JP4417034B2 - 基準電圧発生装置、受光アンプ回路および光ディスク装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧を分圧する抵抗とトランジスタとを備える基準電圧発生回路であって、特にＣＤ、ＤＶＤ等を記録または再生する光ディスク装置に用いられる差動増幅器の基準電圧発生に好適な基準電圧発生回路に係り、トランジスタにベース電流補償を行うことにより基準電圧の変動を少なくした基準電圧発生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
光ディスク装置におけるピックアップ部には、光ディスクから反射した光を受光して電気信号に変換した後、その電気信号に所定の処理を施す集積回路が内蔵されている。この集積回路において、差動増幅器で用いられる基準電圧は、外部電圧源から与えられるのが一般的であった。このような従来の差動増幅器を含む差動増幅回路の一例を図６に示す。
【０００３】
この差動増幅回路では、受光フォトダイオードＰＤで受光された光が光電流変換され、受光フォトダイオードＰＤの出力電流がアンプ部１０１で電圧に変換・増幅される。そして、アンプ部１０１の出力がアンプ部１０２で基準電圧Ｖref と比較増幅されることにより、出力電圧Ｖout が得られる。
【０００４】
しかし、このような差動増幅回路においては、基準電圧Ｖrefを変動させると出力電圧Ｖoutも変動するため、後段に接続されるＩＣにより要求される電圧や検査工程により要求される電圧を満足させることができない虞がある。そこで、後段のＩＣの要求を満たすため、差動増幅回路内部に基準電圧発生回路を設けることが考えられる。
【０００５】
その基準電圧発生回路の一例として、例えば、非特許文献１に記載されたワイドラー型バンドギャップ基準電圧回路が挙げられる。この基準電圧回路を図７に示す。
【０００６】
基準電圧回路は、トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と、抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３とからなるワイドラー型カレントミラー回路を有している。この基準電圧回路では、上記カレントミラー回路の出力電圧Ｖoutが、トランジスタＱ１０３のベース−エミッタ間電圧と、２つのトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のベース−エミッタ間電圧の差に比例する電圧とを加算した値になるように、帰還ループによって回路の動作点が決められている。すなわち、出力電圧Ｖoutは、トランジスタＱ１０３のベース−エミッタ間電圧と抵抗Ｒ１０２の電圧降下分との和になると見なすことができる。ここで、トランジスタＱ１０２のコレクタ電流がエミッタ電流とほぼ等しいことから、抵抗Ｒ１０２での電圧降下は、抵抗Ｒ１０３での電圧降下に（Ｒ１０２／Ｒ１０３）を掛けた値となる。また、この抵抗Ｒ１０３での電圧降下は、トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のベース−エミッタ間電圧の差に等しい。
【０００７】
Ｖout ＝ＶBE(Ｑ103)＋（Ｒ102/Ｒ103）ＶT・ln（N）
∂Ｖout/∂T ＝∂ＶBE(Ｑ103)/∂T＋（Ｒ102/Ｒ103）ln（N）・∂ＶT/∂T
なお、ＮはトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のエミッタ面積比で決まる定数であり、ＶT はＶT ＝ｋＴ／ｑ（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子荷）で表される熱起電力であり、ＶBEは、トランジスタＱ１０３のベース−エミッタ間電圧である。また、Ｒ１０２，Ｒ１０３はそれぞれ抵抗Ｒ１０２，１０３の抵抗値を表す。
【０００８】
この回路の利点は、抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３およびＮを適当に設定すれば、温度依存性の小さい基準電圧を発生することが可能となることである。
【０００９】
図８は、抵抗比により基準電圧を生成する基準電圧発生回路を示している。
【００１０】
この基準電圧発生回路では、電流源ＣＳ１１１から供給された基準電流がトランジスタＱ１１１のコレクタ電流として流れ込む。トランジスタＱ１１１に流れるコレクタ電流は、ベース電流分を無視すると基準電流と等しい。このコレクタ電流は、トランジスタＱ１１１，Ｑ１１２からなるカレントミラー回路においてカレントミラー反転されることにより、トランジスタＱ１１１のエミッタ面積とトランジスタＱ１１２のエミッタ面積との比に応じてトランジスタＱ１１２のコレクタ電流となる。このトランジスタＱ１１２のコレクタ電流は、同じくベース電流分を無視すれば、同一量の電流がトランジスタＱ１１３のエミッタ電流およびトランジスタＱ１１４のコレクタ電流として流れる。
【００１１】
また、トランジスタＱ１１３とトランジスタＱ１１５とはカレントミラー回路を構成しているので、トランジスタＱ１１５には、トランジスタＱ１１３のエミッタ電流（基準電流）がカレントミラー反転された電流が流れる。トランジスタＱ１１４およびトランジスタＱ１１６のベース電流は、電源電圧＋Ｖccを発生する電圧源から抵抗Ｒ１１１を介して供給される。そのため、抵抗Ｒ１１１には、トランジスタＱ１１４とトランジスタＱ１１６のベース電流を供給する必要があり、その電流供給分だけ電源電圧Ｖccが変動する。
【００１２】
なお、図８の基準電圧発生回路とは異なるが、抵抗比によって分圧された電圧を発生する回路としては、特許文献２に開示された回路が挙げられる。
【００１３】
【特許文献１】
特開平１１−１５５４６号公報（公開日：１９９９年１月２２日）
【００１４】
【特許文献２】
特開昭５８−１１２１１２号公報（公開日：１９８３年７月４日）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７のワイドラー型バンドギャップ基準電圧回路では、出力電圧Ｖout がＱ１０３のベース−エミッタ間電圧ＶBE（約０．８Ｖ）とＫＶT（約０．２〜０．４Ｖ）との和となるため（Ｋは定数）、出力電圧Ｖoutが１．０〜１．２Ｖ程度と狭いことにより、幅広いレンジをカバーするには不向きであった。
【００１６】
一方、図８の基準電圧発生回路では、電源電圧Ｖccの変動により、抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２を流れる電流が変動すると、それに伴い、トランジスタＱ１１４，Ｑ１１６のベース電流が変化するので、トランジスタＱ１１６のベース−エミッタ間電圧も変動する。このため、出力電圧Ｖoutを差動アンプの安定した基準電圧として用いるのは困難である。
【００１７】
また、この基準電圧発生回路では、抵抗Ｒ１１１と抵抗Ｒ１１２との抵抗比およびトランジスタＱ１１６のベース−エミッタ間電圧から基準電圧が決まるため、例えば、抵抗Ｒ１１１および抵抗Ｒ１１２を、上記の抵抗比を保ちつつ数Ω程度の抵抗値を有する抵抗を用いることも可能ではある。しかしながら、その場合、抵抗に流れる電流が大きくなりすぎるため（〜数Ａ）、この基準電圧発生回路を実際のＩＣで用いることは、電流値が大きすぎ、かつ抵抗による温度上昇を考慮すれば現実的ではない。
【００１８】
以上のように、従来の技術では幅広いレンジにおいて精度良い基準電圧を得ることが困難であった。
【００１９】
そこで、本発明は、広いレンジにおいて精度の高い基準電圧発生装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の基準電圧発生装置は、上記の課題を解決するために、基準電流を流す第１のトランジスタと、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタ、その反転された電流をカレントミラー反転させるためにカレントミラー回路を構成する第３および第４のトランジスタ、前記第３のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流す第５のトランジスタ、前記第４のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流し、前記第５のトランジスタとベース同士で接続されている第６のトランジスタ、および電源ラインとグランドラインとの間に直列に接続され、その接続部が前記第５および第６のトランジスタのベースに接続された第１および第２の抵抗を有する基準電圧発生回路と、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第７のトランジスタ、該第７のトランジスタと同量の電流が流れる第８のトランジスタ、前記電源ラインから流れる電流を該第８のトランジスタのベースに供給する第９のトランジスタ、および第８のトランジスタのベースに供給する電流をカレントミラー反転させて前記第５および第６のトランジスタのベースに供給するために第９のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１０のトランジスタを有するベース電流補償回路とを備えていることを特徴としている。
【００２１】
上記の構成では、定電流源等から供給された基準電流が、第１および第７のトランジスタからなるカレントミラー回路によりカレントミラー反転されて、ベース電流補償回路において第８のトランジスタに流れる。第８のトランジスタのベース電流は、第７のトランジスタのコレクタ電流を第８のトランジスタの電流増幅率で除した値になり、第９のトランジスタのコレクタ電流とほぼ等しい。カレントミラー回路を構成する第９および第１０のトランジスタを介して、基準電圧発生回路において、第５および第６のトランジスタのベースには第８のトランジスタのベース電流と等しい電流が供給される。これにより、第１の抵抗を介して電源ラインから第５および第６のトランジスタのベース電流を得る必要がなくなり、また第５および第６のトランジスタへのベース電流の供給が第１の抵抗に流れる電流値に依存しにくくなる。それゆえ、第３のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の変動が小さくなる。
【００２２】
前記基準電圧発生装置は、前記第１のトランジスタのエミッタ面積が１であり、前記第７のトランジスタのエミッタ面積がＭであり、前記第２のトランジスタのエミッタ面積がＮであり、前記第５のトランジスタのエミッタ面積がＸであり、前記第６のトランジスタのエミッタ面積がＹであり、前記第９のトランジスタのエミッタ面積がＡであり、前記第１０のエミッタ面積がＢであるとき、
１×Ｍ／Ａ＝Ｎ×（１＋Ｙ／Ｘ）／Ｂ （Ｘ，Ｙ＞０）
という関係を満たすことが好ましい。
【００２３】
以上の関係式を満たすように第１、第２、第５、第６、第７、第９および第１０のトランジスタを選ぶことにより、第５および第６のトランジスタは、第１の抵抗を介して電圧源からベース電流を得る必要がなくなり、またトランジスタへのベース電流の供給が抵抗に流れる電流値に依存しなくなる。これにより、第３のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の変動が大幅に小さくなる。
【００２４】
前記基準電圧発生装置は、前記第１および第２の抵抗が同じ種類の抵抗（例えば、同種の拡散抵抗やポリシリコン抵抗）からなることが好ましい。これにより、抵抗の温度係数が同じになるため、その結果、前記第１の抵抗と第２の抵抗との抵抗値の比が一定に保たれ、温度変化に対する基準電圧の変動が抑制される。
【００２５】
前記基準電圧発生装置において、前記基準電圧発生回路は、前記第５のトランジスタと前記電源ラインとの間に接続される第１１のトランジスタ、および前記第６のトランジスタと前記電源ラインとの間に接続される第１２のトランジスタをさらに有し、前記ベース電流補償回路は、前記電源ラインから流れる電流を前記第１１および第１２のベースに電流を供給する第１３のトランジスタ、および前記第５および第６のトランジスタのベースに電流を供給するために前記第１３のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１４のトランジスタを前記第７ないし第１０のトランジスタの代わりに有することが好ましい。
【００２６】
このような構成では、基準電圧発生回路において、第１１のトランジスタに第５のトランジスタと同量の電流が流れ、第１２のトランジスタに第６のトランジスタと同量の電流が流れる。そのため、第５および第６のトランジスタのベース電流の和と第１１および第１２のトランジスタのベース電流の和とは等しい。それゆえ、第１の抵抗を流れる電流より第５および第６のトランジスタのベース電流を補償する必要がない。従って、第１および第２の抵抗を流れる電流が一定になるので、基準電圧の変動を抑制できる。
【００２７】
前記のいずれの基準電圧発生装置においても、前記基準電圧発生回路は、前記第２の抵抗と前記グランドラインとの間に接続されたダイオードをさらに有することが好ましい。これにより、温度変化に対し影響の少ない基準電圧発生回路を提供できる。このように、ダイオードを設けることにより、温度変化に対して基準電圧の変動を抑制することができる。
【００２８】
本発明の受光アンプ回路は、前記の何れかの基準電圧発生装置と、光ディスクからの反射光を受光して電流に変換する光電流変換部と、前記基準電圧発生装置から出力された基準電圧に基づいて、該光電流変換部からの電流を電圧に変換するとともに、該電圧を増幅するアンプ部とを備えていることを特徴としている。さらに、本発明の光ディスク装置は、前記受光アンプ回路を備えていることを特徴としている。
【００２９】
これにより、安定した基準電圧を用いてアンプ部での増幅を行うことができ、受光アンプ回路の動作を安定させることができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図１ないし図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００３１】
図１は、本実施の形態に係る基準電圧発生装置の構成を示している。
【００３２】
図１に示す基準電圧発生装置は、ベース電流補償回路１と、基準電圧発生回路２と、定電流源ＣＳ１と、トランジスタＱ１とを備えている。
【００３３】
ベース電流補償回路１は、トランジスタＱ２〜Ｑ５を有している。トランジスタＱ２のベースがトランジスタＱ１のベースに接続されることにより、トランジスタＱ１，Ｑ２はカレントミラー回路を構成する。トランジスタＱ１は、コレクタとベースとが接続され、エミッタがグランドライン（ＧＮＤ）に接続されている。トランジスタＱ２は、エミッタがグランドラインに接続され、コレクタがトランジスタＱ３のエミッタに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、電源電圧Ｖccの電源ラインに接続されている。
【００３４】
トランジスタＱ４，Ｑ５は、コレクタがともに電源ラインに接続されるとともに、ベースが互いに接続されることにより、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ４のコレクタは、自身のベースとトランジスタＱ３とに接続されている。
【００３５】
基準電圧発生回路２は、トランジスタＱ６〜Ｑ１０および抵抗Ｒ１，Ｒ２を有している。トランジスタＱ６，Ｑ７は、コレクタがともに電源ラインに接続されるとともに、ベースが互いに接続されることにより、カレントミラー回路を構成している。また、トランジスタＱ６，Ｑ７のベースは、トランジスタＱ５のコレクタに接続されている。抵抗Ｒ１は、電源ラインとトランジスタＱ６，Ｑ７のベースとの間に接続され、抵抗Ｒ２は、グランドラインとトランジスタＱ６，Ｑ７のベースとの間に接続されている。基準電圧発生回路２の出力電圧Ｖout は、トランジスタＱ７のエミッタに現れる。
【００３６】
トランジスタＱ８のエミッタはトランジスタＱ６のエミッタに接続され、トランジスタＱ９のエミッタはトランジスタＱ７のエミッタに接続されている。トランジスタＱ８，Ｑ９のベースは互いに接続され、トランジスタＱ８のベースとコレクタとが接続されている。トランジスタＱ１０は、コレクタがトランジスタＱ８のコレクタに接続され、エミッタがグランドラインに接続され、ベースがトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに接続されている。
【００３７】
上記のように構成される基準電圧発生装置において、定電流源ＣＳ１により供給された基準電流は、トランジスタＱ１に流れ込む電流と等しい。そのため、トランジスタＱ１，Ｑ２により構成されるカレントミラー回路では、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃとして、トランジスタＱ１のコレクタ電流にトランジスタＱ１とトランジスタＱ２とのエミッタ面積比を乗じた大きさの電流が流れる。例えば、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２とのエミッタ面積比が１：４である場合、定電流源ＣＳ１の電流Ｉ１を１００μＡとすると、トランジスタＱ１からトランジスタＱ３に供給されるベース電流分を無視すれば、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃは、
となる。
【００３８】
このトランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ３のエミッタとを接続することにより、このトランジスタＱ３のエミッタ電流は、トランジスタＱ２のコレクタ電流と等しい。従って、トランジスタＱ３のベース電流は、トランジスタＱ２のコレクタ電流をトランジスタＱ３の電流増幅率ｈfeで除した値になる。例えば、このトランジスタＱ３の電流増幅率を１００とすると、先に求めたトランジスタＱ２のコレクタ電流＝４００μＡの場合、トランジスタＱ３のベース電流Ｉｂは、
となる。
【００３９】
トランジスタＱ３のベース電流とトランジスタＱ４のコレクタ電流は、ほぼ等しく、またカレントミラー構成されたトランジスタＱ４とトランジスタＱ５とでは、それらのエミッタ面積が同じであればコレクタ電流が等しくなる。そのため、トランジスタＱ６，Ｑ７のベースにはトランジスタＱ３のベース電流と等しい電流が供給される。これにより、トランジスタＱ６，Ｑ７は、トランジスタＱ５からベース電流の供給を受けることになり、トランジスタＱ６，Ｑ７へのベース電流の供給が抵抗Ｒ１に流れる電流値に依存しにくくなる。それゆえ、トランジスタＱ８のベース−エミッタ間電圧の変動が小さくなる。
【００４０】
ここで、トランジスタＱ８とトランジスタＱ９とのエミッタ面積比は、トランジスタＱ６とトランジスタＱ７とのエミッタ面積比と等しく設定される。
【００４１】
また、トランジスタＱ１のエミッタ面積が１、トランジスタＱ２のエミッタ面積がＭ、トランジスタＱ１０のエミッタ面積がＮ、トランジスタＱ６のエミッタ面積がＸ、トランジスタＱ７のエミッタ面積がＹであるとき、以下の関係式を満たすようにそれぞれのエミッタ面積を設定すればよい。
【００４２】
１×Ｍ＝Ｎ×（Ｘ＋Ｙ） （Ｘ，Ｙ＞０） ・・・・・・（＊）
以上の関係式を満たすようにトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０を選べば、トランジスタＱ６，Ｑ７は、抵抗Ｒ１を介して電圧源からベース電流を得る必要がなくなり、またトランジスタＱ６，Ｑ７へのベース電流の供給が抵抗Ｒ１に流れる電流値にほとんど依存しなくなる。これにより、トランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９のベース−エミッタ間電圧の変動が大幅に小さくなる。
【００４３】
なお、Ｙ＞Ｘの関係を満たすエミッタ面積をもつトランジスタＱ６，Ｑ７を選ぶことにより、トランジスタＱ７のベース−エミッタ間電圧が１のエミッタ面積により生成されるベース−エミッタ間電圧が並列に複数接続された効果と同等の効果を得ることができる。それゆえ、トランジスタの整合性ばらつきによるベース−エミッタ間電圧の変動を抑制し精度向上に寄与する。
【００４４】
例として、トランジスタＱ１のエミッタ面積が１、トランジスタＱ２のエミッタ面積が４、トランジスタＱ１０のエミッタ面積が１、トランジスタＱ７のエミッタ面積が１、トランジスタＱ７のエミッタ面積が３、トランジスタＱ８のエミッタ面積が１、トランジスタＱ９のエミッタ面積が３であるとする。電流源ＣＳ１の定電流が１００μＡであればトランジスタＱ１のコレクタ電流は１００μＡとなり、トランジスタＱ２のコレクタ電流は４００μＡとなる。そのため、トランジスタＱ２のコレクタ電流とトランジスタＱ３のエミッタ電流は等しくなる。
【００４５】
トランジスタＱ３の電流増幅率を１００とすると、トランジスタＱ３のベース電流は４μＡとなる。このとき、トランジスタＱ４とトランジスタＱ５とが同じエミッタ面積を持つトランジスタとしておけば、トランジスタＱ５のコレクタ電流は４μＡとなる。一方、トランジスタＱ１０を流れるコレクタ電流は１００μＡとなる。従って、トランジスタＱ８のエミッタ電流は１００μＡとなり、トランジスタＱ９のエミッタ電流は３００μＡとなる。従って、トランジスタＱ６のエミッタ電流は１００μＡとなり、トランジスタＱ７のエミッタ電流は３００μＡとなり、電流増幅率を１００とすると、それぞれのベース電流は１μＡ，３μＡになる。よって、そのベース電流の和は４μＡとなる。一方、この値を先に求めたトランジスタＱ５のコレクタ電流と等しくすることによって、ベース電流が過不足なくベース電流補償回路１より供給される。よって、出力電圧Ｖout は、次式のようになる。
【００４６】
Ｖout＝Ｖcc×Ｒ１/（Ｒ１＋Ｒ２）−ＶBE(Ｑ７)
また、トランジスタＱ４とトランジスタＱとのエミッタ面積比がＡ：Ｂであるときの式（＊）は、次式のようになる。
【００４７】
１×Ｍ／Ａ＝Ｎ×（１＋Ｙ／Ｘ）／Ｂ
本実施の形態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２が同じ種類の抵抗（例えば、同種の拡散抵抗やポリシリコン抵抗）からなる。これにより、抵抗の温度係数が同じになる結果、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比が一定に保たれるので、温度変化に対する基準電圧の変動が抑制される。これは、後述する第２の実施の形態における抵抗Ｒ２１，Ｒ２２（図２参照）についても同様である。
【００４８】
図２は、第２の実施形態に係る基準電圧発生装置を示している。
【００４９】
図２に示す基準電圧発生装置は、ベース電流補償回路２１と、基準電圧発生回路２２と、定電流源ＣＳ２１と、トランジスタＱ２１とを備えている。
【００５０】
ベース電流補償回路２１は、トランジスタＱ２２〜Ｑ２５を有している。
【００５１】
トランジスタＱ２２，Ｑ２３のコレクタは、それぞれ電源電圧Ｖccの電源ラインに接続されている。トランジスタＱ２２，Ｑ２３のベースは互いに接続され、トランジスタＱ２２のベースとコレクタとが接続されている。これにより、トランジスタＱ２２，Ｑ２３はカレントミラー回路を構成している。
【００５２】
基準電圧発生回路２２は、トランジスタＱ２４〜Ｑ３０および抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を有している。
【００５３】
トランジスタＱ２４，Ｑ２５は、ともに電源ラインに接続されるとともに、それぞれのベースがトランジスタＱ２２のコレクタに接続されることにより、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ２６のコレクタはトランジスタＱ２４のエミッタに接続され、トランジスタＱ２７のコレクタはトランジスタＱ２５のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２６，Ｑ２７のベースがともにトランジスタＱ２３のコレクタに接続されている。これにより、トランジスタＱ２６，Ｑ２７は、カレントミラー回路を構成している。
【００５４】
抵抗Ｒ２１は、電源ラインとトランジスタＱ２６，Ｑ２７のベースとの間に接続され、抵抗Ｒ２２は、グランドラインとトランジスタＱ２６，Ｑ２７のベースとの間に接続されている。基準電圧発生回路２２の出力電圧Ｖout は、トランジスタＱ２７のエミッタに現れる。
【００５５】
トランジスタＱ２８のエミッタはトランジスタＱ２６のエミッタに接続され、トランジスタＱ２９のエミッタはトランジスタＱ２７のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２８，Ｑ２９のベースは互いに接続され、トランジスタＱ２８のベースとコレクタとが接続されている。トランジスタＱ３０は、コレクタがトランジスタＱ２８のコレクタに接続され、エミッタがグランドラインに接続され、ベースがトランジスタＱ２１のベースに接続されている。トランジスタＱ２１のベースとコレクタとは互いに接続されている。
【００５６】
上記のように構成される基準電圧発生装置において、定電流源ＣＳ２１により生成された電流は、カレントミラー構成されたトランジスタＱ２１，Ｑ３０において、トランジスタＱ３０のコレクタ電流Ｉｃとしてカレントミラー反転される。その電流値は、トランジスタＱ２１のコレクタ電流にトランジスタＱ２１，Ｑ３０のエミッタ面積比に乗じた電流が流れる。このトランジスタＱ３０のコレクタを流れる電流値とトランジスタＱ２８のコレクタ電流とはほぼ等しく、カレントミラー構成されたトランジスタＱ２８，Ｑ２９において、トランジスタＱ２９のコレクタには、トランジスタＱ２８のコレクタ電流にトランジスタＱ２８，Ｑ２９のエミッタ面積比に乗じた電流が流れる。トランジスタＱ２６，Ｑ２７のエミッタ電流は、トランジスタＱ２４，Ｑ２５のエミッタ電流と同じである。
【００５７】
そのため、トランジスタＱ２６，Ｑ２７のベース電流の和とトランジスタＱ２４，Ｑ２５のベース電流の和とは等しい。従って、本実施の形態においても、抵抗Ｒ２１を流れる電流よりトランジスタＱ２６，Ｑ２７のベース電流を補償する必要がない。これにより、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を流れる電流も一定になるので、基準電圧の変動を抑制できる。
【００５８】
また、本基準電圧発生装置は、ベース電流補償回路２１におけるトランジスタの数が第１の実施形態の基準電圧発生装置のベース電流補償回路２におけるトランジスタの数よりも２つ少ない。これにより、集積回路として構成された基準電圧発生装置のチップサイズをより小さくすることができる。しかも、本基準電圧発生装置では、ベース電流補償回路２１の電流がトランジスタＱ３０のコレクタ電流に支配されているので、第１の実施形態の基準電圧発生装置では、トランジスタＱ２，Ｑ３の整合性が狂った場合、所望のベース電流補償できなくなることから本実施形態の基準電圧発生装置の方が特性的には有利である。
【００５９】
図３は、第３の実施形態に係る基準電圧発生装置を示している。
【００６０】
図３に示す基準電圧発生装置は、第１の実施形態の基準電圧発生装置における基準電圧発生回路２にトランジスタＱ１１が追加されている。このトランジスタＱ１１は、抵抗Ｒ２とグランドラインとの間に接続されている。また、トランジスタＱ１１は、ベースとコレクタとが互いに接続されることにより、ダイオードとして機能する。
【００６１】
トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧ＶBE（Ｑ11）の温度係数がマイナスの場合、温度上昇前の電圧Ｖｘ１は、次式で表される。なお、式を簡単にするために、ＶBE（Ｑ11）を単にＶBEと表す。
Ｖｘ１＝ＶBE＋（Ｖcc−ＶBE）×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（１）
一方、温度上昇後のベース−エミッタ間電圧ＶBE（Ｑ11）の変化量を−ΔＶBE）ΔＶBE＞０）とし、電圧Ｖｘ１の変化分をΔＶｘ１とし、温度上昇後の電圧Ｖｘ１をＶｘｈ１とすると、電圧Ｖｘｈ１は、次式で表される。
式（２）から式（１）を両辺について減じると、電圧変化分ΔＶｘ１は次のようにして求められる。
ΔＶｘ１＝−ΔＶBE×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＜０ …（３）
したがって、電圧Ｖｘ１は、温度上昇によって低下する。
【００６２】
出力電圧Ｖoutは、トランジスタＱ７のベース−エミッタ間電圧ＶBE（Ｑ7）の温度係数がマイナスの場合、温度上昇前の電圧Ｖｘ１は、次式で表される。なお、式を簡単にするために、ＶBE（Ｑ7）を単にＶBEと表す。
Ｖout ＝Ｖｘ１−ＶBE …（４）
一方、温度上昇後の出力電圧Ｖoutの変化量をΔＶoutとし、温度上昇後の出力電圧Ｖoutｈとすると、出力電圧Ｖoutｈは次式で表される。
式（５）から式（４）を両辺について減じると、電圧変化分ΔＶoutは次のようにして求められる。
ΔＶout＝ΔＶBE×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＞０ …（６）
したがって、出力電圧Ｖoutは温度上昇によって上昇する。
【００６３】
ここで、抵抗Ｒ１，Ｒ２の温度係数の正負に関わらず、出力電圧Ｖoutは上昇するが、抵抗Ｒ１，Ｒ２が温度係数の同じ抵抗で構成されていれば、式（６）の電圧比（ΔＶout／ΔＶBE）は一定に保たれる。それゆえ、抵抗Ｒ１，Ｒ２の温度係数の正負は問題とならない。ただし、（Ｒ１＋Ｒ２）をＲ２に対して比較的大きな値にしておけば、出力電圧Ｖoutの変動を抑制することができる。
【００６４】
図４は、第４の実施形態に係る基準電圧発生装置を示している。
【００６５】
図４に示す基準電圧発生装置は、第２の実施形態の基準電圧発生装置における基準電圧発生回路２２にトランジスタＱ３１が追加されている。このトランジスタＱ３１は、抵抗Ｒ２４とグランドラインとの間に接続されている。また、トランジスタＱ３１は、ベースとコレクタとが互いに接続されることにより、ダイオードとして機能する。
【００６６】
この実施形態においても、第３の実施形態と同様に、トランジスタの温度係数がマイナスである場合、温度が上昇すると、電圧Ｖｘ２は、温度上昇によって低下する一方、抵抗Ｒ１，Ｒ２の温度係数の正負に関わらず、出力電圧Ｖoutは上昇する。また、同様に、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２が温度係数の同じ抵抗で構成されていれば、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の温度係数の正負は問題とならない。ただし、（Ｒ２１＋Ｒ２２）をＲ２２に対して比較的大きな値にしておけば、出力電圧Ｖoutの変動を抑制することができる。
【００６７】
以上に述べたように、各実施形態に示したベース電流補償回路１，２１を有する基準電圧発生装置が発生する基準電圧Ｖref は安定しており、これにより、従来の回路と同等の性能を有する。
【００６８】
図５は、第５の実施形態に係る光ディスク装置を示している。
【００６９】
図５に示す光ディスク装置は、レーザーダイオード５１と、ビームスプリッタ５２と、受光アンプ回路５３とを備えている。
【００７０】
また、受光アンプ回路５３は、集積化された受光アンプ素子として構成されており、アンプ部５４，５５、ベース電流補償回路５６、基準電圧発生回路５７、受光フォトダイオードＰＤ、定電流源ＣＳおよびトランジスタＱを有している。ベース電流補償回路５６は、第１または第３の実施形態のベース電流補償回路１もしくは第２または第４の実施形態のベース電流補償回路２１である。基準電圧発生回路５７は、第１または第３の実施形態の基準電圧発生回路２もしくは第２または第４の実施形態の基準電圧発生回路２２である。
【００７１】
アンプ部５４は、差動増幅器ＡＭＰ１、入力抵抗Ｒｓ１および帰還抵抗Ｒｆ１を有している。アンプ部５５は、差動増幅器ＡＭＰ２、入力抵抗Ｒｓ２、入力抵抗Ｒｓ３および帰還抵抗Ｒｆ２を有している。
【００７２】
アンプ部５４において、受光フォトダイオードＰＤは、アノードが接地されるとともに、カソードが差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続されている。差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子には、入力抵抗Ｒｓ１を介して外部電源からの基準電圧ＶREFが入力される。差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子との間には、帰還抵抗Ｒｆ１が接続されている。アンプ部５５において、差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子には、入力抵抗Ｒｓ２を介して前記の基準電圧Ｖrefが入力される。差動増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子は、入力抵抗Ｒｓ３を介して差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子と接続されている。差動増幅器ＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子との間には、入力抵抗Ｒｓ２が接続されている。
【００７３】
上記のように構成される光ディスク装置において、レーザーダイオード５１から出射されたレーザー光は、ビームスプリッタ５２を透過して光ディスク６１に照射される。光ディスク６１からの反射光は、ビームスプリッタ５２によって偏向されて、受光フォトダイオードＰＤに受光される。
【００７４】
受光された光信号は受光フォトダイオードＰＤで電流に変換され、この電流はアンプ部５４で電圧に変換される。アンプ部５５において、アンプ部５４から出力された電圧と基準電圧Ｖrefと比較され、それらの差に応じた出力電圧Ｖout が出力される。
【００７５】
上記の受光アンプ回路５３は、複数の受光領域に分割された受光器を備えており、各受光領域の受光素子として受光フォトダイオードＰＤを１つずつ備えており、アンプ部５４，５５も受光フォトダイオードＰＤと同数備えている。ただし、受光アンプ回路５３は、ベース電流補償回路５６および基準電圧発生回路５７をそれぞれ１つだけ各アンプ部５５についての共通の回路として備える。このような受光アンプ回路５３を用いることにより、光ディスク６１からの反射光に基づいて、再生信号、トラッキング誤差信号、フォーカス誤差信号などを生成するために用いられる出力電圧Ｖoutを得ることができる。また、アンプ部５４には、外部電源からの基準電圧ＶREFが与えられ、アンプ部５５には基準電圧発生回路２２からの基準電圧Ｖrefが与えられる。これにより、基準電圧ＶREFの変動の影響を受けることなく、受光アンプ回路５３内で発生した基準電圧Ｖrefにより後段のＩＣ等に適した出力電圧Ｖoutを得ることができる。
【００７６】
このように、光ディスク装置の受光アンプ回路５３が、第１ないし第４の実施形態の基準電圧発生装置を含むことにより、安定した基準電圧Ｖref を用いてアンプ部５４，５５での増幅が行なわれる。従って、受光アンプ回路５３の動作を安定させることができる。
【００７７】
【発明の効果】
以上のように、本発明の基準電圧発生装置は、基準電流を流す第１のトランジスタと、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタ、その反転された電流をカレントミラー反転させるためにカレントミラー回路を構成する第３および第４のトランジスタ、前記第３のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流す第５のトランジスタ、前記第４のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流し、前記第５のトランジスタとベース同士で接続されている第６のトランジスタ、および電源ラインとグランドラインとの間に直列に接続され、その接続部が前記第５および第６のトランジスタのベースに接続された第１および第２の抵抗を有する基準電圧発生回路と、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第７のトランジスタ、該第７のトランジスタと同量の電流が流れる第８のトランジスタ、前記電源ラインから流れる電流を該第８のトランジスタのベースに供給する第９のトランジスタ、および第８のトランジスタのベースに供給する電流をカレントミラー反転させて前記第５および第６のトランジスタのベースに供給するために第９のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１０のトランジスタを有するベース電流補償回路とを備えている構成である。
【００７８】
これにより、第１の抵抗を介して電源ラインから第５および第６のトランジスタのベース電流を得る必要がなくなり、また第５および第６のトランジスタへのベース電流の供給が第１の抵抗に流れる電流値に依存しにくくなる。それゆえ、第３のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の変動が小さくなる。したがって、広いレンジにおいて精度の高い基準電圧発生装置を提供することができるという効果を奏する。また、この基準電圧発生装置を受光アンプ回路に適用すれば、基準電圧発生装置からの安定した基準電圧を用いて受光アンプ回路の動作を安定させることができる。従って、この受光アンプ回路を備えた光ディスク装置の性能を向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施形態に係る光ディスク装置の構成を示す図である。
【図６】従来の受光アンプ回路の構成を示す回路図である。
【図７】従来の基準電圧発生回路の構成を示す回路図である。
【図８】従来の他の基準電圧発生回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２１，５６ ベース電流補償回路
２，２２，５７ 基準電圧発生回路
５３ 受光アンプ回路
５４，５５ アンプ部
６１ 光ディスク
ＣＳ 定電流源
ＣＳ１，ＣＳ２１ 定電流源
ＰＤ 受光フォトダイオード（光電流変換部）
Ｑ，Ｑ１，Ｑ２１ トランジスタ（第１トランジスタ）
Ｑ２ トランジスタ（第７トランジスタ）
Ｑ３ トランジスタ（第８トランジスタ）
Ｑ４ トランジスタ（第９トランジスタ）
Ｑ５ トランジスタ（第１０トランジスタ）
Ｑ６ トランジスタ（第５トランジスタ）
Ｑ７ トランジスタ（第６トランジスタ）
Ｑ８ トランジスタ（第３トランジスタ）
Ｑ９ トランジスタ（第４トランジスタ）
Ｑ１０ トランジスタ（第２トランジスタ）
Ｑ１１，Ｑ３１ トランジスタ（ダイオード）
Ｑ２４ トランジスタ（第１１トランジスタ）
Ｑ２５ トランジスタ（第１２トランジスタ）
Ｒ１，２１ 抵抗（第１の抵抗）
Ｒ２，２２ 抵抗（第２の抵抗）
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧を分圧する抵抗とトランジスタとを備える基準電圧発生回路であって、特にＣＤ、ＤＶＤ等を記録または再生する光ディスク装置に用いられる差動増幅器の基準電圧発生に好適な基準電圧発生回路に係り、トランジスタにベース電流補償を行うことにより基準電圧の変動を少なくした基準電圧発生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
光ディスク装置におけるピックアップ部には、光ディスクから反射した光を受光して電気信号に変換した後、その電気信号に所定の処理を施す集積回路が内蔵されている。この集積回路において、差動増幅器で用いられる基準電圧は、外部電圧源から与えられるのが一般的であった。このような従来の差動増幅器を含む差動増幅回路の一例を図６に示す。
【０００３】
この差動増幅回路では、受光フォトダイオードＰＤで受光された光が光電流変換され、受光フォトダイオードＰＤの出力電流がアンプ部１０１で電圧に変換・増幅される。そして、アンプ部１０１の出力がアンプ部１０２で基準電圧Ｖref と比較増幅されることにより、出力電圧Ｖout が得られる。
【０００４】
しかし、このような差動増幅回路においては、基準電圧Ｖrefを変動させると出力電圧Ｖoutも変動するため、後段に接続されるＩＣにより要求される電圧や検査工程により要求される電圧を満足させることができない虞がある。そこで、後段のＩＣの要求を満たすため、差動増幅回路内部に基準電圧発生回路を設けることが考えられる。
【０００５】
その基準電圧発生回路の一例として、例えば、非特許文献１に記載されたワイドラー型バンドギャップ基準電圧回路が挙げられる。この基準電圧回路を図７に示す。
【０００６】
基準電圧回路は、トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と、抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３とからなるワイドラー型カレントミラー回路を有している。この基準電圧回路では、上記カレントミラー回路の出力電圧Ｖoutが、トランジスタＱ１０３のベース−エミッタ間電圧と、２つのトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のベース−エミッタ間電圧の差に比例する電圧とを加算した値になるように、帰還ループによって回路の動作点が決められている。すなわち、出力電圧Ｖoutは、トランジスタＱ１０３のベース−エミッタ間電圧と抵抗Ｒ１０２の電圧降下分との和になると見なすことができる。ここで、トランジスタＱ１０２のコレクタ電流がエミッタ電流とほぼ等しいことから、抵抗Ｒ１０２での電圧降下は、抵抗Ｒ１０３での電圧降下に（Ｒ１０２／Ｒ１０３）を掛けた値となる。また、この抵抗Ｒ１０３での電圧降下は、トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のベース−エミッタ間電圧の差に等しい。
【０００７】
Ｖout ＝ＶBE(Ｑ103)＋（Ｒ102/Ｒ103）ＶT・ln（N）
∂Ｖout/∂T ＝∂ＶBE(Ｑ103)/∂T＋（Ｒ102/Ｒ103）ln（N）・∂ＶT/∂T
なお、ＮはトランジスタＱ１０１，Ｑ１０２のエミッタ面積比で決まる定数であり、ＶT はＶT ＝ｋＴ／ｑ（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子荷）で表される熱起電力であり、ＶBEは、トランジスタＱ１０３のベース−エミッタ間電圧である。また、Ｒ１０２，Ｒ１０３はそれぞれ抵抗Ｒ１０２，１０３の抵抗値を表す。
【０００８】
この回路の利点は、抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３およびＮを適当に設定すれば、温度依存性の小さい基準電圧を発生することが可能となることである。
【０００９】
図８は、抵抗比により基準電圧を生成する基準電圧発生回路を示している。
【００１０】
この基準電圧発生回路では、電流源ＣＳ１１１から供給された基準電流がトランジスタＱ１１１のコレクタ電流として流れ込む。トランジスタＱ１１１に流れるコレクタ電流は、ベース電流分を無視すると基準電流と等しい。このコレクタ電流は、トランジスタＱ１１１，Ｑ１１２からなるカレントミラー回路においてカレントミラー反転されることにより、トランジスタＱ１１１のエミッタ面積とトランジスタＱ１１２のエミッタ面積との比に応じてトランジスタＱ１１２のコレクタ電流となる。このトランジスタＱ１１２のコレクタ電流は、同じくベース電流分を無視すれば、同一量の電流がトランジスタＱ１１３のエミッタ電流およびトランジスタＱ１１４のコレクタ電流として流れる。
【００１１】
また、トランジスタＱ１１３とトランジスタＱ１１５とはカレントミラー回路を構成しているので、トランジスタＱ１１５には、トランジスタＱ１１３のエミッタ電流（基準電流）がカレントミラー反転された電流が流れる。トランジスタＱ１１４およびトランジスタＱ１１６のベース電流は、電源電圧＋Ｖccを発生する電圧源から抵抗Ｒ１１１を介して供給される。そのため、抵抗Ｒ１１１には、トランジスタＱ１１４とトランジスタＱ１１６のベース電流を供給する必要があり、その電流供給分だけ電源電圧Ｖccが変動する。
【００１２】
なお、図８の基準電圧発生回路とは異なるが、抵抗比によって分圧された電圧を発生する回路としては、特許文献２に開示された回路が挙げられる。
【００１３】
【特許文献１】
特開平１１−１５５４６号公報（公開日：１９９９年１月２２日）
【００１４】
【特許文献２】
特開昭５８−１１２１１２号公報（公開日：１９８３年７月４日）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７のワイドラー型バンドギャップ基準電圧回路では、出力電圧Ｖout がＱ１０３のベース−エミッタ間電圧ＶBE（約０．８Ｖ）とＫＶT（約０．２〜０．４Ｖ）との和となるため（Ｋは定数）、出力電圧Ｖoutが１．０〜１．２Ｖ程度と狭いことにより、幅広いレンジをカバーするには不向きであった。
【００１６】
一方、図８の基準電圧発生回路では、電源電圧Ｖccの変動により、抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２を流れる電流が変動すると、それに伴い、トランジスタＱ１１４，Ｑ１１６のベース電流が変化するので、トランジスタＱ１１６のベース−エミッタ間電圧も変動する。このため、出力電圧Ｖoutを差動アンプの安定した基準電圧として用いるのは困難である。
【００１７】
また、この基準電圧発生回路では、抵抗Ｒ１１１と抵抗Ｒ１１２との抵抗比およびトランジスタＱ１１６のベース−エミッタ間電圧から基準電圧が決まるため、例えば、抵抗Ｒ１１１および抵抗Ｒ１１２を、上記の抵抗比を保ちつつ数Ω程度の抵抗値を有する抵抗を用いることも可能ではある。しかしながら、その場合、抵抗に流れる電流が大きくなりすぎるため（〜数Ａ）、この基準電圧発生回路を実際のＩＣで用いることは、電流値が大きすぎ、かつ抵抗による温度上昇を考慮すれば現実的ではない。
【００１８】
以上のように、従来の技術では幅広いレンジにおいて精度良い基準電圧を得ることが困難であった。
【００１９】
そこで、本発明は、広いレンジにおいて精度の高い基準電圧発生装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の基準電圧発生装置は、上記の課題を解決するために、基準電流を流す第１のトランジスタと、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタ、その反転された電流をカレントミラー反転させるためにカレントミラー回路を構成する第３および第４のトランジスタ、前記第３のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流す第５のトランジスタ、前記第４のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流し、前記第５のトランジスタとベース同士で接続されている第６のトランジスタ、および電源ラインとグランドラインとの間に直列に接続され、その接続部が前記第５および第６のトランジスタのベースに接続された第１および第２の抵抗を有する基準電圧発生回路と、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第７のトランジスタ、該第７のトランジスタと同量の電流が流れる第８のトランジスタ、前記電源ラインから流れる電流を該第８のトランジスタのベースに供給する第９のトランジスタ、および第８のトランジスタのベースに供給する電流をカレントミラー反転させて前記第５および第６のトランジスタのベースに供給するために第９のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１０のトランジスタを有するベース電流補償回路とを備えていることを特徴としている。
【００２１】
上記の構成では、定電流源等から供給された基準電流が、第１および第７のトランジスタからなるカレントミラー回路によりカレントミラー反転されて、ベース電流補償回路において第８のトランジスタに流れる。第８のトランジスタのベース電流は、第７のトランジスタのコレクタ電流を第８のトランジスタの電流増幅率で除した値になり、第９のトランジスタのコレクタ電流とほぼ等しい。カレントミラー回路を構成する第９および第１０のトランジスタを介して、基準電圧発生回路において、第５および第６のトランジスタのベースには第８のトランジスタのベース電流と等しい電流が供給される。これにより、第１の抵抗を介して電源ラインから第５および第６のトランジスタのベース電流を得る必要がなくなり、また第５および第６のトランジスタへのベース電流の供給が第１の抵抗に流れる電流値に依存しにくくなる。それゆえ、第３のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の変動が小さくなる。
【００２２】
前記基準電圧発生装置は、前記第１のトランジスタのエミッタ面積が１であり、前記第７のトランジスタのエミッタ面積がＭであり、前記第２のトランジスタのエミッタ面積がＮであり、前記第５のトランジスタのエミッタ面積がＸであり、前記第６のトランジスタのエミッタ面積がＹであり、前記第９のトランジスタのエミッタ面積がＡであり、前記第１０のエミッタ面積がＢであるとき、
１×Ｍ／Ａ＝Ｎ×（１＋Ｙ／Ｘ）／Ｂ （Ｘ，Ｙ＞０）
という関係を満たすことが好ましい。
【００２３】
以上の関係式を満たすように第１、第２、第５、第６、第７、第９および第１０のトランジスタを選ぶことにより、第５および第６のトランジスタは、第１の抵抗を介して電圧源からベース電流を得る必要がなくなり、またトランジスタへのベース電流の供給が抵抗に流れる電流値に依存しなくなる。これにより、第３のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の変動が大幅に小さくなる。
【００２４】
前記基準電圧発生装置は、前記第１および第２の抵抗が同じ種類の抵抗（例えば、同種の拡散抵抗やポリシリコン抵抗）からなることが好ましい。これにより、抵抗の温度係数が同じになるため、その結果、前記第１の抵抗と第２の抵抗との抵抗値の比が一定に保たれ、温度変化に対する基準電圧の変動が抑制される。
【００２５】
前記基準電圧発生装置において、前記基準電圧発生回路は、前記第５のトランジスタと前記電源ラインとの間に接続される第１１のトランジスタ、および前記第６のトランジスタと前記電源ラインとの間に接続される第１２のトランジスタをさらに有し、前記ベース電流補償回路は、前記電源ラインから流れる電流を前記第１１および第１２のベースに電流を供給する第１３のトランジスタ、および前記第５および第６のトランジスタのベースに電流を供給するために前記第１３のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１４のトランジスタを前記第７ないし第１０のトランジスタの代わりに有することが好ましい。
【００２６】
このような構成では、基準電圧発生回路において、第１１のトランジスタに第５のトランジスタと同量の電流が流れ、第１２のトランジスタに第６のトランジスタと同量の電流が流れる。そのため、第５および第６のトランジスタのベース電流の和と第１１および第１２のトランジスタのベース電流の和とは等しい。それゆえ、第１の抵抗を流れる電流より第５および第６のトランジスタのベース電流を補償する必要がない。従って、第１および第２の抵抗を流れる電流が一定になるので、基準電圧の変動を抑制できる。
【００２７】
前記のいずれの基準電圧発生装置においても、前記基準電圧発生回路は、前記第２の抵抗と前記グランドラインとの間に接続されたダイオードをさらに有することが好ましい。これにより、温度変化に対し影響の少ない基準電圧発生回路を提供できる。このように、ダイオードを設けることにより、温度変化に対して基準電圧の変動を抑制することができる。
【００２８】
本発明の受光アンプ回路は、前記の何れかの基準電圧発生装置と、光ディスクからの反射光を受光して電流に変換する光電流変換部と、前記基準電圧発生装置から出力された基準電圧に基づいて、該光電流変換部からの電流を電圧に変換するとともに、該電圧を増幅するアンプ部とを備えていることを特徴としている。さらに、本発明の光ディスク装置は、前記受光アンプ回路を備えていることを特徴としている。
【００２９】
これにより、安定した基準電圧を用いてアンプ部での増幅を行うことができ、受光アンプ回路の動作を安定させることができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図１ないし図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００３１】
図１は、本実施の形態に係る基準電圧発生装置の構成を示している。
【００３２】
図１に示す基準電圧発生装置は、ベース電流補償回路１と、基準電圧発生回路２と、定電流源ＣＳ１と、トランジスタＱ１とを備えている。
【００３３】
ベース電流補償回路１は、トランジスタＱ２〜Ｑ５を有している。トランジスタＱ２のベースがトランジスタＱ１のベースに接続されることにより、トランジスタＱ１，Ｑ２はカレントミラー回路を構成する。トランジスタＱ１は、コレクタとベースとが接続され、エミッタがグランドライン（ＧＮＤ）に接続されている。トランジスタＱ２は、エミッタがグランドラインに接続され、コレクタがトランジスタＱ３のエミッタに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、電源電圧Ｖccの電源ラインに接続されている。
【００３４】
トランジスタＱ４，Ｑ５は、コレクタがともに電源ラインに接続されるとともに、ベースが互いに接続されることにより、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ４のコレクタは、自身のベースとトランジスタＱ３とに接続されている。
【００３５】
基準電圧発生回路２は、トランジスタＱ６〜Ｑ１０および抵抗Ｒ１，Ｒ２を有している。トランジスタＱ６，Ｑ７は、コレクタがともに電源ラインに接続されるとともに、ベースが互いに接続されることにより、カレントミラー回路を構成している。また、トランジスタＱ６，Ｑ７のベースは、トランジスタＱ５のコレクタに接続されている。抵抗Ｒ１は、電源ラインとトランジスタＱ６，Ｑ７のベースとの間に接続され、抵抗Ｒ２は、グランドラインとトランジスタＱ６，Ｑ７のベースとの間に接続されている。基準電圧発生回路２の出力電圧Ｖout は、トランジスタＱ７のエミッタに現れる。
【００３６】
トランジスタＱ８のエミッタはトランジスタＱ６のエミッタに接続され、トランジスタＱ９のエミッタはトランジスタＱ７のエミッタに接続されている。トランジスタＱ８，Ｑ９のベースは互いに接続され、トランジスタＱ８のベースとコレクタとが接続されている。トランジスタＱ１０は、コレクタがトランジスタＱ８のコレクタに接続され、エミッタがグランドラインに接続され、ベースがトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに接続されている。
【００３７】
上記のように構成される基準電圧発生装置において、定電流源ＣＳ１により供給された基準電流は、トランジスタＱ１に流れ込む電流と等しい。そのため、トランジスタＱ１，Ｑ２により構成されるカレントミラー回路では、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃとして、トランジスタＱ１のコレクタ電流にトランジスタＱ１とトランジスタＱ２とのエミッタ面積比を乗じた大きさの電流が流れる。例えば、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２とのエミッタ面積比が１：４である場合、定電流源ＣＳ１の電流Ｉ１を１００μＡとすると、トランジスタＱ１からトランジスタＱ３に供給されるベース電流分を無視すれば、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃは、
【００３８】
このトランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ３のエミッタとを接続することにより、このトランジスタＱ３のエミッタ電流は、トランジスタＱ２のコレクタ電流と等しい。従って、トランジスタＱ３のベース電流は、トランジスタＱ２のコレクタ電流をトランジスタＱ３の電流増幅率ｈfeで除した値になる。例えば、このトランジスタＱ３の電流増幅率を１００とすると、先に求めたトランジスタＱ２のコレクタ電流＝４００μＡの場合、トランジスタＱ３のベース電流Ｉｂは、
【００３９】
トランジスタＱ３のベース電流とトランジスタＱ４のコレクタ電流は、ほぼ等しく、またカレントミラー構成されたトランジスタＱ４とトランジスタＱ５とでは、それらのエミッタ面積が同じであればコレクタ電流が等しくなる。そのため、トランジスタＱ６，Ｑ７のベースにはトランジスタＱ３のベース電流と等しい電流が供給される。これにより、トランジスタＱ６，Ｑ７は、トランジスタＱ５からベース電流の供給を受けることになり、トランジスタＱ６，Ｑ７へのベース電流の供給が抵抗Ｒ１に流れる電流値に依存しにくくなる。それゆえ、トランジスタＱ８のベース−エミッタ間電圧の変動が小さくなる。
【００４０】
ここで、トランジスタＱ８とトランジスタＱ９とのエミッタ面積比は、トランジスタＱ６とトランジスタＱ７とのエミッタ面積比と等しく設定される。
【００４１】
また、トランジスタＱ１のエミッタ面積が１、トランジスタＱ２のエミッタ面積がＭ、トランジスタＱ１０のエミッタ面積がＮ、トランジスタＱ６のエミッタ面積がＸ、トランジスタＱ７のエミッタ面積がＹであるとき、以下の関係式を満たすようにそれぞれのエミッタ面積を設定すればよい。
【００４２】
１×Ｍ＝Ｎ×（Ｘ＋Ｙ） （Ｘ，Ｙ＞０） ・・・・・・（＊）
以上の関係式を満たすようにトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０を選べば、トランジスタＱ６，Ｑ７は、抵抗Ｒ１を介して電圧源からベース電流を得る必要がなくなり、またトランジスタＱ６，Ｑ７へのベース電流の供給が抵抗Ｒ１に流れる電流値にほとんど依存しなくなる。これにより、トランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９のベース−エミッタ間電圧の変動が大幅に小さくなる。
【００４３】
なお、Ｙ＞Ｘの関係を満たすエミッタ面積をもつトランジスタＱ６，Ｑ７を選ぶことにより、トランジスタＱ７のベース−エミッタ間電圧が１のエミッタ面積により生成されるベース−エミッタ間電圧が並列に複数接続された効果と同等の効果を得ることができる。それゆえ、トランジスタの整合性ばらつきによるベース−エミッタ間電圧の変動を抑制し精度向上に寄与する。
【００４４】
例として、トランジスタＱ１のエミッタ面積が１、トランジスタＱ２のエミッタ面積が４、トランジスタＱ１０のエミッタ面積が１、トランジスタＱ７のエミッタ面積が１、トランジスタＱ７のエミッタ面積が３、トランジスタＱ８のエミッタ面積が１、トランジスタＱ９のエミッタ面積が３であるとする。電流源ＣＳ１の定電流が１００μＡであればトランジスタＱ１のコレクタ電流は１００μＡとなり、トランジスタＱ２のコレクタ電流は４００μＡとなる。そのため、トランジスタＱ２のコレクタ電流とトランジスタＱ３のエミッタ電流は等しくなる。
【００４５】
トランジスタＱ３の電流増幅率を１００とすると、トランジスタＱ３のベース電流は４μＡとなる。このとき、トランジスタＱ４とトランジスタＱ５とが同じエミッタ面積を持つトランジスタとしておけば、トランジスタＱ５のコレクタ電流は４μＡとなる。一方、トランジスタＱ１０を流れるコレクタ電流は１００μＡとなる。従って、トランジスタＱ８のエミッタ電流は１００μＡとなり、トランジスタＱ９のエミッタ電流は３００μＡとなる。従って、トランジスタＱ６のエミッタ電流は１００μＡとなり、トランジスタＱ７のエミッタ電流は３００μＡとなり、電流増幅率を１００とすると、それぞれのベース電流は１μＡ，３μＡになる。よって、そのベース電流の和は４μＡとなる。一方、この値を先に求めたトランジスタＱ５のコレクタ電流と等しくすることによって、ベース電流が過不足なくベース電流補償回路１より供給される。よって、出力電圧Ｖout は、次式のようになる。
【００４６】
Ｖout＝Ｖcc×Ｒ１/（Ｒ１＋Ｒ２）−ＶBE(Ｑ７)
また、トランジスタＱ４とトランジスタＱとのエミッタ面積比がＡ：Ｂであるときの式（＊）は、次式のようになる。
【００４７】
１×Ｍ／Ａ＝Ｎ×（１＋Ｙ／Ｘ）／Ｂ
本実施の形態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２が同じ種類の抵抗（例えば、同種の拡散抵抗やポリシリコン抵抗）からなる。これにより、抵抗の温度係数が同じになる結果、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比が一定に保たれるので、温度変化に対する基準電圧の変動が抑制される。これは、後述する第２の実施の形態における抵抗Ｒ２１，Ｒ２２（図２参照）についても同様である。
【００４８】
図２は、第２の実施形態に係る基準電圧発生装置を示している。
【００４９】
図２に示す基準電圧発生装置は、ベース電流補償回路２１と、基準電圧発生回路２２と、定電流源ＣＳ２１と、トランジスタＱ２１とを備えている。
【００５０】
ベース電流補償回路２１は、トランジスタＱ２２〜Ｑ２５を有している。
【００５１】
トランジスタＱ２２，Ｑ２３のコレクタは、それぞれ電源電圧Ｖccの電源ラインに接続されている。トランジスタＱ２２，Ｑ２３のベースは互いに接続され、トランジスタＱ２２のベースとコレクタとが接続されている。これにより、トランジスタＱ２２，Ｑ２３はカレントミラー回路を構成している。
【００５２】
基準電圧発生回路２２は、トランジスタＱ２４〜Ｑ３０および抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を有している。
【００５３】
トランジスタＱ２４，Ｑ２５は、ともに電源ラインに接続されるとともに、それぞれのベースがトランジスタＱ２２のコレクタに接続されることにより、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ２６のコレクタはトランジスタＱ２４のエミッタに接続され、トランジスタＱ２７のコレクタはトランジスタＱ２５のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２６，Ｑ２７のベースがともにトランジスタＱ２３のコレクタに接続されている。これにより、トランジスタＱ２６，Ｑ２７は、カレントミラー回路を構成している。
【００５４】
抵抗Ｒ２１は、電源ラインとトランジスタＱ２６，Ｑ２７のベースとの間に接続され、抵抗Ｒ２２は、グランドラインとトランジスタＱ２６，Ｑ２７のベースとの間に接続されている。基準電圧発生回路２２の出力電圧Ｖout は、トランジスタＱ２７のエミッタに現れる。
【００５５】
トランジスタＱ２８のエミッタはトランジスタＱ２６のエミッタに接続され、トランジスタＱ２９のエミッタはトランジスタＱ２７のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２８，Ｑ２９のベースは互いに接続され、トランジスタＱ２８のベースとコレクタとが接続されている。トランジスタＱ３０は、コレクタがトランジスタＱ２８のコレクタに接続され、エミッタがグランドラインに接続され、ベースがトランジスタＱ２１のベースに接続されている。トランジスタＱ２１のベースとコレクタとは互いに接続されている。
【００５６】
上記のように構成される基準電圧発生装置において、定電流源ＣＳ２１により生成された電流は、カレントミラー構成されたトランジスタＱ２１，Ｑ３０において、トランジスタＱ３０のコレクタ電流Ｉｃとしてカレントミラー反転される。その電流値は、トランジスタＱ２１のコレクタ電流にトランジスタＱ２１，Ｑ３０のエミッタ面積比に乗じた電流が流れる。このトランジスタＱ３０のコレクタを流れる電流値とトランジスタＱ２８のコレクタ電流とはほぼ等しく、カレントミラー構成されたトランジスタＱ２８，Ｑ２９において、トランジスタＱ２９のコレクタには、トランジスタＱ２８のコレクタ電流にトランジスタＱ２８，Ｑ２９のエミッタ面積比に乗じた電流が流れる。トランジスタＱ２６，Ｑ２７のエミッタ電流は、トランジスタＱ２４，Ｑ２５のエミッタ電流と同じである。
【００５７】
そのため、トランジスタＱ２６，Ｑ２７のベース電流の和とトランジスタＱ２４，Ｑ２５のベース電流の和とは等しい。従って、本実施の形態においても、抵抗Ｒ２１を流れる電流よりトランジスタＱ２６，Ｑ２７のベース電流を補償する必要がない。これにより、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を流れる電流も一定になるので、基準電圧の変動を抑制できる。
【００５８】
また、本基準電圧発生装置は、ベース電流補償回路２１におけるトランジスタの数が第１の実施形態の基準電圧発生装置のベース電流補償回路２におけるトランジスタの数よりも２つ少ない。これにより、集積回路として構成された基準電圧発生装置のチップサイズをより小さくすることができる。しかも、本基準電圧発生装置では、ベース電流補償回路２１の電流がトランジスタＱ３０のコレクタ電流に支配されているので、第１の実施形態の基準電圧発生装置では、トランジスタＱ２，Ｑ３の整合性が狂った場合、所望のベース電流補償できなくなることから本実施形態の基準電圧発生装置の方が特性的には有利である。
【００５９】
図３は、第３の実施形態に係る基準電圧発生装置を示している。
【００６０】
図３に示す基準電圧発生装置は、第１の実施形態の基準電圧発生装置における基準電圧発生回路２にトランジスタＱ１１が追加されている。このトランジスタＱ１１は、抵抗Ｒ２とグランドラインとの間に接続されている。また、トランジスタＱ１１は、ベースとコレクタとが互いに接続されることにより、ダイオードとして機能する。
【００６１】
トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧ＶBE（Ｑ11）の温度係数がマイナスの場合、温度上昇前の電圧Ｖｘ１は、次式で表される。なお、式を簡単にするために、ＶBE（Ｑ11）を単にＶBEと表す。
Ｖｘ１＝ＶBE＋（Ｖcc−ＶBE）×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（１）
一方、温度上昇後のベース−エミッタ間電圧ＶBE（Ｑ11）の変化量を−ΔＶBE）ΔＶBE＞０）とし、電圧Ｖｘ１の変化分をΔＶｘ１とし、温度上昇後の電圧Ｖｘ１をＶｘｈ１とすると、電圧Ｖｘｈ１は、次式で表される。
ΔＶｘ１＝−ΔＶBE×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＜０ …（３）
したがって、電圧Ｖｘ１は、温度上昇によって低下する。
【００６２】
出力電圧Ｖoutは、トランジスタＱ７のベース−エミッタ間電圧ＶBE（Ｑ7）の温度係数がマイナスの場合、温度上昇前の電圧Ｖｘ１は、次式で表される。なお、式を簡単にするために、ＶBE（Ｑ7）を単にＶBEと表す。
Ｖout ＝Ｖｘ１−ＶBE …（４）
一方、温度上昇後の出力電圧Ｖoutの変化量をΔＶoutとし、温度上昇後の出力電圧Ｖoutｈとすると、出力電圧Ｖoutｈは次式で表される。
ΔＶout＝ΔＶBE×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＞０ …（６）
したがって、出力電圧Ｖoutは温度上昇によって上昇する。
【００６３】
ここで、抵抗Ｒ１，Ｒ２の温度係数の正負に関わらず、出力電圧Ｖoutは上昇するが、抵抗Ｒ１，Ｒ２が温度係数の同じ抵抗で構成されていれば、式（６）の電圧比（ΔＶout／ΔＶBE）は一定に保たれる。それゆえ、抵抗Ｒ１，Ｒ２の温度係数の正負は問題とならない。ただし、（Ｒ１＋Ｒ２）をＲ２に対して比較的大きな値にしておけば、出力電圧Ｖoutの変動を抑制することができる。
【００６４】
図４は、第４の実施形態に係る基準電圧発生装置を示している。
【００６５】
図４に示す基準電圧発生装置は、第２の実施形態の基準電圧発生装置における基準電圧発生回路２２にトランジスタＱ３１が追加されている。このトランジスタＱ３１は、抵抗Ｒ２４とグランドラインとの間に接続されている。また、トランジスタＱ３１は、ベースとコレクタとが互いに接続されることにより、ダイオードとして機能する。
【００６６】
この実施形態においても、第３の実施形態と同様に、トランジスタの温度係数がマイナスである場合、温度が上昇すると、電圧Ｖｘ２は、温度上昇によって低下する一方、抵抗Ｒ１，Ｒ２の温度係数の正負に関わらず、出力電圧Ｖoutは上昇する。また、同様に、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２が温度係数の同じ抵抗で構成されていれば、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の温度係数の正負は問題とならない。ただし、（Ｒ２１＋Ｒ２２）をＲ２２に対して比較的大きな値にしておけば、出力電圧Ｖoutの変動を抑制することができる。
【００６７】
以上に述べたように、各実施形態に示したベース電流補償回路１，２１を有する基準電圧発生装置が発生する基準電圧Ｖref は安定しており、これにより、従来の回路と同等の性能を有する。
【００６８】
図５は、第５の実施形態に係る光ディスク装置を示している。
【００６９】
図５に示す光ディスク装置は、レーザーダイオード５１と、ビームスプリッタ５２と、受光アンプ回路５３とを備えている。
【００７０】
また、受光アンプ回路５３は、集積化された受光アンプ素子として構成されており、アンプ部５４，５５、ベース電流補償回路５６、基準電圧発生回路５７、受光フォトダイオードＰＤ、定電流源ＣＳおよびトランジスタＱを有している。ベース電流補償回路５６は、第１または第３の実施形態のベース電流補償回路１もしくは第２または第４の実施形態のベース電流補償回路２１である。基準電圧発生回路５７は、第１または第３の実施形態の基準電圧発生回路２もしくは第２または第４の実施形態の基準電圧発生回路２２である。
【００７１】
アンプ部５４は、差動増幅器ＡＭＰ１、入力抵抗Ｒｓ１および帰還抵抗Ｒｆ１を有している。アンプ部５５は、差動増幅器ＡＭＰ２、入力抵抗Ｒｓ２、入力抵抗Ｒｓ３および帰還抵抗Ｒｆ２を有している。
【００７２】
アンプ部５４において、受光フォトダイオードＰＤは、アノードが接地されるとともに、カソードが差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続されている。差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子には、入力抵抗Ｒｓ１を介して外部電源からの基準電圧ＶREFが入力される。差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子との間には、帰還抵抗Ｒｆ１が接続されている。アンプ部５５において、差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子には、入力抵抗Ｒｓ２を介して前記の基準電圧Ｖrefが入力される。差動増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子は、入力抵抗Ｒｓ３を介して差動増幅器ＡＭＰ１の出力端子と接続されている。差動増幅器ＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子との間には、入力抵抗Ｒｓ２が接続されている。
【００７３】
上記のように構成される光ディスク装置において、レーザーダイオード５１から出射されたレーザー光は、ビームスプリッタ５２を透過して光ディスク６１に照射される。光ディスク６１からの反射光は、ビームスプリッタ５２によって偏向されて、受光フォトダイオードＰＤに受光される。
【００７４】
受光された光信号は受光フォトダイオードＰＤで電流に変換され、この電流はアンプ部５４で電圧に変換される。アンプ部５５において、アンプ部５４から出力された電圧と基準電圧Ｖrefと比較され、それらの差に応じた出力電圧Ｖout が出力される。
【００７５】
上記の受光アンプ回路５３は、複数の受光領域に分割された受光器を備えており、各受光領域の受光素子として受光フォトダイオードＰＤを１つずつ備えており、アンプ部５４，５５も受光フォトダイオードＰＤと同数備えている。ただし、受光アンプ回路５３は、ベース電流補償回路５６および基準電圧発生回路５７をそれぞれ１つだけ各アンプ部５５についての共通の回路として備える。このような受光アンプ回路５３を用いることにより、光ディスク６１からの反射光に基づいて、再生信号、トラッキング誤差信号、フォーカス誤差信号などを生成するために用いられる出力電圧Ｖoutを得ることができる。また、アンプ部５４には、外部電源からの基準電圧ＶREFが与えられ、アンプ部５５には基準電圧発生回路２２からの基準電圧Ｖrefが与えられる。これにより、基準電圧ＶREFの変動の影響を受けることなく、受光アンプ回路５３内で発生した基準電圧Ｖrefにより後段のＩＣ等に適した出力電圧Ｖoutを得ることができる。
【００７６】
このように、光ディスク装置の受光アンプ回路５３が、第１ないし第４の実施形態の基準電圧発生装置を含むことにより、安定した基準電圧Ｖref を用いてアンプ部５４，５５での増幅が行なわれる。従って、受光アンプ回路５３の動作を安定させることができる。
【００７７】
【発明の効果】
以上のように、本発明の基準電圧発生装置は、基準電流を流す第１のトランジスタと、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタ、その反転された電流をカレントミラー反転させるためにカレントミラー回路を構成する第３および第４のトランジスタ、前記第３のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流す第５のトランジスタ、前記第４のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流し、前記第５のトランジスタとベース同士で接続されている第６のトランジスタ、および電源ラインとグランドラインとの間に直列に接続され、その接続部が前記第５および第６のトランジスタのベースに接続された第１および第２の抵抗を有する基準電圧発生回路と、前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第７のトランジスタ、該第７のトランジスタと同量の電流が流れる第８のトランジスタ、前記電源ラインから流れる電流を該第８のトランジスタのベースに供給する第９のトランジスタ、および第８のトランジスタのベースに供給する電流をカレントミラー反転させて前記第５および第６のトランジスタのベースに供給するために第９のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１０のトランジスタを有するベース電流補償回路とを備えている構成である。
【００７８】
これにより、第１の抵抗を介して電源ラインから第５および第６のトランジスタのベース電流を得る必要がなくなり、また第５および第６のトランジスタへのベース電流の供給が第１の抵抗に流れる電流値に依存しにくくなる。それゆえ、第３のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の変動が小さくなる。したがって、広いレンジにおいて精度の高い基準電圧発生装置を提供することができるという効果を奏する。また、この基準電圧発生装置を受光アンプ回路に適用すれば、基準電圧発生装置からの安定した基準電圧を用いて受光アンプ回路の動作を安定させることができる。従って、この受光アンプ回路を備えた光ディスク装置の性能を向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る基準電圧発生装置の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施形態に係る光ディスク装置の構成を示す図である。
【図６】従来の受光アンプ回路の構成を示す回路図である。
【図７】従来の基準電圧発生回路の構成を示す回路図である。
【図８】従来の他の基準電圧発生回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２１，５６ ベース電流補償回路
２，２２，５７ 基準電圧発生回路
５３ 受光アンプ回路
５４，５５ アンプ部
６１ 光ディスク
ＣＳ 定電流源
ＣＳ１，ＣＳ２１ 定電流源
ＰＤ 受光フォトダイオード（光電流変換部）
Ｑ，Ｑ１，Ｑ２１ トランジスタ（第１トランジスタ）
Ｑ２ トランジスタ（第７トランジスタ）
Ｑ３ トランジスタ（第８トランジスタ）
Ｑ４ トランジスタ（第９トランジスタ）
Ｑ５ トランジスタ（第１０トランジスタ）
Ｑ６ トランジスタ（第５トランジスタ）
Ｑ７ トランジスタ（第６トランジスタ）
Ｑ８ トランジスタ（第３トランジスタ）
Ｑ９ トランジスタ（第４トランジスタ）
Ｑ１０ トランジスタ（第２トランジスタ）
Ｑ１１，Ｑ３１ トランジスタ（ダイオード）
Ｑ２４ トランジスタ（第１１トランジスタ）
Ｑ２５ トランジスタ（第１２トランジスタ）
Ｒ１，２１ 抵抗（第１の抵抗）
Ｒ２，２２ 抵抗（第２の抵抗）
Claims (7)
- 基準電流を流す第１のトランジスタと、
前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタ、その反転された電流をカレントミラー反転させるためにカレントミラー回路を構成する第３および第４のトランジスタ、前記第３のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流す第５のトランジスタ、前記第４のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流し、前記第５のトランジスタとベース同士で接続されている第６のトランジスタ、および電源ラインとグランドラインとの間に直列に接続され、その接続部が前記第５および第６のトランジスタのベースに接続された第１および第２の抵抗を有する基準電圧発生回路と、
前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第７のトランジスタ、該第７のトランジスタと同量の電流が流れる第８のトランジスタ、前記電源ラインから流れる電流を該第８のトランジスタのベースに供給する第９のトランジスタ、および第８のトランジスタのベースに供給する電流をカレントミラー反転させて前記第５および第６のトランジスタのベースに供給するために第９のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第１０のトランジスタを有するベース電流補償回路とを備えていることを特徴とする基準電圧発生装置。 - 前記第１のトランジスタのエミッタ面積が１であり、前記第７のトランジスタのエミッタ面積がＭであり、前記第２のトランジスタのエミッタ面積がＮであり、前記第５のトランジスタのエミッタ面積がＸであり、前記第６のトランジスタのエミッタ面積がＹであり、前記第９のトランジスタのエミッタ面積がＡであり、前記第１０のトランジスタのエミッタ面積がＢであるとき、
１×Ｍ／Ａ＝Ｎ×（１＋Ｙ／Ｘ）／Ｂ （Ｘ，Ｙ＞０）
という関係を満たすことを特徴とする請求項１に記載の基準電圧発生装置。 - 前記第１および第２の抵抗が同じ種類の抵抗からなることを特徴とする請求項２に記載の基準電圧発生装置。
- 基準電流を流す第１のトランジスタと、
前記基準電流をカレントミラー反転させるために前記第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタ、その反転された電流をカレントミラー反転させるためにカレントミラー回路を構成する第３および第４のトランジスタ、前記第３のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流す第５のトランジスタ、前記第４のトランジスタを流れる電流と同量の電流を流し、前記第５のトランジスタとベース同士で接続されている第６のトランジスタ、および電源ラインとグランドラインとの間に直列に接続され、その接続部が前記第５および第６のトランジスタのベースに接続された第１および第２の抵抗を有する基準電圧発生回路と、
ベース電流補償回路とを備え、
前記基準電圧発生回路は、前記第５のトランジスタと前記電源ラインとの間に接続される第７のトランジスタ、および前記第６のトランジスタと前記電源ラインとの間に接続される第８のトランジスタをさらに有し、
前記第７および第８のトランジスタのベースは互いに接続され、
前記ベース電流補償回路は、前記第７および第８のトランジスタのベースに電流を供給する第９のトランジスタと、前記第５および第６のトランジスタのベースに電流を供給する第１０のトランジスタとを有し、
前記第９のトランジスタおよび前記第１０のトランジスタは、カレントミラー回路を構成することを特徴とする基準電圧発生装置。 - 前記基準電圧発生回路は、前記第２の抵抗と前記グランドラインとの間に接続されたダイオードをさらに有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の基準電圧発生装置。
- 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の基準電圧発生装置と、
光ディスクからの反射光を受光して電流に変換する光電流変換部と、
前記基準電圧発生装置から出力された基準電圧に基づいて、該光電流変換部からの電流を電圧に変換するとともに、該電圧を増幅するアンプ部とを備えていることを特徴とする受光アンプ回路。 - 請求項６に記載の受光アンプ回路を備えていることを特徴とする光ディスク装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003162892A JP4417034B2 (ja) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | 基準電圧発生装置、受光アンプ回路および光ディスク装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003162892A JP4417034B2 (ja) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | 基準電圧発生装置、受光アンプ回路および光ディスク装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004362475A JP2004362475A (ja) | 2004-12-24 |
| JP4417034B2 true JP4417034B2 (ja) | 2010-02-17 |
Family
ID=34054904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003162892A Expired - Fee Related JP4417034B2 (ja) | 2003-06-06 | 2003-06-06 | 基準電圧発生装置、受光アンプ回路および光ディスク装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4417034B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5554134B2 (ja) * | 2010-04-27 | 2014-07-23 | ローム株式会社 | 電流生成回路およびそれを用いた基準電圧回路 |
-
2003
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004362475A (ja) | 2004-12-24 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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