果から、前記第１および第２外部端子に前記一定電流を流すための接点の接触抵抗を算出する接触抵抗算出ステップと、
前記第１トランジスタに接続されている２つの電圧モニタ・スイッチを共にオフし、前記第１および第２トランジスタの合計で前記一定電流の２倍の電流を流したときに、前記第１および第２外部端子に前記電流の入出力経路で電位差を測定する第３測定ステップと、
前記第３測定ステップの測定結果から、前記接触抵抗算出ステップで得られた接触抵抗を引いて、前記第１外部端子と前記第２外部端子との間の端子間抵抗を算出する端子間抵抗算出ステップと、
を含む電子回路デバイスの測定方法。