JP2006165696A - 遅延安定化回路および半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】遅延または周波数の安定度低下やコスト増加を抑えることができ、設計時間も短縮することが可能な遅延安定化回路および半導体集積回路を提供する。
【解決手段】キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタ13と、ノイズフィル13を経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路111を含むリングオシレータ13と、外部から入力されたクロックを基準に用いて可変遅延回路111の遅延変動を抑えるための遅延制御信号DCTLを可変遅延回路111に出力するフィードバック制御回路12と、を有し、リングオシレータ13によりクロックCLKを出力する。
【選択図】図1
【解決手段】キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタ13と、ノイズフィル13を経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路111を含むリングオシレータ13と、外部から入力されたクロックを基準に用いて可変遅延回路111の遅延変動を抑えるための遅延制御信号DCTLを可変遅延回路111に出力するフィードバック制御回路12と、を有し、リングオシレータ13によりクロックCLKを出力する。
【選択図】図1
Description
本発明は、PLL(Phase locked loop)やDLL(Delay locked loop)などの遅延フィードバック制御機構を有する遅延安定化回路および半導体集積回路に関するものである。
遅延安定化回路の出力を反転して入力へ戻し定常発振させるとPLL(Phase locked loop)となる。
また、遅延安定化回路をオープンループで用いるものとしてDDR(Double Data Rate) DRAMのインターフェイス回路などに用いられるDLL(Delay locked loop)がある。
また、遅延安定化回路をオープンループで用いるものとしてDDR(Double Data Rate) DRAMのインターフェイス回路などに用いられるDLL(Delay locked loop)がある。
これらPLLやDLLなどの遅延フィードバック制御機構をもつ遅延安定化回路においては、フィードバック周期より十分長い周期の周波数成分をもつ電源ノイズであれば、遅延のフィードバック制御によりその影響はほとんど吸収される。
しかし、遅延のフィードバック周期より短い周波数成分をもつ急峻な電源変動やノイズが発生した場合その影響で遅延が変動してしまう。
そのような電源変動の影響を軽減するため、アナログ式では、電源電圧安定化回路をオンチップで付加したり電圧変動の影響抑制機能を可変遅延回路に盛り込む場合がある。
しかしながら、アナログ式はデジタル式にくらべ回路のサイズが大きくなりやすく、また設計にも時間がかかる。
しかしながら、アナログ式はデジタル式にくらべ回路のサイズが大きくなりやすく、また設計にも時間がかかる。
一方、論理ゲートのみで構成されたデジタル式では、プロセスの世代交代が進むにつれて回路規模や消費電力を小さくしやすいし、設計も容易である。
しかしながら、電源電圧変動により論理ゲートの遅延が変動するため、フィードバック制御が追いつかない高周波数成分のノイズの影響を遅延回路そのものの工夫で抑えることは難しい。
しかしながら、電源電圧変動により論理ゲートの遅延が変動するため、フィードバック制御が追いつかない高周波数成分のノイズの影響を遅延回路そのものの工夫で抑えることは難しい。
そこで、デジタル式において高い遅延精度が要求される場合は、オンチップのトランジスタを用いた電圧安定化回路と併用するか、または外部に専用安定化電源を設けることになるが、その分コストが高くなっていた。
パッシブな素子のみによる電源フィルタの利用については抵抗とキャパシタによるフィルタの場合は、常識的に抵抗による電圧降下があることから使われていない。
また、一般電源に使われるインダクタやインダクタとキャパシタの組み合わせによるフィルタは共振周波数をもつ。
そのため電源投入および切断時の電圧の暴れや、共振周波数に近い成分が多いノイズが来た場合の電圧変動が大きく使いにくかった。さらにインダクタはLSI上への実装が難しい。
また、一般電源に使われるインダクタやインダクタとキャパシタの組み合わせによるフィルタは共振周波数をもつ。
そのため電源投入および切断時の電圧の暴れや、共振周波数に近い成分が多いノイズが来た場合の電圧変動が大きく使いにくかった。さらにインダクタはLSI上への実装が難しい。
本発明の目的は、遅延または周波数の安定度低下やコスト増加を抑えることができ、設計時間も短縮することが可能な遅延安定化回路および半導体集積回路を提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明の第1の観点の遅延安定化回路は、キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路と、外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるためのフィードバック制御回路とを有する。
好適には、上記ノイズフィルタを構成する抵抗が可変遅延回路と同じ集積回路上に実装され、チップ外部にノイズフィルタを構成するキャパシタのみを接続するためのピンを持ち、そのピンにノイズフィルタを構成するキャパシタが接続される。
また、好適には、上記ノイズフィルタを形成する抵抗とキャパシタが上記可変遅延回路と集積回路上に実装される。
好適には、少なくとも上記可変遅延回路が同じ集積回路上に実装された他の回路と電源が分離され、上記ノイズフィルタによって電源による電力が供給される。
好適には、上記ノイズフィルタの時定数は、上記遅延フィードバック制御の周期より十分に大きくなるように設定されている。
本発明の第2の観点の遅延安定化回路は、キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路を含むリングオシレータと、外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路と、を有し、上記リングオシレータによりクロックを出力する。
本発明の第3の観点の遅延安定化回路は、キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路を含むリングオシレータと、上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給され、入力信号を遅延制御信号に応じた遅延量をもって遅延する少なくとも一つの出力用遅延可変回路と、外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記リングオシレータの可変遅延回路および上記出力用可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路とを有する。
本発明の第4の観点の半導体集積回路は、キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、論理ゲートを含む可変遅延回路を含み、クロックを出力するリングオシレータと、外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路と、上記リングオシレータの出力クロックを動作クロックとするロジック回路と、を有し、少なくもとリングオシレータ、フィードバック制御回路、およびロジック回路が同一の集積回路に実装され、少なくとも上記ロジック回路には電源による電力が供給され、上記リングオシレータおよびフィードバック制御回路のうち、少なくもとリングオシレータの可変遅延回路には、上記ノイズフィルタを経由した電源の電力が供給される。
本発明の第5の観点の半導体集積回路は、キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、論理ゲートを含む可変遅延回路を含むリングオシレータと、上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給され、入力信号を遅延制御信号に応じた遅延量をもって遅延する少なくとも一つの出力用遅延可変回路と、外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記リングオシレータの可変遅延回路および上記出力用可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路と、上記出力用可変遅延回路の出力信号を受けて所定の処理を行うロジック回路と、を有し、少なくもと出力用可変遅延回路、リングオシレータ、フィードバック制御回路、およびロジック回路が同一の集積回路に実装され、少なくとも上記ロジック回路には電源による電力が供給され、上記出力用可変遅延回路、リングオシレータおよびフィードバック制御回路のうち、少なくもと出力用可変遅延回路、リングオシレータの可変遅延回路には、上記ノイズフィルタを経由した電源の電力が供給される。
本発明によれば、ノイズフィルタは、キャパシタと抵抗からなるパッシブな電源フィルタ(CRパッシブフィルタ)として機能し、元電源による電源電圧を遅延安定化回路全体、または可変遅延回路を含む一部分に対し、抵抗とキャパシタからなるパッシブな電源フィルタを通した電力を駆動電力として供給する。
本発明によれば、遅延または周波数の安定度低下やコスト増加を抑えることができ、設計時間も短縮することができる。
以下、本発明の実施形態を添付図面に関連付けて説明する。
<第1実施形態>
図1は、本発明に係る遅延安定化回路の第1の実施形態を示す回路図である。
本第1の実施形態の遅延安定化回路は、PLLとした場合の構成例である。
図1は、本発明に係る遅延安定化回路の第1の実施形態を示す回路図である。
本第1の実施形態の遅延安定化回路は、PLLとした場合の構成例である。
本第1の実施形態の遅延安定化回路10は、図1に示すように、リングオシレータ11、遅延フィードバック制御回路12、およびノイズフィルタ(電源フィルタ)13を主構成要素として有している。
本実施形態においては、後で詳述するように、キャパシタと抵抗とからなるパッシブなフィルタとして構成され、図示しない元電源からの電源電圧VDDを電圧Vfとして、リングオシレータ11、またはリングオシレータ11および遅延フィードバック制御回路12の両者に供給する。
本実施形態においては、後で詳述するように、キャパシタと抵抗とからなるパッシブなフィルタとして構成され、図示しない元電源からの電源電圧VDDを電圧Vfとして、リングオシレータ11、またはリングオシレータ11および遅延フィードバック制御回路12の両者に供給する。
リングオシレータ11は、可変遅延回路111、および可変遅延回路111の出力に入力端子が接続され、入力に出力端子が接続されたインバータ112によりリング状に構成されている。
リングオシレータ11は、ノイズフィルタ13を経由した電源電圧Vfを駆動電力として供給され、発振クロックCLKを、遅延制御信号DCTLに応じた遅延量をもって遅延させて出力する。
リングオシレータ11は、ノイズフィルタ13を経由した電源電圧Vfを駆動電力として供給され、発振クロックCLKを、遅延制御信号DCTLに応じた遅延量をもって遅延させて出力する。
このリングオシレータ11は、遅延測定用信号発生回路として機能する。
上記の遅延測定用信号発生回路は可変遅延回路の遅延と比例する遅延、または発振周期をもつ遅延測定用信号を出力するものである。
PLLのように可変遅延回路をリングオシレータとして利用する場合は遅延測定用信号発生回路は可変遅延回路そのもので兼用できる。
上記の遅延測定用信号発生回路は可変遅延回路の遅延と比例する遅延、または発振周期をもつ遅延測定用信号を出力するものである。
PLLのように可変遅延回路をリングオシレータとして利用する場合は遅延測定用信号発生回路は可変遅延回路そのもので兼用できる。
可変遅延回路111は、ロジック(論理)ゲートで構成されるデジタル式の可変遅延回路であって、遅延フィードバック制御回路12による遅延制御信号DCTLにより遅延変動を少なくなるように制御され、遅延制御信号DCTLに応じた遅延量をもってクロックCLKを出力する。
図2は、本発明に係るデジタル式可変遅延回路の第1の構成例を示す回路図である。
図2の可変遅延回路111Aは、入力信号INの供給ライン(図1の構成ではインバータ112の出力ライン)に対して直列に接続された複数の遅延素子(バッファ)DL1A〜DLnAと、遅延制御信号DCTLに応じて各遅延素子DL1A〜DLnAの出力のうちのいずれかを選択して出力するセレクタSEL1Aとを有する。
図2の可変遅延回路111Aは、入力信号INの供給ライン(図1の構成ではインバータ112の出力ライン)に対して直列に接続された複数の遅延素子(バッファ)DL1A〜DLnAと、遅延制御信号DCTLに応じて各遅延素子DL1A〜DLnAの出力のうちのいずれかを選択して出力するセレクタSEL1Aとを有する。
図3は、本発明に係るデジタル式可変遅延回路の第2の構成例を示す回路図である。
図3の可変遅延回路111Bは、入力信号INの供給ライン(図1の構成ではインバータ112の出力ライン)に対して並列に接続された複数の遅延素子(バッファ)DL1B〜DLnBと、遅延制御信号DCTLに応じて各遅延素子DL1B〜DLnBの出力のうちのいずれかを選択して出力するセレクタSEL1Bとを有する。
図3の可変遅延回路111Bは、各遅延素子DL1B〜DLnBの出力配線長を変える等で、負荷容量を変えて、異なる遅延を生成している。
図3の可変遅延回路111Bは、各遅延素子DL1B〜DLnBの出力配線長を変える等で、負荷容量を変えて、異なる遅延を生成している。
以上の構成を有するリングオシレータ11は、上述したように、遅延測定用信号発生回路として機能し、この遅延測定用信号発生回路は、可変遅延回路111の遅延と比例する遅延、または発振周期をもつ遅延測定用信号CLKを外部および遅延フィードバック制御回路12に出力する。
遅延フィードバック制御回路12は、外部から入力される基準クロックRCLKとリングオシレータ11の出力信号CLKとの位相および周波数を比較して、リングオシレータ11の可変遅延回路111の遅延変動を抑えるための遅延制御信号DCTLを生成し、可変遅延回路111に出力する。
図4は、本発明に係る遅延フィードバック制御回路の構成例を示すブロック図である。
図4の遅延フィードバック制御回路12は、分周回路121,122、位相周波数比較器123、および遅延制御信号生成回路124を有する。
分周回路121は、外部から入力される基準クロックRCLKの周波数を所定の分周比をもって分周して位相周波数比較器123に出力する。
分周回路122は、リングオシレータ11の出力クロックCLKの周波数を所定の分周比をもって分周して位相周波数比較器123に出力する。
位相周波数比較器123は、分周器121,122による基準クロックとクロックとの位相、周波数を比較し、比較結果を遅延制御信号生成回路124に出力する。
遅延制御信号生成回路124は、位相周波数比較器123の比較結果およびリングオシレータ11の出力クロックCLKを受けて、可変遅延回路111の遅延量を制御するための遅延制御信号DCTLを生成し、可変遅延回路111に出力する。
分周回路121は、外部から入力される基準クロックRCLKの周波数を所定の分周比をもって分周して位相周波数比較器123に出力する。
分周回路122は、リングオシレータ11の出力クロックCLKの周波数を所定の分周比をもって分周して位相周波数比較器123に出力する。
位相周波数比較器123は、分周器121,122による基準クロックとクロックとの位相、周波数を比較し、比較結果を遅延制御信号生成回路124に出力する。
遅延制御信号生成回路124は、位相周波数比較器123の比較結果およびリングオシレータ11の出力クロックCLKを受けて、可変遅延回路111の遅延量を制御するための遅延制御信号DCTLを生成し、可変遅延回路111に出力する。
ノイズフィルタ13は、キャパシタと抵抗からなるパッシブな電源フィルタ(CRパッシブフィルタ)として機能し、図示しない元電源による電源電圧VDDを遅延安定化回路10全体、または可変遅延回路111を含む一部分(図1の構成ではリングオシレータ)に対し、抵抗とキャパシタからなるパッシブな電源フィルタを通した電圧Vfを駆動電力として供給する。
図5は、本発明に係るノイズフィルタ(CRパッシブフィルタ)の第1の構成例を示す回路図である。
図5のCRパッシブフィルタ13Aは、抵抗R1とキャパシタC1とを含む、1段構成のフィルタとして形成されている。
抵抗R1の一端が元電源の電源電圧VDDの供給ラインに接続され、他端がキャパシタC1の第1電極に接続されて、その接続ノードND1によりフィルタリング後の電圧Vfを出力する。キャパシタC1の第2電極は接地されている。
抵抗R1の一端が元電源の電源電圧VDDの供給ラインに接続され、他端がキャパシタC1の第1電極に接続されて、その接続ノードND1によりフィルタリング後の電圧Vfを出力する。キャパシタC1の第2電極は接地されている。
図6は、本発明に係るノイズフィルタ(CRパッシブフィルタ)の第2の構成例を示す回路図である。
図5のCRパッシブフィルタ13Bは、抵抗R1,R2とキャパシタC1,C2とを含む、2段構成のフィルタとして形成されている。
抵抗R1の一端が元電源の電源電圧VDDの供給ラインに接続され、他端がキャパシタC1の第1電極に接続されて、キャパシタC1の第2電極が接地されている。抵抗R2の一端が抵抗R1とキャパシタC1との接続ノードND1に接続され、他端がキャパシタC2の第2電極に接続され、その接続ノードND2によりフィルタリング後の電圧Vfを出力する。キャパシタC2の第2電極は接地されている。
抵抗R1の一端が元電源の電源電圧VDDの供給ラインに接続され、他端がキャパシタC1の第1電極に接続されて、キャパシタC1の第2電極が接地されている。抵抗R2の一端が抵抗R1とキャパシタC1との接続ノードND1に接続され、他端がキャパシタC2の第2電極に接続され、その接続ノードND2によりフィルタリング後の電圧Vfを出力する。キャパシタC2の第2電極は接地されている。
このような構成を有するノイズフィルタ11は、後で詳述するように、PLL(あるいはDLL)として構成される遅延安定化回路がLSIに搭載される場合であって、LSI上に大きなノイズ源となる他のロジック回路が存在する場合は、それらのノイズ源となる回路と可変遅延回路または遅延安定化回路全体または遅延安定化回路の遅延安定に影響の大きい部分をノイズ源となる他のロジック回路から電源分離するために配置される。
ノイズフィルタ(電源フィルタ)の抵抗Rの値はデジタル回路が問題なく動くような電圧降下の小さい値とし、キャパシタCの容量は要求される遅延の安定度が得られるような値を選択する。
より具体的には以下のような条件を満たす値を用いる。
より具体的には以下のような条件を満たす値を用いる。
元電源の電圧をVDD、電源フィルタの出力側電圧をVf、デジタル回路の下限電源電圧をVmin 外部からの電源ノイズのPeak-to-Peak値をVnoise としたとき、
条件1. 常に、Vf ≧ Vmin、
条件2. VDDを中心に電圧振れ幅=Vnoise幅で、パルス長が遅延安定化回路のフィードバック周期より十分長い(たとえば10倍)方形波をノイズ付きの電源電圧として電源フィルタ経由で遅延安定化回路へ入力した場合に遅延回路の動作において所望の遅延安定度が得られる。
条件1. 常に、Vf ≧ Vmin、
条件2. VDDを中心に電圧振れ幅=Vnoise幅で、パルス長が遅延安定化回路のフィードバック周期より十分長い(たとえば10倍)方形波をノイズ付きの電源電圧として電源フィルタ経由で遅延安定化回路へ入力した場合に遅延回路の動作において所望の遅延安定度が得られる。
以上の条件2を満たすことにより、いろいろな波形の電源ノイズが入力されても、CRの電源フィルタとフィードバック回路により所望の遅延安定度が得られる。
上記1、2の条件はともにスパイス(SPICE)によるシミュレーションや実回路の測定で検証し、抵抗値や容量値を決めることができる。
1.の条件を満たせない場合はフィルタの抵抗値を小さくしてゆけばよい。
2.の条件を満たせない場合はキャパシタ容量を大きくするか、または1の条件を満たす範囲内で抵抗値を大きくしてゆくか、または1の条件を満たした上でフィルタの段数を増やせばよい。
2.の条件を満たせない場合はキャパシタ容量を大きくするか、または1の条件を満たす範囲内で抵抗値を大きくしてゆくか、または1の条件を満たした上でフィルタの段数を増やせばよい。
条件2でノイズとして方形波を用いているのは方形波の立ち上がりまたは下がりの時間が遅延フィードバック周期に比べて十分短ければ遅延変動のフィードバック動作による修正が方形波の立ち上がりまたは下がりの直後には効かず、そこで遅延変動が最悪値になると考えられるからである。
遅延安定化回路が間欠動作ではなく連続動作する場合は、1の条件にあう抵抗値は、ノイズフィルタ(電源フィルタ)に流れる電源電流をI、 電源フィルタの総抵抗値をRとして、以下の条件式からでも概算できる。
VDD Vmin ≧ VDD Vf = I*R
以下に、ノイズフィルタ(電源フィルタ)を設けた場合と設けていない場合の電源ノイズと可変遅延回路の遅延変動について考察する。
図7は、本実施形態のように、ノイズフィルタ(電源フィルタ)を設けた場合の電源ノイズと可変遅延回路の遅延変動の様子を示す図である。
図8は、ノイズフィルタ(電源フィルタ)を設けていない場合の電源ノイズと可変遅延回路の遅延変動の様子を示す図である。
図8は、ノイズフィルタ(電源フィルタ)を設けていない場合の電源ノイズと可変遅延回路の遅延変動の様子を示す図である。
本実施形態のように、ノイズフィルタ(電源フィルタ)を設けた場合、図7に示すように、CRフィルタで電圧変動が緩やかになるため、遅延変動が遅延フィードバック制御によりほぼキャンセルされる。
これに対して、本実施形態のように、ノイズフィルタ(電源フィルタ)を設けていない場合、図8に示すように、電源電圧の急峻な変化で遅延も大きく変化する。その後、遅延フィードバック制御により徐々に遅延が元に戻っていく。
これに対して、本実施形態のように、ノイズフィルタ(電源フィルタ)を設けていない場合、図8に示すように、電源電圧の急峻な変化で遅延も大きく変化する。その後、遅延フィードバック制御により徐々に遅延が元に戻っていく。
本第1の実施形態によれば、遅延または周波数の安定度低下やコスト増加を抑えることができ、設計時間も短縮することが可能な遅延安定化回路を提供することができる。
なお、ノイズフィルタであるCRフィルタは、可変遅延回路111、あるいはリングオシレータ11と遅延フィードバック制御回路12と同じチップに集積化することも、外付けにすることも可能であり、また抵抗R1、R2をのみを可変遅延回路と同じチップに形成し、キャパシタは外付けとして接続ピンを通して接続する等、種々の態様が可能である。
<第2実施形態>
図9は、本発明に係る遅延安定化回路の第2の実施形態を示す回路図である。
図9は、本発明に係る遅延安定化回路の第2の実施形態を示す回路図である。
本第2の実施形態の遅延安定化回路10Aが、第1の実施形態の遅延安定化回路10と異なる点は、PLLの代わりに、オープンループで用いるDLL としたことにある。
そして、本第2の実施形態においては、遅延測定用信号発生回路としては、リングオシレータ11Aの可変遅延回路111を時間多重で兼用することが可能であるが、本第2の実施形態の遅延安定化回路10A は、図9に示すように、遅延測定用信号発生回路としてのリングオシレータ11Aの可変遅延回路111とは別に可変遅延回路14−1から4−4を設けている
遅延安定化回路10Aにおいては、遅延フィードバック制御回路12Aがリングオシレータ11A の出力と基準クロックRCLK とを比較して遅延変動を抑えるための遅延制御信号DCTLを生成し、リングオシレータ11Aの可変遅延回路111に出力するともに、入力信号IN1〜IN4を遅延させて出力する可変遅延回路14−1〜14−4に出力する。
可変遅延回路14−1〜14−4は、図2や図3と同様に構成可能であり、遅延フィードバック制御回路12Aも図4と同様に構成される。
ノイズフィルタ13は、第1の実施形態の場合と同様(図4,図5)の構成を有し、キャパシタと抵抗からなるパッシブな電源フィルタ(CRパッシブフィルタ)として機能し、図示しない元電源による電源電圧VDDを遅延安定化回路10A全体、または可変遅延回路111(図9の構成ではリングオシレータ),14−1から4−4を含む一部分(図1の構成ではリングオシレータ)に対し、抵抗とキャパシタからなるパッシブな電源フィルタを通した電圧Vfを駆動電力として供給する。
本第2の実施形態においても、遅延または周波数の安定度低下やコスト増加を抑えることができ、設計時間も短縮することが可能な遅延安定化回路を提供することができる。
なお、ノイズフィルタであるCRフィルタは、可変遅延回路111、あるいはリングオシレータ11Aと遅延フィードバック制御回路12Aと同じチップに集積化することも、外付けにすることも可能であり、また、抵抗R1、R2をのみを可変遅延回路と同じチップに形成し、キャパシタは外付けとして接続ピンを通して接続する等、種々の態様が可能である。
<第3実施形態>
図10は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第3の実施形態を示す回路図である。
図10は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第3の実施形態を示す回路図である。
本第3の実施形態はおいては、第1の実施形態で説明したPLLとして構成される遅延安定化回路10が大規模集積回路(LSI)20に搭載される場合であって、LSI20上に大きなノイズ源となる他のロジック回路21が存在する場合の例を示している。
また、遅延安定化回路10であるPLLの出力クロックCLKは、ロジック回路21等に供給されて、LSI20のチップ内用クロックとして用いられる。
第3の実施形態におけるノイズフィルタ13は、図5に示す1段構成のものが適用され、それらのノイズ源となるロッジク回路21と可変遅延回路または遅延安定化回路全体または遅延安定化回路の遅延安定に影響の大きい部分をノイズ源となる他のロジック回路21から電源分離するために配置される。
また、遅延安定化回路10であるPLLの出力クロックCLKは、ロジック回路21等に供給されて、LSI20のチップ内用クロックとして用いられる。
第3の実施形態におけるノイズフィルタ13は、図5に示す1段構成のものが適用され、それらのノイズ源となるロッジク回路21と可変遅延回路または遅延安定化回路全体または遅延安定化回路の遅延安定に影響の大きい部分をノイズ源となる他のロジック回路21から電源分離するために配置される。
すなわち、遅延安定化回路10には、ノイズフィルタ(電源フィルタ)13を経由した電圧Vfが供給され、他のロジック回路21には電源電圧VDDが供給される。
本第3の実施形態によれば、同一のLSI20にPLLを構成する遅延安定化回路10と他のロジック回路21とを集積化しても、ノイズフィルタ(電源フィルタ)13によりノイズ源となるロジック回路21に直接的に供給される電源電圧VDDをフィルタリングしていることから、CRフィルタで電圧変動が緩やかになるため、遅延変動が遅延フィードバック制御によりほぼキャンセルされる。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
<第4実施形態>
図11は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第4の実施形態を示す回路図である。
図11は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第4の実施形態を示す回路図である。
本第4の実施形態においては、第3の実施形態で説明したPLLとして構成される遅延安定化回路10が大規模集積回路(LSI)20に搭載される場合であって、LSI20上に大きなノイズ源となる他のロジック回路21が存在する場合の構成において、遅延安定化回路10の構成要素の遅延フィードバック制御回路12を電源電圧VDDが供給される他のロジック回路21側に配置している。
本第4の実施形態によれば、同一のLSI20にPLLを構成する遅延安定化回路10と他のロジック回路21とを集積化しても、ノイズフィルタ(電源フィルタ)13によりノイズ源となるロジック回路21に直接的に供給される電源電圧VDDをフィルタリングしていることから、CRフィルタで電圧変動が緩やかになるため、リングオシレータ11の可変遅延回路の遅延変動が遅延フィードバック制御によりほぼキャンセルされる。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
このように、可変遅延回路系のみをノイズフィルタ13を経由した電圧Vfが供給される電源分離された回路構成としたとしても、第3の実施形態と同様の効果を得ることが可能である。
<第5実施形態>
図12は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第5の実施形態を示す回路図である。
図12は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第5の実施形態を示す回路図である。
本第5の実施形態が第4の実施形態と異なる点は、ノイズフィルタ13Cの抵抗R1をのみを可変遅延回路と同じチップであるLSI20Bに形成し、キャパシタC1,C3は外付けとして接続ピン22,23を通して接続するように構成したことにある。
このオンチップ抵抗は、たとえば金属やポリシリコン等の配線等により形成される。
このオンチップ抵抗は、たとえば金属やポリシリコン等の配線等により形成される。
本第5の実施形態によれば、同一のLSI20BにPLLを構成する遅延安定化回路10と他のロジック回路21とを集積化しても、ノイズフィルタ(電源フィルタ)13によりノイズ源となるロジック回路21に直接的に供給される電源電圧VDDをフィルタリングしていることから、CRフィルタで電圧変動が緩やかになるため、リングオシレータ11の可変遅延回路の遅延変動が遅延フィードバック制御によりほぼキャンセルされる。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
このように、ノイズフィルタ13Cの抵抗をオンチップ抵抗とし、可変遅延回路系のみをノイズフィルタ13を経由した電圧Vfが供給される電源分離された回路構成としたとしても、第3の実施形態と同様の効果を得ることが可能である。
<第6実施形態>
図13は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第6の実施形態を示す回路図である。
図13は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第6の実施形態を示す回路図である。
本第6の実施形態はおいては、第2の実施形態で説明したDLLとして構成される遅延安定化回路10A大規模集積回路(LSI)20Cに搭載される場合であって、LSI20上に大きなノイズ源となる他のロジック回路21Cが存在する場合の例を示している。
また、遅延安定化回路10であるDLLで遅延された信号DOS*は、ロジック回路21CAに供給されて、所定の処理が施される。
第6の実施形態におけるノイズフィルタ13Bは、図6に示す2段構成のものが適用され、それらのノイズ源となるロッジク回路21Cと可変遅延回路または遅延安定化回路全体または遅延安定化回路の遅延安定に影響の大きい部分をノイズ源となる他のロジック回路21Cから電源分離するために配置される。
また、遅延安定化回路10であるDLLで遅延された信号DOS*は、ロジック回路21CAに供給されて、所定の処理が施される。
第6の実施形態におけるノイズフィルタ13Bは、図6に示す2段構成のものが適用され、それらのノイズ源となるロッジク回路21Cと可変遅延回路または遅延安定化回路全体または遅延安定化回路の遅延安定に影響の大きい部分をノイズ源となる他のロジック回路21Cから電源分離するために配置される。
すなわち、遅延安定化回路10Aには、ノイズフィルタ(電源フィルタ)13を経由した電圧Vfが供給され、他のロジック回路21Cには電源電圧VDDが供給される。
本第6の実施形態によれば、同一のLSI20CにDLLを構成する遅延安定化回路10Aと他のロジック回路21Cとを集積化しても、ノイズフィルタ(電源フィルタ)13によりノイズ源となるロジック回路21に直接的に供給される電源電圧VDDをフィルタリングしていることから、CRフィルタで電圧変動が緩やかになるため、遅延変動が遅延フィードバック制御によりほぼキャンセルされる。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
このような特徴を有するDLLの遅延安定化回路10Aは、たとえば図14に示すような、DDR DRAMのインタフェース回路として用いることが可能である。
図14において、30はDDR 同期型DRAMを示すし、20Cが第6の実施形態に係るLSIを示している。また、24,25はD型フリップフロップを、26はインバータを示している。
図14において、電源系統は省略して示している。
図14において、30はDDR 同期型DRAMを示すし、20Cが第6の実施形態に係るLSIを示している。また、24,25はD型フリップフロップを、26はインバータを示している。
図14において、電源系統は省略して示している。
図15(A)〜(D)は、DDRインタフェースとして機能するDLLの動作を説明するためのタイミングチャートである。
DDR SDRAM30からデータを読み出す場合、リードデータDQ*のあるグループ毎(たとえば8ビット毎)にリードデータの変化タイミングを示す信号DQS*が出力される。
このリードデータをLSI20C内部でラッチするためには、その信号DQS*をクロック周期の約1/4だけ遅延させて取り込みクロックとして用いる必要がある。
DLLの遅延安定化回路10Aはそのための安定な遅延させた信号DQSを生成する。
このリードデータをLSI20C内部でラッチするためには、その信号DQS*をクロック周期の約1/4だけ遅延させて取り込みクロックとして用いる必要がある。
DLLの遅延安定化回路10Aはそのための安定な遅延させた信号DQSを生成する。
このように、DDRインタフェースとして適用でき、遅延振動の少ない安定なクロック用信号を生成することができる。
<第7実施形態>
図16は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第7の実施形態を示す回路図である。
図16は、本発明に係る半導体に集積化された遅延安定化回路の第7の実施形態を示す回路図である。
本第7の実施形態においては、第6の実施形態で説明したDLLとして構成される遅延安定化回路10Aが大規模集積回路(LSI)20Cに搭載される場合であって、LSI20C上に大きなノイズ源となる他のロジック回路21Cが存在する場合の構成において、遅延安定化回路10Aの構成要素の遅延フィードバック制御回路12を電源電圧VDDが供給される他のロジック回路21C側に配置している。
本第7の実施形態によれば、同一のLSI20CにDLLを構成する遅延安定化回路10Aと他のロジック回路21Cとを集積化しても、ノイズフィルタ(電源フィルタ)13によりノイズ源となるロジック回路21に直接的に供給される電源電圧VDDをフィルタリングしていることから、CRフィルタで電圧変動が緩やかになるため、リングオシレータ11の可変遅延回路の遅延変動が遅延フィードバック制御によりほぼキャンセルされる。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
したがって、精度の高いクロック生成を実現することが可能である。
このように、可変遅延回路系のみをノイズフィルタ13を経由した電圧Vfが供給される電源分離された回路構成としたとしても、第6の実施形態と同様の効果を得ることが可能である。
以上に説明した各実施形態によれば、以下に示すような効果を得ることができる。
すなわち、ロジックゲートのみで遅延安定化回路を構成するのでアナログ式にくらべ設計が容易。またLSI製造プロセスの世代交代によりロジック回路と同じ割合で面積縮小や消費電力削減ができる。
LSIの他の主要なロジック回路と元電源を共有でき専用のアクティブな安定化電源は不要で安価な抵抗、キャパシタによる電源フィルタのみで実用上十分な遅延安定度が得られる。
従来の常識では抵抗による電源電圧降下の悪影響で選択されなかったデジタル式遅延安定化回路とCRによる電源フィルタの組み合わせは下記のような工夫や、プロセスの世代交代と、LSIに使用されるクロック周波数の上昇トレンドにより従来手法よりそのメリットが増大し、デメリットが減少してゆく。
LSIの他の主要なロジック回路と元電源を共有でき専用のアクティブな安定化電源は不要で安価な抵抗、キャパシタによる電源フィルタのみで実用上十分な遅延安定度が得られる。
従来の常識では抵抗による電源電圧降下の悪影響で選択されなかったデジタル式遅延安定化回路とCRによる電源フィルタの組み合わせは下記のような工夫や、プロセスの世代交代と、LSIに使用されるクロック周波数の上昇トレンドにより従来手法よりそのメリットが増大し、デメリットが減少してゆく。
以下はその説明である。
必要な部分のみを電源分離することで安定化すべき電源電流は少なくて済む。
その結果フィルタに用いる抵抗による電圧降下は小さくなる。
電圧降下の許容値およびフィルタの時定数(CxR)が同じならば電源分離により電流が減った分抵抗値を高くできその分キャパシタは小さなものでよくなる。
一般にロジックゲート用の電源電圧はプロセス世代交代とともに低電圧になるため、世代交代により耐圧の低いキャパシタが使え、同時に電源電流も減少するため一層小型のキャパシタが使える。
さらに世代の進んだプロセスほど内部回路の動作周波数が高でき実際のチップでもDDRアクセス周期が短くなってDLLの作る遅延が小さくなってきている。
PLLでも発振周波数が高くなり、PLL内の可変遅延回路の遅延量が小さくなる傾向がある。
それに従いデジタル式では遅延のフィードバック制御の周期も小さくなり、連動して電源フィルタの時定数も小さくでき一層小型のキャパシタが使えるようになる。
よってより小型のチップ部品で安価かつ小面積で電源フィルタを実装できる。
また1パッケージへいろいろなチップや部品を乗せるマルチチップモジュールやマルチチップパッケージ、さらにはオンチップへの電源フィルタ搭載もインダクタを用いないので容易かつ低コストであり今後従来手法にくらべコストメリットがでる可能性が高まる。
必要な部分のみを電源分離することで安定化すべき電源電流は少なくて済む。
その結果フィルタに用いる抵抗による電圧降下は小さくなる。
電圧降下の許容値およびフィルタの時定数(CxR)が同じならば電源分離により電流が減った分抵抗値を高くできその分キャパシタは小さなものでよくなる。
一般にロジックゲート用の電源電圧はプロセス世代交代とともに低電圧になるため、世代交代により耐圧の低いキャパシタが使え、同時に電源電流も減少するため一層小型のキャパシタが使える。
さらに世代の進んだプロセスほど内部回路の動作周波数が高でき実際のチップでもDDRアクセス周期が短くなってDLLの作る遅延が小さくなってきている。
PLLでも発振周波数が高くなり、PLL内の可変遅延回路の遅延量が小さくなる傾向がある。
それに従いデジタル式では遅延のフィードバック制御の周期も小さくなり、連動して電源フィルタの時定数も小さくでき一層小型のキャパシタが使えるようになる。
よってより小型のチップ部品で安価かつ小面積で電源フィルタを実装できる。
また1パッケージへいろいろなチップや部品を乗せるマルチチップモジュールやマルチチップパッケージ、さらにはオンチップへの電源フィルタ搭載もインダクタを用いないので容易かつ低コストであり今後従来手法にくらべコストメリットがでる可能性が高まる。
10,10A,10B…遅延安定化回路、11,11A…リングオシレータ、12,12A…遅延フィードバック制御回路、13,13A、13B,13C…ノイズフィルタ、R1,R2…抵抗、C1,C2…キャパシタ、20,20A〜20…LSI(集積回路)、21,21A〜21C…ノイズ源となるロジック回路。
Claims (13)
- キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、
上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路と、
外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるためのフィードバック制御回路と
を有する遅延安定化回路。 - 上記ノイズフィルタを構成する抵抗が可変遅延回路と同じ集積回路上に実装され、
チップ外部にノイズフィルタを構成するキャパシタのみを接続するためのピンを持ち、
そのピンにノイズフィルタを構成するキャパシタを接続した
請求項1記載の遅延安定化回路。 - 上記ノイズフィルタを形成する抵抗とキャパシタが上記可変遅延回路と集積回路上に実装された
請求項1記載の遅延安定化回路 - 少なくとも上記可変遅延回路が同じ集積回路上に実装された他の回路と電源が分離され、上記ノイズフィルタによって電源による電力が供給される
請求項1記載の遅延安定化回路。 - 上記ノイズフィルタの時定数は、上記遅延フィードバック制御の周期より十分に大きくなるように設定されている
請求項1記載の遅延安定化回路。 - キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、
上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路を含むリングオシレータと、
外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路と、を有し、
上記リングオシレータによりクロックを出力する
遅延安定化回路。 - キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、
上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給される論理ゲートを含む可変遅延回路を含むリングオシレータと、
上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給され、入力信号を遅延制御信号に応じた遅延量をもって遅延する少なくとも一つの出力用遅延可変回路と、
外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記リングオシレータの可変遅延回路および上記出力用可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路と
を有する遅延安定化回路。 - 上記ノイズフィルタの時定数は、上記遅延フィードバック制御の周期より十分に大きくなるように設定されている
請求項6記載の遅延安定化回路。 - 上記ノイズフィルタの時定数は、上記遅延フィードバック制御の周期より十分に大きくなるように設定されている
請求項7記載の遅延安定化回路。 - キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、
論理ゲートを含む可変遅延回路を含み、クロックを出力するリングオシレータと、
外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路と、
上記リングオシレータの出力クロックを動作クロックとするロジック回路と、を有し、
少なくもとリングオシレータ、フィードバック制御回路、およびロジック回路が同一の集積回路に実装され、
少なくとも上記ロジック回路には電源による電力が供給され、
上記リングオシレータおよびフィードバック制御回路のうち、少なくもとリングオシレータの可変遅延回路には、上記ノイズフィルタを経由した電源の電力が供給される
半導体集積回路。 - キャパシタと抵抗からなるパッシブなノイズフィルタと、
論理ゲートを含む可変遅延回路を含むリングオシレータと、
上記ノイズフィルを経由して電源の電力が供給され、入力信号を遅延制御信号に応じた遅延量をもって遅延する少なくとも一つの出力用遅延可変回路と、
外部から入力されたクロックを基準に用いて上記可変遅延回路の遅延変動を抑えるための遅延制御信号を上記リングオシレータの可変遅延回路および上記出力用可変遅延回路に出力するフィードバック制御回路と、
上記出力用可変遅延回路の出力信号を受けて所定の処理を行うロジック回路と、を有し、
少なくもと出力用可変遅延回路、リングオシレータ、フィードバック制御回路、およびロジック回路が同一の集積回路に実装され、
少なくとも上記ロジック回路には電源による電力が供給され、
上記出力用可変遅延回路、リングオシレータおよびフィードバック制御回路のうち、少なくもと出力用可変遅延回路、リングオシレータの可変遅延回路には、上記ノイズフィルタを経由した電源の電力が供給される
半導体集積回路。 - 上記ノイズフィルタの時定数は、上記遅延フィードバック制御の周期より十分に大きくなるように設定されている
請求項10記載の半導体集積回路。 - 上記ノイズフィルタの時定数は、上記遅延フィードバック制御の周期より十分に大きくなるように設定されている
請求項11記載の半導体集積回路。
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