JP2006166145A - 非反転増幅器およびそれを備える受光アンプ素子ならびに光ピックアップ素子 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイナミックレンジを犠牲にすることなく、アーリー効果に起因する出力オフセット電圧を低減可能な非反転増幅器を実現する。
【解決手段】差動対の入力側のトランジスタＱ１１ａのコレクタ側にトランジスタＱ１２が備えられているアンプＢ２において、トランジスタＱ２のベース電位を調整する電位調整回路１を設ける。電位調整回路１は、トランジスタＱ１１ａのベースに入力される電圧が上昇すれば、トランジスタＱ１２のベースに入力する電圧を上昇させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、差動増幅器を用いた非反転増幅器に関し、特に光ディスク記録／再生装置の光ピックアップ素子における受光アンプ回路に用いる非反転増幅回路などの、出力オフセット電圧の仕様が求められる光増幅回路に用いられる非反転増幅器に係るものである。

光ディスク記録／再生装置は、再生／記録のためのレーザ光を光ディスクに照射する発光素子や、光ディスクからの反射光を受光する光ピックアップ素子を備えている。光ピックアップ素子は受光アンプ素子であり、その内部には、上記の反射光を受光したり、記録再生用光源としてのレーザ光源から出射されたレーザ光をモニタしたりして、電気信号に変換する受光素子（光電変換素子）と、光信号から変換された電気信号（光電変換信号）を増幅する受光アンプ回路とが設けられている。

図７は、光ディスク１０２の記録／再生装置１０１の記録再生光学系を説明するための図である。記録／再生装置１０１は、レーザダイオード１０３、コリメータレンズ１０４・１０６、ビームスプリッタ１０５、対物レンズ１０７、スポットレンズ１０８、光ピックアップ素子１０９、および、光ピックアップ素子１１０・１１１を備えている。光ピックアップ素子１１０と１１１とは、いずれか一方のみが備えられている場合もある。

ここで、記録再生用光源としての発光素子であるレーザダイオード１０３より出射されたレーザ光は、コリメータレンズ１０４において平行光とされ、ビームスプリッタ１０５において光路が９０°曲げられた後、コリメータレンズ１０６および対物レンズ１０７を介して、光ディスク１０２に照射される。そして、光ディスク１０２からの反射光は、上記対物レンズ１０７およびコリメータレンズ１０６からビームスプリッタ１０５を通過し、スポットレンズ１０８で集光されて、光ピックアップ素子１０９に入射される。光ピックアップ素子１０９は、入射した光信号から、情報信号を再生するとともに、トラッキングやフォーカシングサーボ用の信号を作成し、図示しない信号処理回路や制御回路などへ出力する。記録時には、レーザダイオード１０３からの出射光が、書き込むべきデータに対応して変調される。レーザダイオード１０３は、例えばＣＤ用が波長７８０ｎｍ、ＤＶＤ用が波長６５０ｎｍ、青色波長のものが４０５ｎｍである。

このように構成される光学系において、光ピックアップ素子１１０はレーザダイオード１０３の近傍の位置に設けられ、光ピックアップ素子１１１はビームスプリッタ１０５を介してレーザダイオード１０３と反対側の位置に設けられる。この光ピックアップ素子１１０・１１１によって、レーザダイオード１０３からの出射光の一部がモニタされ、該光ピックアップ素子１１０・１１１の出力をレーザダイオード１０３にフィードバックすることによって、レーザ光強度が最適な強度に調整される。

図８は、上記光ピックアップ素子１０９・１１０・１１１に備えられ、差動増幅回路を含む従来の受光アンプ回路１２１のブロック図を示している。受光アンプ回路１２１は、光電変換素子であるフォトダイオードＰＤと、そのフォトダイオードＰＤからの電流信号を電圧信号に変換する１段目のアンプＡ１と、１段目のアンプＡ１の出力を増幅する２段目のアンプＡ２とからなる。前段のアンプＡ１は差動アンプを構成しており、アンプ部ＯＰ１と入力抵抗Ｒｓと、前記フォトダイオードＰＤからの電流信号の電流−電圧変換も行う帰還抵抗（ゲイン抵抗）Ｒｆとを備えている。前記アンプ部ＯＰ１の正入力端子には入力抵抗Ｒｓを介して基準電位Ｖｒｅｆが入力され、負入力端子には前記フォトダイオードＰＤからの電流信号が入力されるとともに、前記帰還抵抗Ｒｆを介して該アンプ部ＯＰ１の出力がフィードバックされる。

一方、後段のアンプＡ２は非反転アンプの差動アンプを構成しており、アンプ部ＯＰ２と、オフセット電圧補正用の入力抵抗Ｒ１１・Ｒ２１と、分圧抵抗Ｒ１２・Ｒ２２とを備えている。前記アンプＡ１からの出力は、相互に並列に接続された入力抵抗Ｒ１１・Ｒ２１を介してアンプ部ＯＰ２の正入力端子に入力される。このアンプ部ＯＰ２の負入力端子には、該アンプ部ＯＰ２の出力が、基準電位Ｖｒｅｆとの間で分圧抵抗Ｒ１２・Ｒ２２によって分圧されて入力される。したがって、このアンプＡ２からは、前記アンプＡ１からの光入力に対応した出力電圧と、基準電位ＶｒｅｆとアンプＡ２の出力電圧Ｖｏｕｔとの分圧電圧との差分に対応した出力が導出され、前記フォトダイオードＰＤでの光入力による電圧変化分が、増幅されて出力されることになる。

図９に後段のアンプＡ２の従来の回路例を示す。アンプＡ２は入力段Ａ２１と出力段Ａ２２とからなる。入力段Ａ２１は、差動増幅回路の差動対を構成するトランジスタＱ１１ａ・Ｑ１１ｂ、トランジスタＱ１１ａ・Ｑ１１ｂの能動負荷となりカレントミラーを構成するトランジスタＱ１３・Ｑ１４、オフセット補償を行うためのトランジスタＱ１０・Ｑ１２・Ｑ１５・Ｑ１６・Ｑ１７、定電流源Ｉ０・Ｉ１、入力抵抗Ｒ１１・Ｒ２１、および、分圧抵抗Ｒ１２・Ｒ２２を備えている。出力段Ａ２２は、トランジスタＱ１８〜Ｑ２３、および、定電流源Ｉ２・Ｉ３を備えている。トランジスタＱ１１ａ・Ｑ１１ｂ・Ｑ１２・Ｑ１９・Ｑ２０・Ｑ２１はＮＰＮ型であり、トランジスタＱ１０・Ｑ１３・Ｑ１４・Ｑ１５・Ｑ１６・Ｑ１７・Ｑ１８・Ｑ２２・Ｑ２３はＰＮＰ型である。

入力段Ａ２１において、トランジスタＱ１１ａのベースは、図８に示すアンプＡ２の正入力端子となり、オフセット電圧補正用の前記入力抵抗Ｒ１１・Ｒ２１を介してアンプＡ２の入力端子ＩＮに接続されている。入力端子ＩＮは初段のアンプＡ１の出力端子に接続される。一方、前記トランジスタＱ１１ｂのベースは、図８に示すアンプＡ２の負入力端子となり、分圧抵抗Ｒ２２を介して基準電位Ｖｒｅｆが与えられるとともに、分圧抵抗Ｒ１２を介して出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされる。分圧抵抗Ｒ１２・Ｒ２２は、アンプＡ２のゲインを決定するゲイン抵抗である。

トランジスタＱ１１ａのエミッタとトランジスタＱ１１ｂのエミッタとは互いに接続されており、それらエミッタとＧＮＤとの間に定電流源Ｉ０が設けられている。トランジスタＱ１１ａのコレクタはトランジスタＱ１２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１２はトランジスタＱ１１ａのコレクタ側に挿入されたトランジスタである。トランジスタＱ１２のベースはトランジスタＱ１０のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタはトランジスタＱ１３のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１０のベースには基準電位Ｖｒｅｆが入力される。トランジスタＱ１０のエミッタと電源Ｖｃｃとの間に定電流源Ｉ４が設けられている。トランジスタＱ１０のコレクタはＧＮＤに接続されている。

トランジスタＱ１１ｂのコレクタと同電位の点Ｐは出力段Ａ２２のトランジスタＱ１８・Ｑ１９のベースに接続されているとともに、トランジスタＱ１５のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１５はトランジスタＱ１４のコレクタ側に挿入されたトランジスタである。トランジスタＱ１５のベースはトランジスタＱ１６のベースに接続されており、エミッタはトランジスタＱ１４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１６のベースとコレクタとは互いに接続されており、エミッタはトランジスタＱ１７のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１７のベースとコレクタとは互いに接続されており、エミッタは電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＱ１６のコレクタとＧＮＤとの間に定電流源Ｉ１が設けられている。

トランジスタＱ１３のベースとコレクタとは互いに接続されており、トランジスタＱ１３のベースとトランジスタＱ１４のベースとは互いに接続されている。トランジスタＱ１３のエミッタおよびトランジスタＱ１４のエミッタは電源Ｖｃｃに接続されている。

次に、出力段Ａ２２において、トランジスタＱ１８のエミッタはトランジスタＱ２０のベースおよびトランジスタＱ２１のベースに接続されている。トランジスタＱ１８のコレクタはＧＮＤに接続されている。また、トランジスタＱ１８のエミッタと電源Ｖｃｃとの間に定電流源Ｉ２が設けられている。トランジスタＱ１９のエミッタはトランジスタＱ２２のベースおよびトランジスタＱ２３のベースに接続されている。トランジスタＱ１９のコレクタは電源Ｖｃｃに接続されている。また、トランジスタＱ１９のエミッタとＧＮＤとの間に定電流源Ｉ３が設けられている。

トランジスタＱ２０のコレクタは電源Ｖｃｃに接続されており、トランジスタＱ２２のコレクタはＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ２０のエミッタとトランジスタＱ２２のエミッタとは互いに接続されており、その接続点ＦはアンプＡ２の出力電圧ＶｏｕｔをトランジスタＱ１１ｂにフィードバックする端子となっている。トランジスタＱ２１のコレクタは電源Ｖｃｃに接続されており、トランジスタＱ２３のコレクタはＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ２１のエミッタとトランジスタＱ２３のエミッタとは互いに接続されており、その接続点はアンプＡ２の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子ＯＵＴとなっている。

上記のように構成されるアンプＡ２のオフセット電圧について説明する。なお、以下の説明では、各ＮＰＮ型トランジスタおよび各ＰＮＰ型トランジスタの特性は共通であり、各トランジスタ間でのバラツキは考慮しないものとする。オフセット電圧を０［Ｖ］にするには、差動アンプの差動対（トランジスタＱ１１ａ・Ｑ１１ｂ）に流すコレクタ電流を等しくしなければならない。コレクタ電流が等しくならない（オフセット電圧が生じる）理由は、
（１） 差動対のトランジスタＱ１１ａおよびトランジスタＱ１１ｂのアーリー効果
（２） 能動負荷のトランジスタＱ１３およびトランジスタＱ１４のアーリー効果
（３） 能動負荷のトランジスタＱ１３およびトランジスタＱ１４のベース電流の誤差、ベース接地トランジスタとなっているトランジスタＱ１２およびトランジスタＱ１５のベース電流の出入り、および、出力につながるエミッタフォロアのトランジスタＱ１８およびトランジスタＱ１９のベース電流の出入り、
が挙げられる。

（１）および（２）に関しては、トランジスタのコレクタ電流が次式で表せる。
Ｉｃ＝Ｉｓ（１＋Ｖｃｅ／ＶＡ）ｅｘｐ（Ｖｂｅ／ＶＴ）
ここで、
Ｉｓ：トランジスタの逆方向飽和電流（トランジスタの構造等によって決定される定数）
Ｖｃｅ：トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ
ＶＡ：アーリー電圧（トランジスタの構造等によって決定される定数）
Ｖｂｅ：トランジスタのベース・エミッタ間電圧
ＶＴ：ｋＴ／ｑ（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷）で表される熱電圧
である。

従って、トランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅが等しい場合、コレクタ電流を等しくするには、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅを揃える必要がある。その方法として、従来は上記図９に示したベース接地のトランジスタＱ１２・Ｑ１５を用いている。

トランジスタＱ１０のベースに基準電位Ｖｒｅｆが入力されているので、エミッタフォロアを構成するトランジスタＱ１２のベース電位は基準電位Ｖｒｅｆよりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ高く、トランジスタＱ１２のエミッタ電位はトランジスタＱ１２のベース電位よりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低い。従って、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位は基準電位Ｖｒｅｆに等しくなる。すなわち、トランジスタＱ１２は、自身のベース電位によってトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を（トランジスタＱ１２のベース電位−ベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ）に決定する。

また、図９の点Ｐの電位は、出力端子ＯＵＴの電位（＝Ｖｏｕｔ）からトランジスタＱ２１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ上昇した値からトランジスタＱ１８のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ下降した値（＝Ｖｏｕｔ）に等しい。あるいは、出力端子ＯＵＴの電位ＶｏｕｔからトランジスタＱ２３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ下降した値からトランジスタＱ１９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ上昇した値（＝Ｖｏｕｔ）に等しい。従って、点Ｐの電位は、フォトダイオードＰＤに光信号が入力されないときは基準電位Ｖｒｅｆとなる。

このようにすると、フォトダイオードＰＤに光信号が入力されないときは、差動対を構成するトランジスタＱ１１ａおよびトランジスタＱ１１ｂのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが互いに等しくなる。

また、トランジスタＱ１７のベースとコレクタとが互いに接続されているので、トランジスタＱ１６のエミッタ電位は電源Ｖｃｃの電圧からベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低いＶｃｃ−Ｖｂｅとなる。従って、トランジスタＱ１５のベース電位はＶｃｃ−Ｖｂｅからベース・エミッタ間電圧だけ低いＶｃｃ−２Ｖｂｅとなり、能動負荷のトランジスタＱ１４のコレクタ電位はＶｃｃ−２Ｖｂｅよりベース・エミッタ間電圧だけ高いＶｃｃ−Ｖｂｅとなる。トランジスタＱ１３のベースとコレクタとは互いに接続されているので、トランジスタＱ１３のコレクタ電位は電源Ｖｃｃの電圧からベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低いＶｃｃ−Ｖｂｅとなる。従って、能動負荷を構成するトランジスタＱ１３およびトランジスタＱ１４のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅは互いに等しくなる。

従来は、以上のようにして、差動対のトランジスタＱ１１ａ・Ｑ１１ｂのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ、および、能動負荷のトランジスタＱ１３・Ｑ１４のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅをそれぞれ揃え、アーリー効果に起因するオフセット電圧を低減させている。

その他の方法として、様々な電圧調整回路等を用いてコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅを近づける方法が考案されている（例えば特許文献１〜５参照）。

（３）の各トランジスタのベース電流の差動対への流れ込み、流れ出しによるオフセット電圧の悪化を防ぐ従来の方法としては、それらのベース電流をキャンセルする様々な回路を付加することによってオフセット電圧を低減させることが提案されている（例えば特許文献６、７参照）。
特開平５−１４０７５号公報（１９９３年１月２１日公開） 特開平８−７０２２１号公報（１９９６年３月１２日公開） 特開平４−１２７７０３号公報（１９９２年４月２８日公開） 特開平４−１１９００５号公報（１９９２年４月２０日公開） 特開平４−１２９３０６号公報（１９９２年４月３０日公開） 特開２０００−１１４８８８号公報（２０００年４月２１日公開） 特開平８−１３０４２１号公報（１９９６年５月２１日公開）

しかしながら、図９に示したような差動増幅回路を用いた非反転増幅器であるアンプＡ２において、上記（１）の問題でベース接地のトランジスタＱ１２を挿入し、差動対のトランジスタＱ１１ａとトランジスタＱ１１ｂとのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅを揃えることは簡便な方法ではあるが、入力側のトランジスタＱ１１ａが飽和に入りやすいといった問題を持っている。トランジスタＱ１１ａの飽和について説明する。簡単のためトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは一定とする。

前段のアンプＡ１の出力は基準電位Ｖｒｅｆの値が基準であり、光信号が入力されないとき、アンプＡ１の出力はオフセット電圧が０［Ｖ］で、基準電位Ｖｒｅｆの値が出力されているものとする。オフセット電圧０［Ｖ］、すなわち後段のアンプＡ２の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電位Ｖｒｅｆの値になる場合を考える。前述したように、図９の点Ｐの電位は、光信号が入力されないときは基準電位Ｖｒｅｆとなる。よって、差動対のトランジスタＱ１１ａとトランジスタＱ１１ｂとのアーリー効果によるオフセット電圧を低減させるにはトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を基準電位Ｖｒｅｆにする必要があり、ベース接地のトランジスタＱ１２の入力（ベース）には定電位Ｖｒｅｆ＋Ｖｂｅを入力しなければならない。

この場合、トランジスタＱ１１ａにおける電位関係は、コレクタ：Ｖｒｅｆ、ベース：Ｖｉｎ（ベース電流は無視している）、エミッタ：Ｖｉｎ−Ｖｂｅとなる。ＶｉｎはＶｒｅｆ基準の信号なので、Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ＋△Ｖｉｎとおくと、トランジスタＱ１１ａのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅは、
Ｖｃｅ（Ｑ１１ａ）＝Ｖｒｅｆ−（Ｖｉｎ−Ｖｂｅ）
＝Ｖｒｅｆ−（Ｖｒｅｆ＋△Ｖｉｎ−Ｖｂｅ）
＝Ｖｂｅ−△Ｖｉｎ
となる。

光信号が入力され、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位に対してベース電位が上昇していくと、トランジスタＱ１１ａは飽和に入る。飽和電圧Ｖｃｅｓａｔ（Ｑ１１ａ）（最低コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ）＝０．２［Ｖ］、Ｖｂｅ＝０．８［Ｖ］とすると、
Ｖｃｅ（Ｑ１１ａ）＝Ｖｂｅ−△Ｖｉｎ≧Ｖｃｅｓａｔ（Ｑ１１ａ）
△Ｖｉｎ≦Ｖｂｅ−Ｖｃｅｓａｔ（Ｑ１１ａ）＝０．８−０．２＝０．６［Ｖ］
となり、入力のダイナミックレンジ（アンプＱ２に対して△Ｖｉｎを動かせる範囲）は０．６［Ｖ］以下となる。

よって例えば、Ｖｒｅｆ＝２．１［Ｖ］で最高出力電圧を４．０［Ｖ］まで確保したいという場合、後段のアンプＡ２のゲインを３倍より大きくする必要がある。その場合、ベース接地のトランジスタＱ１２はアーリー効果に起因するオフセット電圧を低減させる効果がある一方で、十分なダイナミックレンジを確保しようとすると、そのベース接地のトランジスタＱ１２を用いたことによりアンプＡ２のゲインを大きくする必要が生じる。すなわち、十分なダイナミックレンジを確保しようとすると、トランジスタＱ１２を用いたことが、総合してオフセット電圧の増加を招くことにつながりかねない。

本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、ダイナミックレンジを犠牲にすることなく、アーリー効果に起因する出力オフセット電圧を低減可能な非反転増幅器、およびそれを備える受光アンプ素子ならびに光ピックアップ素子を実現することである。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、差動増幅回路を備え、前記差動増幅回路に備えられる差動対の入力側トランジスタのコレクタ側に、当該コレクタ電位を自身のベース電位で決定するベース接地トランジスタが挿入された非反転増幅器において、前記ベース接地トランジスタのベース電位を調整する電位調整手段を備えていることを特徴としている。

上記の発明によれば、差動対の入力側トランジスタに信号が入力されるときに、入力電圧によりベース電位が上昇あるいは下降しても、電位調整手段によってベース接地トランジスタのベース電位を調整することにより入力側トランジスタのコレクタ電位を調整することができる。従って、入力側トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧が非常に小さくなることを避けることができる。それゆえ、従来のように入力側トランジスタが飽和に入りダイナミックレンジを制限してしまうことはない。

以上により、ダイナミックレンジを犠牲にすることなく、アーリー効果に起因する出力オフセット電圧を低減可能な非反転増幅器を実現することができるという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の出力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を前記ベース接地トランジスタのベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴としている。

上記の発明によれば、非反転増幅器の入力電圧従って入力側トランジスタの入力電圧の上昇に合わせて上昇し、下降に合わせて下降する非反転増幅器の出力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成する。この結果、ベース接地トランジスタのベース電位従って入力側トランジスタのコレクタ電位を、入力側トランジスタの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができるという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の入力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を前記ベース接地トランジスタのベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴としている。

上記の発明によれば、非反転増幅器の入力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成する。この結果、ベース接地トランジスタのベース電位従って入力側トランジスタのコレクタ電位を、入力側トランジスタの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができるという効果を奏する。

また、高域が不安定になり、発振を起こすことを避けることができるので、非反転増幅器の安定性が増すという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の出力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を、積分器を介して前記ベース接地トランジスタの前記ベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴としている。

上記の発明によれば、非反転増幅器の入力電圧従って入力側トランジスタの入力電圧の上昇に合わせて上昇し、下降に合わせて下降する非反転増幅器の出力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成する。この結果、ベース接地トランジスタのベース電位従って入力側トランジスタのコレクタ電位を、入力側トランジスタの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができるという効果を奏する。

また、電位調整手段で作成された電位調整用電圧は、積分器を介してベース接地トランジスタのベースに入力されるので、積分器により必要のない高周波成分がカットされ、非反転増幅器の安定性が増すという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の入力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を、積分器を介して前記ベース接地トランジスタの前記ベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴としている。

上記の発明によれば、非反転増幅器の入力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成する。この結果、ベース接地トランジスタのベース電位従って入力側トランジスタのコレクタ電位を、入力側トランジスタの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができるという効果を奏する。

また、電位調整手段で作成された電位調整用電圧は、積分器を介してベース接地トランジスタのベースに入力されるので、積分器により必要のない高周波成分がカットされ、非反転増幅器の安定性が増すという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の前記出力電圧に等しい電圧を入力電圧とするエミッタフォロアの出力電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴としている。

上記の発明によれば、電位調整用電圧は非反転増幅器の出力電圧よりベース・エミッタ間電圧分だけ高い電位あるいは低い電位となるので、入力側トランジスタのコレクタ電位は非反転増幅器の出力電圧に等しくなる。従って、非反転増幅器の入力電圧の大きさに関わらず、入力側トランジスタと差動対の他方のトランジスタとのコレクタ・エミッタ間電圧が揃い、アーリー効果によるオフセット電圧の悪化を防ぐことができるという効果を奏するとともに、出力のリニアリティを改善することができるという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の前記出力電圧を用いて前記出力電圧に依存した電流を作成し、前記電流をカレントミラーで所定場所へ伝達し、前記所定場所で前記電流を用いて前記電流に依存した電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴としている。

上記の発明によれば、電位調整手段は、非反転増幅器の出力電圧を一旦電流に変換し、カレントミラーで所定場所へ伝達して再度電圧に変換することで電位調整用電圧を作成する。従って、電位調整用電圧を、非反転増幅器の出力電圧以外にも任意に設定することができるので、入力側トランジスタのコレクタ電位を任意に調整することができ、オフセット電圧を微調整することが可能となるという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の前記入力電圧に等しい電圧を入力電圧とするエミッタフォロアの出力電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴としている。

上記の発明によれば、電位調整用電圧は非反転増幅器の入力電圧よりベース・エミッタ間電圧分だけ高い電位あるいは低い電位となるので、入力側トランジスタのコレクタ電位は非反転増幅器の入力電圧に等しくなる。この結果、入力側トランジスタのコレクタ電位を、入力側トランジスタの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に実現することができるという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、前記電位調整手段は、前記非反転増幅器の前記入力電圧を用いて前記入力電圧に依存した電流を作成し、前記電流をカレントミラーで所定場所へ伝達し、前記所定場所で前記電流を用いて前記電流に依存した電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴としている。

上記の発明によれば、電位調整手段は、非反転増幅器の入力電圧を一旦電流に変換し、カレントミラーで所定場所へ伝達して再度電圧に変換することで電位調整用電圧を作成する。従って、電位調整用電圧を、非反転増幅器の出力電圧以外にも任意に設定することができるので、入力側トランジスタのコレクタ電位を任意に調整することができ、オフセット電圧を微調整することが可能となるという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、上記課題を解決するために、１．０倍〜３．０倍の範囲内のゲインを設定するゲイン抵抗を備えていることを特徴としている。

上記の発明によれば、オフセット電圧の仕様が厳しくゲインを大きくすることができないがゆえにゲインが１．０倍〜３．０倍の範囲内となっている非反転増幅器において、オフセット電圧を低減することができ、且つ十分なダイナミックレンジを確保することができるという効果を奏する。

本発明の受光アンプ素子は、上記課題を解決するために、前記非反転増幅器を、光電変換素子の光電変換信号を増幅するアンプとして備えていることを特徴としている。

上記の発明によれば、出力オフセット電圧が低減され、十分なダイナミックレンジを確保することのできる受光アンプ素子を実現することができるという効果を奏する。

本発明の光ピックアップ素子は、上記課題を解決するために、前記受光アンプ素子からなり、光ディスクの記録再生光学系の光を受光することを特徴としている。

上記の発明によれば、出力オフセット電圧が低減され、十分なダイナミックレンジを確保することのできる光ピックアップ素子を実現することができるという効果を奏する。

本発明の非反転増幅器は、以上のように、前記ベース接地トランジスタのベース電位を調整する電位調整手段を備えているので、ダイナミックレンジを犠牲にすることなく、アーリー効果に起因する出力オフセット電圧を低減可能な非反転増幅器を実現することができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態について、図１ないし図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、前記背景技術で述べた部材と同一の符号を付した部材は、特に説明しない限り同一の機能を有するものとする。

図１に、本実施の形態に係る非反転増幅器としてのアンプＢ２の構成を示す。アンプＢ２は、例えば前記図８で述べた受光アンプ回路１２１のアンプＡ１の後段に接続可能なアンプであり、入力段Ｂ２１と出力段Ｂ２２とを備えている。入力段Ｂ２１は、前記図９のアンプＡ２の入力段Ａ２１において、トランジスタＱ１０および定電流源Ｉ４の代わりに電位調整回路１を備えた構成である。出力段Ｂ２２は、前記図９のアンプＡ２の出力段Ａ２２と同一の構成である。

電位調整回路（電位調整手段）１は、差動対の入力側トランジスタ、すなわち前段のアンプＡ１から増幅対象となる入力信号Ｖｉｎが入力されるトランジスタＱ１１ａのコレクタ側に挿入されている、ベース接地のトランジスタＱ１２の入力端子（ベース）の電位を調整する。電位調整回路１は、フォトダイオードＰＤに光信号が入力とされると、トランジスタＱ１１ａのベース電位の上昇に合わせてトランジスタＱ１２のベース電位を上昇させ、トランジスタＱ１１ａのベース電位の下降に合わせてトランジスタＱ１２のベース電位を下降させる。このような構成にすれば、アンプＢ２に入力信号Ｖｉｎが入力されて、トランジスタＱ１１ａのベース電位が上昇してもトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位も上昇するために、従来例で示したようにトランジスタＱ１１ａがすぐに飽和に入り、ダイナミックレンジを制限してしまうようなことはない。

次に、前記電位調整回路１の第１の具体的構成例について説明する。

図２に、図１のアンプＢ２の電位調整回路１を電位調整回路（電位調整手段）１１とした構成を示す。電位調整回路１１は、出力段Ｂ２２の出力電圧Ｖｏｕｔを基準にしてトランジスタＱ１２のベースに入力する電位調整用電圧を作成する。

電位調整回路１１は、トランジスタＱ２４・Ｑ２５・Ｑ２６と定電流源Ｉ５とを備えている。トランジスタＱ２４はＮＰＮ型であり、トランジスタＱ２５・Ｑ２６はＰＮＰ型である。トランジスタＱ２４のベースはトランジスタＱ１８のエミッタに接続されており、トランジスタＱ２０・Ｑ２１のベースと同電位である。トランジスタＱ２４のコレクタは電源Ｖｃｃに接続されており、エミッタはトランジスタＱ２５のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２５のベースはトランジスタＱ１９のエミッタに接続されており、トランジスタＱ２２・Ｑ２３のベースと同電位である。トランジスタＱ２５のコレクタはＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ２４のエミッタとトランジスタＱ２５のエミッタとの接続点を点Ｅとすると、トランジスタＱ２６のベースは点Ｅに接続されている。トランジスタＱ２６のエミッタは、電位調整回路１１の出力端子Ｇに接続されており、コレクタはＧＮＤに接続されている。定電流源Ｉ５は電源ＶｃｃとトランジスタＱ２６のエミッタとの間に設けられている。

上記の構成のアンプＢ２において、点Ｅは、出力端子ＯＵＴにおける出力電圧Ｖｏｕｔからエミッタフォロアを構成するトランジスタＱ２１のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ上昇し、エミッタフォロアを構成するトランジスタＱ２４のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ下降した電位となる点である。従って、トランジスタＱ２６のベース電位はＶｏｕｔとなる。電位調整回路１１の出力端子Ｇは、エミッタフォロアを構成するトランジスタＱ２６のベース電位からベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ上昇した電位となる点なので、電位調整回路１１の出力電圧Ｖａ＝Ｖｏｕｔ＋Ｖｂｅとなる。

出力電圧（電位調整用電圧）ＶａはトランジスタＱ１２のベースに入力され、また、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位Ｖｃ（Ｑ１１ａ）は、トランジスタＱ１２のベース電位からベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ下降した電位となるので、
Ｖｃ（Ｑ１１ａ）＝Ｖａ−Ｖｂｅ＝Ｖｏｕｔ＋Ｖｂｅ−Ｖｂｅ＝Ｖｏｕｔ
になる。一方、トランジスタＱ１１ｂのコレクタ電位Ｖｃ（Ｑ１１ｂ）は、前述したようにＶｏｕｔになっているため、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎの大きさに関わらず、すなわち、前段のアンプＡ１への光信号の入力の有無に関わらず常に、差動対を構成するトランジスタＱ１１ａとトランジスタＱ１１ｂとのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが揃い、アーリー効果によるオフセット電圧の悪化を防ぐことができるとともに、出力のリニアリティを改善することができる。

また、トランジスタＱ１１ａのベース電位が上昇するような入力電圧Ｖｉｎが入力端子ＩＮに入力されても、電位調整回路１１によりトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位も上昇するので、トランジスタＱ１１ａのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが非常に小さくなることを避けることができる。それゆえ、従来のようにトランジスタＱ１１ａが飽和に入りダイナミックレンジを制限してしまうことはない。

また、電位調整回路１１は、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎ従ってトランジスタＱ１１ａの入力電圧の上昇に合わせて上昇し、下降に合わせて下降するアンプＢ２の出力電圧Ｖｏｕｔを基準にして出力電圧Ｖａを作成する。この結果、トランジスタＱ１２のベース電位従ってトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を、トランジスタＱ１１ａの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができる。

次に、前記電位調整回路１の第２の具体的構成例について説明する。

図３に、図１のアンプＢ２の電位調整回路１を電位調整回路（電位調整手段）１２とした構成を示す。電位調整回路１２は、出力段Ｂ２２の出力電圧Ｖｏｕｔを基準にしてトランジスタＱ１２のベースに入力する電位調整用電圧を作成する。

電位調整回路１２は、トランジスタＱ３０・Ｑ３１・Ｑ３２・Ｑ３３・Ｑ３４・Ｑ３５・Ｑ３６、抵抗Ｒ３・Ｒ４、および、定電流源Ｉ６を備えている。トランジスタＱ３０・Ｑ３２・Ｑ３３・Ｑ３６はＮＰＮ型であり、トランジスタＱ３１・Ｑ３４・Ｑ３５はＰＮＰ型である。トランジスタＱ３０のベースはトランジスタＱ１８のエミッタに接続されており、トランジスタＱ２０・Ｑ２１のベースと同電位である。トランジスタＱ３０のコレクタは電源Ｖｃｃに接続されており、エミッタはトランジスタＱ３１のエミッタに接続されている。トランジスタＱ３１のベースはトランジスタＱ１９のエミッタに接続されており、トランジスタＱ２２・Ｑ２３のベースと同電位である。トランジスタＱ３１のコレクタはＧＮＤに接続されている。

トランジスタＱ３０のエミッタとトランジスタＱ３１のエミッタとの接続点を点Ｈとすると、抵抗Ｒ３の一端は点Ｈに接続されており、他端はトランジスタＱ３２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３２のベースとトランジスタＱ３３のベースとは互いに接続されている。また、トランジスタＱ３２のベースは自身のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３２・Ｑ３３のエミッタはＧＮＤに接続されている。これにより、トランジスタＱ３２・Ｑ３３はカレントミラーを構成している。トランジスタＱ３３のコレクタはトランジスタＱ３４のコレクタに接続されている。

トランジスタＱ３４のベースとトランジスタＱ３５のベースとは互いに接続されている。トランジスタＱ３４のベースは自身のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３４・Ｑ３５のエミッタは電源Ｖｃｃに接続されている。これにより、トランジスタＱ３４・Ｑ３５はカレントミラーを構成している。トランジスタＱ３５のコレクタは電位調整回路１２の出力端子Ｊに接続されている。出力端子ＪはトランジスタＱ１２のベースに接続されている。

定電流源Ｉ６は、電源Ｖｃｃと出力端子Ｊとの間に設けられている。抵抗Ｒ４の一端は出力端子Ｊに接続されており、他端はトランジスタＱ３６のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３６のベースとコレクタとは互いに接続されており、エミッタはＧＮＤに接続されている。これにより、トランジスタＱ３６はダイオード接続されたトランジスタとなっている。

上記の構成のアンプＢ２において、点Ｈの電位は、実施例１の点Ｅと同様に、出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔに等しい。従って、抵抗Ｒ３にかかる電圧はＶｏｕｔ−Ｖｂｅ［Ｖ］であるため、抵抗Ｒ３に流れる電流は（Ｖｏｕｔ−Ｖｂｅ）／Ｒ３［Ａ］となる。ただし、ここでも簡単のためトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは一定とし、ベース電流を無視する。この電流が、カレントミラーを構成するトランジスタＱ３２・Ｑ３３およびトランジスタＱ３４・Ｑ３５を介して電位調整回路１２の出力段に流し込まれるので、抵抗Ｒ４には上記の電流（Ｖｏｕｔ−Ｖｂｅ）／Ｒ３［Ａ］と定電流Ｉ６（便宜上、定電流源Ｉ６の符号で代用する）［Ａ］との和が流れる。ただし、出力端子ＪからトランジスタＱ１２へ流れるベース電流は無視している。よって、出力電圧（電位調整用電圧）Ｖａ［Ｖ］は、トランジスタＱ３６のベース・エミッタ間電圧ＶｂｅとＲ４の電圧降下分ＶＲ４とを足せばよいので、
Ｖａ＝Ｖｂｅ＋ＶＲ４
＝Ｖｂｅ＋｛（Ｖｏｕｔ−Ｖｂｅ）／Ｒ３＋Ｉ６｝×Ｒ４
となる。ここでＲ３＝Ｒ４となるように抵抗値を設定すれば、
Ｖａ＝Ｉ６×Ｒ３＋Ｖｏｕｔ
となる。またＩ６×Ｒ３＝Ｖｂｅとなるように、定電流源Ｉ６の電流値または抵抗Ｒ３の抵抗値を調整すれば、Ｖａ＝Ｖｏｕｔ＋Ｖｂｅとなり、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎの大きさに関わらず、すなわち、前段のアンプＡ１への光信号の入力の有無に関わらず常に、差動対を構成するトランジスタＱ１１ａとトランジスタＱ１１ｂとのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが揃い、アーリー効果によるオフセット電圧の悪化を防ぐことができるとともに、出力のリニアリティを改善することができる。

また、トランジスタＱ１１ａのベース電位が上昇するような入力電圧Ｖｉｎが入力端子ＩＮに入力されても、電位調整回路１１によりトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位も上昇するので、トランジスタＱ１１ａのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが非常に小さくなることを避けることができる。それゆえ、従来のようにトランジスタＱ１１ａが飽和に入りダイナミックレンジを制限してしまうことはない。

また、図２の回路では電位調整回路１１の出力電圧Ｖａは、Ｖｏｕｔ＋Ｖｂｅ［Ｖ］と固定であったが、図３の構成にすれば、Ｖａを、Ｒ３、Ｒ４、および、Ｉ６の調整により、任意に設定することができる。従って、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を任意に調整することができ、オフセット電圧を微調整することが可能となる。これは、電位調整回路１２が、アンプＢ２の出力電圧Ｖｏｕｔを用いて出力電圧Ｖｏｕｔに依存した電流（Ｖｏｕｔ−Ｖｂｅ）／Ｒ３を作成し、当該電流をカレントミラーで電位調整回路１２の出力段という所定場所へ伝達し、当該所定場所で前記電流を用いて前記電流に依存した電圧を出力電圧Ｖａとして作成していることによる。

このように、電位調整回路１２は、アンプＢ２の出力電圧Ｖｏｕｔを一旦電流（Ｖｏｕｔ−Ｖｂｅ）／Ｒ３に変換し、カレントミラーで所定場所へ伝達して再度電圧に変換することで出力電圧Ｖａを作成する。従って、出力電圧Ｖａを、アンプＢ２の出力電圧Ｖｏｕｔ以外にも任意に設定することができる。

また、電位調整回路１２は、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎ従ってトランジスタＱ１１ａの入力電圧の上昇に合わせて上昇し、下降に合わせて下降するアンプＢ２の出力電圧Ｖｏｕｔを基準にして出力電圧Ｖａを作成する。この結果、トランジスタＱ１２のベース電位従ってトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を、トランジスタＱ１１ａの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができる。

次に、前記電位調整回路１の第３の具体的構成例について説明する。

図４に、図１のアンプＢ２の電位調整回路１を電位調整回路（電位調整手段）１３とした構成を示す。

実施例１および２の回路構成では、電位調整回路１１・１２は、アンプＢ２の出力電圧Ｖｏｕｔを基準に出力電圧Ｖａを作成している。この場合、電位調整回路１１・１２の出力端子Ｇ・Ｊは、トランジスタＱ１２を介し、差動対の入力側のトランジスタＱ１１ａのコレクタに接続されるので、出力が入力に還ることになる。よって、高域が不安定になり、発振を起こす可能性がある。高い周波数特性が求められる増幅器には使用できない。

この問題をクリアする方法として、本実施例の電位調整回路１３は、入力段Ｂ２１への入力電圧Ｖｉｎ（前段のアンプＡ１の出力電圧）を基準にしてトランジスタＱ１２のベースに入力する電位調整用電圧を作成する。電位調整回路１３は、トランジスタＱ４０と定電流源Ｉ７とを備えている。トランジスタＱ４０はＰＮＰ型であり、ベースはアンプＢ２の入力端子ＩＮに接続されている。トランジスタＱ４０のエミッタは電位調整回路１３の出力端子Ｋに接続されており、コレクタはＧＮＤに接続されている。定電流源Ｉ７は電源ＶｃｃとトランジスタＱ４０のエミッタとの間に設けられている。

この場合、電位調整回路１３の出力端子Ｋの出力電圧（電位調整用電圧）Ｖａは、入力端子ＩＮへの入力電圧Ｖｉｎからエミッタフォロアを構成するトランジスタＱ４０のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ高いので、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位は、入力電圧Ｖｉｎに等しくなる。従って、入力電圧Ｖｉｎが上昇すれば、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位も上昇することになり、従来のようにトランジスタＱ１１ａが飽和に入りダイナミックレンジを制限してしまうことはない。

また、電位調整回路１３は、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎを基準にして出力電圧Ｖａを作成するので、トランジスタＱ１２のベース電位従ってトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を、トランジスタＱ１１ａの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができる。

また、上記電位調整回路１３を備えた構成とすれば、出力を入力に直接還す構成にはならないので、発振の可能性を低減できる。従って、出力電圧ＶａをアンプＢ２への入力電圧を基準にして作成するように電位調整回路を構成すれば、高域が安定したオフセット電圧を低減・調整できる差動増幅器が実現できる。

次に、前記電位調整回路１の第４の具体的構成例について説明する。

図５に、図１のアンプＢ２の電位調整回路１を電位調整回路（電位調整手段）１５とした構成を示す。電位調整回路１５は、出力電圧ＶａをアンプＢ２への入力電圧Ｖｉｎを基準にして作成する。

電位調整回路１５は、トランジスタＱ５０・Ｑ５１・Ｑ５２・Ｑ５３・Ｑ５４、抵抗Ｒ５・Ｒ６、および、定電流源Ｉ８を備えている。トランジスタＱ５０・Ｑ５１・Ｑ５４はＮＰＮ型であり、トランジスタＱ５２・Ｑ５３はＰＮＰ型である。

抵抗Ｒ５の一端はアンプＢ２の入力端子ＩＮに接続されており、他端はトランジスタＱ５０のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５０のベースとトランジスタＱ５１のベースとは互いに接続されている。また、トランジスタＱ５０のベースは自身のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５０・Ｑ５１のエミッタはＧＮＤに接続されている。これにより、トランジスタＱ５０・Ｑ５１はカレントミラーを構成している。トランジスタＱ５１のコレクタはトランジスタＱ５２のコレクタに接続されている。

トランジスタＱ５２のベースとトランジスタＱ５３のベースとは互いに接続されている。トランジスタＱ５２のベースは自身のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５２・Ｑ５３のエミッタは電源Ｖｃｃに接続されている。これにより、トランジスタＱ５２・Ｑ５３はカレントミラーを構成している。トランジスタＱ５３のコレクタは電位調整回路１５の出力端子Ｌに接続されている。出力端子ＬはトランジスタＱ１２のベースに接続されている。

定電流源Ｉ８は、電源Ｖｃｃと出力端子Ｌとの間に設けられている。抵抗Ｒ６の一端は出力端子Ｌに接続されており、他端はトランジスタＱ５４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５４のベースとコレクタとは互いに接続されており、エミッタはＧＮＤに接続されている。これにより、トランジスタＱ５４はダイオード接続されたトランジスタとなっている。

上記の構成のアンプＢ２において、抵抗Ｒ５にかかる電圧はＶｉｎ−Ｖｂｅ［Ｖ］であるため、抵抗Ｒ５に流れる電流は（Ｖｉｎ−Ｖｂｅ）／Ｒ５［Ａ］となる。ただし、ここでも簡単のためトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは一定とし、ベース電流を無視する。この電流が、カレントミラーを構成するトランジスタＱ５０・Ｑ５１およびトランジスタＱ５２・Ｑ５３を介して電位調整回路１５の出力段に流し込まれるので、抵抗Ｒ６には上記の電流（Ｖｉｎ−Ｖｂｅ）／Ｒ５［Ａ］と定電流Ｉ８（便宜上、定電流源Ｉ８の符号で代用する）［Ａ］との和が流れる。ただし、出力端子ＬからトランジスタＱ１２へ流れるベース電流は無視している。よって、出力電圧（電位調整用電圧）Ｖａ［Ｖ］は、トランジスタＱ５４のベース・エミッタ間電圧ＶｂｅとＲ６の電圧降下分ＶＲ６とを足せばよいので、
Ｖａ＝Ｖｂｅ＋ＶＲ６
＝Ｖｂｅ＋｛（Ｖｉｎ−Ｖｂｅ）／Ｒ５＋Ｉ８｝×Ｒ６
となる。ここでＲ５＝Ｒ６となるように抵抗値を設定すれば、
Ｖａ＝Ｉ８×Ｒ５＋Ｖｉｎ
となる。またＩ８×Ｒ５＝Ｖｂｅとなるように、Ｉ８の電流値またはＲ５の抵抗値を調整すれば、Ｖａ＝Ｖｉｎ＋Ｖｂｅとなり、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位は入力電圧Ｖｉｎに等しくなる。従って、実施例３と同様、従来のようにトランジスタＱ１１ａが飽和に入りダイナミックレンジを制限してしまうことはない。

また、図４の回路では電位調整回路１３の出力電圧Ｖａは、Ｖｉｎ＋Ｖｂｅ［Ｖ］と固定であったが、図５の構成にすれば、Ｖａを、Ｒ５、Ｒ６、および、Ｉ８の調整により、任意に設定することができる。従って、トランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を任意に調整することができ、オフセット電圧を微調整することが可能となる。これは、電位調整回路１５が、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎを用いて入力電圧Ｖｉｎに依存した電流（Ｖｉｎ９−Ｖｂｅ）／Ｒ５を作成し、当該電流をカレントミラーで電位調整回路１５の出力段という所定場所へ伝達し、当該所定場所で前記電流を用いて前記電流に依存した電圧を出力電圧Ｖａとして作成していることによる。

このように、電位調整回路１５は、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎを一旦電流（Ｖｉｎ−Ｖｂｅ）／Ｒ５に変換し、カレントミラーで所定場所へ伝達して再度電圧に変換することで出力電圧Ｖａを作成する。従って、出力電圧Ｖａを、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎ以外にも任意に設定することができる。

また、電位調整回路１５は、アンプＢ２の入力電圧Ｖｉｎを基準にして出力電圧Ｖａを作成するので、トランジスタＱ１２のベース電位従ってトランジスタＱ１１ａのコレクタ電位を、トランジスタＱ１１ａの入力電圧の上昇に合わせて上昇させ、下降に合わせて下降させることを容易に行うことができる。

また、高域を安定させるために、図６に示した積分器（ローパスフィルタ）１４を電位調整回路１１・１２・１３・１５の出力とトランジスタＱ１２のベースとの間に組み込んでもよい。積分器１４は、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ１４とを備えている。抵抗Ｒ１４の一端は電位調整回路１１・１２・１３・１５の出力端子Ｇ・Ｊ・Ｋ・Ｌに接続され、他端はトランジスタＱ１２のベースに接続される。コンデンサＣ１４の一端は抵抗Ｒ１４の上記他端に接続され、他端はＧＮＤに接続される。このローパスフィルタの遮断周波数ｆｃは、ｆｃ＝１／（２π×Ｒ１４×Ｃ１４）で表されるので、例えばＲ１４＝５ｋΩ、Ｃ１４＝０．５ｐＦのときはｆｃ＝１０６ＭＨｚとなる。このようにすれば、電位調整回路の出力電圧Ｖａは積分器１４を介してトランジスタＱ１２のベースに入力されるので、積分器１４により必要のない高周波成分をカットすることができ、アンプＢ２の安定性が増す。

以上、各実施例について述べた。

以上に示したベース接地トランジスタの入力端子（ベース）の電圧を増加させる電圧調整手段を備えることを特徴とする非反転増幅器は、オフセット電圧の仕様が厳しく、良好なノイズ特性や周波数特性が求められる場合等の、後段ゲインを大きくすることができない場合に非常に有効となる。特に、後段ゲインを１．０倍から３．０倍程度で使用する場合にダイナミックレンジを犠牲にすることなく、オフセット電圧を低減することが可能となるので、十分なダイナミックレンジを確保することができる。

また、アンプＢ２の差動対がＰＮＰ型のトランジスタで構成されている場合には、従来、差動対の入力側トランジスタへの入力電圧が下降したときにＮＰＮ型のトランジスタの場合と同様に飽和の問題が生じる。しかしこの場合には、入力側トランジスタのコレクタ側にＰＮＰ型のベース接地トランジスタを挿入し、そのベース電位を電位調整手段で調整するようにすれば、やはり入力側トランジスタが飽和に入りダイナミックレンジを制限してしまうことを避けることができる。また、この場合、電位調整手段の出力電圧（電位調整用電圧）をエミッタフォロアにより作成するときは、エミッタフォロアをＮＰＮ型のトランジスタにより構成し、当該トランジスタのベース電位よりベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低い電位の出力電圧を得るようにすればよい。

また、上述した非反転増幅器は、図８のような受光アンプ回路に適用することが可能である。さらに、そのようにして構成された受光アンプ回路を用いて受光アンプ素子を構成し、図７に示すような光ピックアップ素子として使用することができる。これにより、出力オフセット電圧が低減され、十分なダイナミックレンジを確保することのできる受光アンプ素子および光プックアップ素子を実現することができる。

本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、光ディスク記録／再生装置の光ピックアップ素子における受光アンプ回路に好適に使用できる。

本発明の実施形態を示すものであり、非反転増幅器の要部構成を示す回路ブロック図である。 図１の第１の実施例を示すものであり、非反転増幅器の要部構成を示す回路ブロック図である。 図１の第２の実施例を示すものであり、非反転増幅器の要部構成を示す回路ブロック図である。 図１の第３の実施例を示すものであり、非反転増幅器の要部構成を示す回路ブロック図である。 図１の第４の実施例を示すものであり、非反転増幅器の要部構成を示す回路ブロック図である。 電位調整手段とベース接地トランジスタとの間に積分器が設けられた構成を示す回路ブロック図である。 従来技術を示すものであり、光ディスクの記録／再生装置の光学系の構成を示す図である。 図７の光学系に備えられる光ピックアップ素子の受光アンプ回路の構成を示す回路ブロック図である。 図７の受光アンプ回路に備えられる非反転増幅器の要部構成を示す回路ブロック図である。

符号の説明

１、１１、１２、１３、１５
電位調整回路（電位調整手段）
１４ 積分器
１０９、１１０、１１１
光ピックアップ素子（受光アンプ素子）
Ｂ２ アンプ（非反転増幅器）
ＰＤ フォトダイオード（光電変換素子）
Ｑ１１ａ トランジスタ（入力側トランジスタ）
Ｑ１２ トランジスタ（ベース接地トランジスタ）
Ｖａ 出力電圧（電位調整用電圧）
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｒ１２、Ｒ２２ 抵抗（ゲイン抵抗）

Claims (12)

1. 差動増幅回路を備え、前記差動増幅回路に備えられる差動対の入力側トランジスタのコレクタ側に、当該コレクタ電位を自身のベース電位で決定するベース接地トランジスタが挿入された非反転増幅器において、
   前記ベース接地トランジスタのベース電位を調整する電位調整手段を備えていることを特徴とする非反転増幅器。
2. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の出力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を前記ベース接地トランジスタのベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅器。
3. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の入力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を前記ベース接地トランジスタのベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅器。
4. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の出力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を、積分器を介して前記ベース接地トランジスタの前記ベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅器。
5. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の入力電圧を基準にして電位調整用電圧を作成し、前記電位調整用電圧を、積分器を介して前記ベース接地トランジスタの前記ベースに入力することにより前記ベース電位を調整することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅器。
6. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の前記出力電圧に等しい電圧を入力電圧とするエミッタフォロアの出力電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴とする請求項２または４に記載の非反転増幅器。
7. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の前記出力電圧を用いて前記出力電圧に依存した電流を作成し、前記電流をカレントミラーで所定場所へ伝達し、前記所定場所で前記電流を用いて前記電流に依存した電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴とする請求項２または４に記載の非反転増幅器。
8. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の前記入力電圧に等しい電圧を入力電圧とするエミッタフォロアの出力電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴とする請求項３または５に記載の非反転増幅器。
9. 前記電位調整手段は、
   前記非反転増幅器の前記入力電圧を用いて前記入力電圧に依存した電流を作成し、前記電流をカレントミラーで所定場所へ伝達し、前記所定場所で前記電流を用いて前記電流に依存した電圧を前記電位調整用電圧として作成することを特徴とする請求項３または５に記載の非反転増幅器。
10. １．０倍〜３．０倍の範囲内のゲインを設定するゲイン抵抗を備えていることを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の非反転増幅器。
11. 請求項１ないし１０のいずれかに記載の非反転増幅器を、光電変換素子の光電変換信号を増幅するアンプとして備えていることを特徴とする受光アンプ素子。
12. 請求項１１に記載の受光アンプ素子からなり、光ディスクの記録再生光学系の光を受光することを特徴とする光ピックアップ素子。

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