JP2006153626A - 複数標準電波のデコード方法及び標準電波受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】世界各国において放送される様々の仕様の標準電波に対して、より少ない処理負荷・時間で最も受信状態の良いチャネルを自動的に選択し、仕様に即応してデコードを行う標準電波受信装置の提供。
【解決手段】搬送波チャネル毎に得られるタイムコード信号の各々の波形から、複数の仕様に共通するビット波形の少なくとも１部を抽出信号として抽出し、この抽出信号に基づいてビット同期をなし、ビット波形から、搬送波チャネル毎の受信状態の良否を示す評価指標を測定し、該評価指標に従って搬送波チャネルのうちの１つのチャネルを選択する。当該選択されたチャネルのタイムコード信号から仕様毎に異なるフォーマットの特徴をなす特徴符号に対応するビット波形を抽出し、特徴符号の内容に従ってチャネルから得られるタイムコード信号の仕様を識別し、識別された仕様のフォーマットに従って、タイムコード信号を時刻データに復号する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、日本及び海外にて複数の仕様により定められた複数の標準電波を受信し、該仕様により異なった搬送波周波数及び異なったフォーマットを有するタイムコード信号をデコードするデコード方法、並びに該タイムコード信号から時刻データを処理する標準電波受信装置に関する。

尚、本明細書において、「フォーマット」の用語は、タイムコード信号（以下、ＴＣＯ信号と称する）を構成する個々のビット符号の波形フォーマットと、ＴＣＯ信号が担う情報である時刻コードの配列を規定するデータフォーマットとの両方を意味するものとして用いる。

日本標準時を与える標準電波（以下ＪＪＹと称する）は、独立法人通信総合研究所が運営管理を行っている九州長波局と福島長波局の国内２箇所から、４０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの長波電波によって常時送信されている。かかる標準電波の搬送波は、１ビット／秒のビットレートで発生されるＴＣＯ信号によって振幅変調が施されている。該タイムコード信号は、６０ビットからなる１フレームが１分毎に繰り返し連続する構成をとる。該１フレームには、年月日及び時分を含む時刻データがＢＣＤ（Binary Coded Decimal code）コードの表記形式により格納されている（図１Ａ参照）。

ＪＪＹにおけるＴＣＯ信号を構成する１ビットの符号は、バイナリ“１”を示すバイナリ１符号と、バイナリ“０”を示すバイナリ０符号と、時刻情報の仕切りを示すための同期信号であるマーカー符号（便宜上“ＭＫ”で示す）との３つの符号の何れかとる。その意味で、本明細書中において用いる「ビット」の用語は、通常の用語例とは異なることに注意を要する。かかる３つの符号間の区別は、方形パルスにおけるＨ幅の違いによりなされる（図１Ｂ参照）。ＪＪＹの標準電波を利用する技術については、特許文献１及び２が参照される。

一方、海外において、現在稼働している長波標準電波としては、例えば、独国ＤＣＦ７７（７７．５ＫＨｚ）、米国ＷＷＶＢ（６０ＫＨｚ）及び英国ＭＳＦ（６０ＫＨｚ）がある（図１参照）。その詳細は各国の標準電波局のホームページの記載が参照される。これら各国の標準電波の仕様における主な違いは、放送局のキャリア周波数が異なる点、1分を構成するデータフォーマットが異なる点（図１Ａ参照）、1bitを構成する1秒のTCO信号の波形フォーマットが異なる点（図１Ｂ参照）、さらにはサマータイム、うるう年、うるう秒等の特殊属性を持つものがある点等々の多様な点で相違がある。

現在、これら複数の仕様に対応する電波時計の多くは、受信する標準電波の仕様に従ったフォーマットに応じて処理の切り替えを手動により行っている。これは、かかる多種のフォーマット間での相違が大きいために、自動的なフォーマット選択を行うことが処理能力或いは処理時間の面で困難なことに起因する。しかしながら、自動的なフォーマット選択に対する要請は、近時のグローバリゼーション化に呼応して高まっている。
特開平６−２５８４６０ 特開平２００１−１０８７７０

自動的なフォーマット選択を実現する上で克服されるべき様々の問題がある。例えば、周波数チャネル選択において、電波時計の使用を日本国内に限定すれば、ＪＪＹの４０Ｋ／６０Ｋ周波数チャネル選択の場合にはデコーダとしては４０Ｋ／６０Ｋの把握は特に必要ではなく良好なチャネルを選択すれば良く、そのアンテナを含む周波数チャネル選択回路設計には自由度が有り、高感度な回路を開発しやすい。一方、多種のフォーマットに対応する場合には、フォーマットに応じたキャリア周波数の選択が必要となるため、デコーダが周波数を確実に認知する必要が有り、チャネル選択回路に各標準電波に個々に対応するハードウェア回路を設ける如く何らかの設計上の制限が発生する場合が多い。

また、受信成功までの時間にバラツキが発生するという問題がある。自動的なフォーマット選択を通常の方法により実現するとすると、例えば、独国ＤＣＦ７７を想定し７７．５ＫＨｚの受信チャネルを選択して受信を開始し、受信が成功すればフォーマットはＤＣＦ７７であると判断する。一方、ＤＣＦ７７の受信を失敗した場合には６０ＫＨｚの受信チャネルを選択してＭＳＦの受信を開始し、受信が成功すればフォーマットはＭＳＦであると判断する如くして、順次、各国のフォーマットを想定して受信及び符号デコードを繰り返すことになる。かかる方法では、最初の独国ＤＣＦ７７の受信成功するまでの時間と、最後の例えばＪＪＹの４０ＫＨｚの受信が成功するまでの時間はかなりの大きな差がある。このため、使用地域の優先度を付けて受信時間を短くする必要がある。また、各フォーマットを順次全てについて検証する必要から全て受信失敗と判定するまでに最大時間が長くなりもっとも電流を消費する欠点がある。

また、最良の条件の標準電波を受信出来ない可能性があるという問題がある。例えば、独国と英国の中間地点の仏国において、自動的なフォーマット選択により受信を実施した場合、独国ＤＣＦ７７の受信を先行して行うとするとＤＣＦ７７を選択する確率が高くなる。場所によっては英国ＭＳＦの受信が良好であってもＤＣＦ７７を選択されてしまうため、最良の条件ではない標準電波を受信してしまうおそれがある。このような現象を避けるために、全てのフォーマットを受信した後に、最良のフォーマットを選択することが想到されるが、フォーマット間で受信状態の評価指標が異なるために公平な受信評価と成らない可能性があるという問題も存在する。

本発明は、以上の様々の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、世界各国において放送される様々の仕様の標準電波に対して、より少ない処理負荷及び処理時間で最も受信状態の良いチャネルの標準電波を自動的に選択し、当該選択された標準電波のフォーマットの仕様に即応してデコードを行うデコード方法及び標準電波受信装置を提供することである。

本発明によるデコード方法は、搬送波チャネル及びフォーマットを定める複数の仕様の各々に従った信号構成を有する複数の標準電波を受信し、該標準電波によって搬送されるタイムコード信号を復号するデコード方法であり、該搬送波チャネル毎に得られるタイムコード信号の各々の波形から、該複数の仕様に共通するビット波形の少なくとも１部を抽出信号として抽出し、この抽出信号に基づいて前記タイムコード信号の各々についてビット同期をなすビット同期ステップと、該ビット波形から、該搬送波チャネル毎の受信状態の良否を示す評価指標を測定し、該評価指標に従って該搬送波チャネルのうちの１つのチャネルを選択するチャネル選択ステップと、当該選択されたチャネルのタイムコード信号から該仕様毎に異なるフォーマットの特徴をなす特徴符号に対応するビット波形を抽出し、該特徴符号の内容に従って該チャネルから得られるタイムコード信号の仕様を識別する仕様識別ステップと、当該識別された仕様のフォーマットに従って、該タイムコード信号を時刻データに復号する復号ステップとを含むことを特徴とする。

本発明による標準電波受信装置は、搬送波チャネル及びフォーマットを定める複数の仕様の各々に従った信号構成を有する複数の標準電波を受信し、該標準電波によって搬送されるタイムコード信号を復号して処理する標準電波受信装置であり、該搬送波チャネル毎に得られるタイムコード信号の各々の波形から、該複数の仕様に共通するビット波形の少なくとも１部を抽出信号として抽出し、この抽出信号に基づいて前記タイムコード信号の各々についてビット同期をなすビット同期手段と、該ビット波形から、該搬送波チャネル毎の受信状態の良否を示す評価指標を測定し、該評価指標に従って該搬送波チャネルのうちの１つのチャネルを選択するチャネル選択手段と、当該選択されたチャネルのタイムコード信号から該仕様毎に異なるフォーマットの特徴をなす特徴符号に対応するビット波形を抽出し、該特徴符号の内容に従って該チャネルから得られるタイムコード信号の仕様を識別する仕様識別手段と、当該識別された仕様のフォーマットに従って、該タイムコード信号を時刻データに復号する復号手段とを含むことを特徴とする。

本発明によるデコード方法及び標準電波受信装置によれば、統計的ビット同期により、搬送波チャネル毎のタイムコード信号をその仕様を判別するのに先立ってビット同期を行い、さらに、該搬送波チャネル毎の受信状態の良否を示す評価指標により１つのチャネルを選択し、当該選択されたチャネルのタイムコード信号から前記仕様毎に異なるフォーマットの特徴から仕様を識別する構成が与えられる。これより、世界各国において放送される様々の仕様の標準電波に対して、より少ない処理負荷及び処理時間で最も受信状態の良いチャネルの標準電波を自動的に選択し、当該選択された標準電波のフォーマットの仕様に即応してデコードを行うことができる。

本発明の実施例について添付の図面を参照して詳細に説明する。

図２は、本発明の実施例であり、標準電波受信装置を含む全体の構成を示している。該標準電波受信装置は、本発明によるデコード方法を実行する。本図を参照すると、標準電波受信装置１０は、複数のＲＦ同調回路２１〜２３、キャリア周波数切替回路２４と、ＲＦ検波回路３０、及び主処理回路４０から構成される。標準電波受信装置１０は、例えば、標準電波の時刻データに基づいて表示時刻を較正する電波時計等の装置であり得る。

複数のＲＦ同調回路２１〜２３の各々は、例えば、３つのキャリア周波数４０ＫＨｚ、６０ＫＨｚ及び７７．５ＫＨｚの標準電波にそれぞれ同調する回路である。本実施例では、標準電波として４つの種類、すなわち、独国ＤＣＦ７７、米国ＷＷＶＢ、英国ＭＳＦ及び日本ＪＪＹを想定している（表１参照）。これらの各標準電波は、搬送波チャネル及びフォーマットを定める複数の仕様の各々に従った信号構成を有する。本発明はかかる４つの仕様に限定されず、５つ以上の多様な標準電波に対応できる。複数のＲＦ同調回路２１〜２３の各々は、これら各標準電波のキャリア周波数に同調し、その同調信号はキャリア周波数切替回路２４の選択に応じてＲＦ検波回路３０に供給される。ＲＦ検波回路３０は、キャリア周波数切替回路２４により選択された１つの標準電波の同調信号を増幅及び検波して標準電波に搬送されていたＴＣＯ信号を抽出して、これを主処理回路４０に供給する。

主処理回路４０は、サンプリング回路４１と、ＲＡＭ４２と、マイクロプロセッサ４４と、ＲＯＭ４５と、表示回路４３と、チャネル選択制御回路４６とから構成され、これら各部は共通バスによって接続されている。サンプリング回路４１は、ＴＣＯ信号をデジタル情報処理する部分であり、アナログ信号であるＴＣＯ信号を例えば５０ｍｓのサンプリングレートにてサンプリングして、デジタル信号であるサンプリングデータを出力する。ＲＡＭ４２は、該サンプリングデータを蓄積する共に該サンプリングデータに対するマイクロプロセッサ４４の演算結果を蓄積する。

マイクロプロセッサ４４は、該サンプリングデータに対するビット同期及び信号品質評価に基づくチャネル選択処理及びフォーマット判別処理を行い、判別された標準電波のフォーマットに従ったビットデコード及びフレームデコードを演算して、ＴＣＯ信号に含まれる年月日及び時分等の時刻データを復元する。ＲＯＭ４５は、チャネル選択処理及びフォーマット判別処理、ビットデコード及びフレームデコード等の演算プログラムを格納する。表示回路４３は、該復元された時刻データを、例えば、ＬＥＤや液晶ディスプレイ等の表示素子を用いて表示する。チャネル選択制御回路４６は、マイクロプロセッサ４４におけるチャネル選択処理からの指令によりキャリア周波数切替回路２４のチャネル選択動作を制御する。

図３は、図２に示された標準電波受信装置における全体的な処理手順を示している。かかる処理手順は、図２に示される主処理回路４０のマイクロプロセッサ４４が主体となって実行することから、図２に示される構成要素を適宜参照して説明する。

先ず、ビット同期及び品質評価によるチャネル選択を実行する（ステップＳ１）。標準電波装置１０は、３つのキャリア周波数４０ＫＨｚ、６０ＫＨｚ及び７７．５ＫＨｚについて順次チャネル選択することにより、各キャリア周波数に同調、検波することにより各チャネル毎のＴＣＯ信号を得る。次いで、ＴＣＯ信号に対して、デコード開始点からサンプリングを行い波形のＨ／ＬをＲＡＭ４２上に格納する。本実施例ではサンプリング周期は５０ｍｓｅｃとし、２０ｂｉｔ／秒でサンプリングを行っている。サンプリングしたＴＣＯ信号を１秒毎に区切りリスト化する。ここでリスト化とは、１秒毎に区切られたＴＣＯ信号を、複数分、例えば５秒に対応する５段に重ねたリスト状にすることを意味する。該リストにおいて縦方向にサンプリングデータを畳み込み加算することにより５０ｍｓｅｃ毎の２０個の加算値の列を得ることができる。該加算値に対して総計的ビット同期を施すことによりビット同期が得られる。統計的ビット同期の詳細については、４つの異なる標準電波、すなわち、独国ＤＣＦ７７、米国ＷＷＶＢ、英国ＭＳＦ及び日本ＪＪＹの各々について後に説明される（図４Ａ〜図４Ｄ参照）。

ビット同期の得られ加算値列に対して、異なる種類の標準電波に対しても公平な品質評価が可能な方法により品質評価を行い評価指標を得る。品質評価方法の詳細については後に説明される（図６Ａ〜図６Ｇ参照）。得られた評価指標のうちで最も評価が良好なチャネルの１つを選択する。評価指標を得る方法としては他にも、一定時間受信を行い、時間内に含まれるエラー発生率を受信状態の指標とし、エラー発生率は低いときに受信状態が良好であるとすることもできる。

次に、選択されたチャネルのＴＣＯ信号に対して、ビットデコード及び中間符号への変換及び該中間符号を用いたフォーマット判別を実行する（ステップＳ２）。中間符号への変換は、多種のフォーマットに対応するためにフォーマットに依存せずに復号可能とし、また、ノイズ及びＴＣＯ波形の揺らぎ等の欠陥要因があった場合でも正常な複号を可能とするものである。フォーマット判別は、各フォーマットにおける、マーカ符号の値の違い及びその出現周期等の特徴を判別することにより行う。次いで、フォーマット判別の成否を判定する（ステップＳ３）。もし何れのフォーマットにも対応する特徴が得られず判別に失敗した場合（ＮＧ）には、受信未了として処理を終わる。標準電波受信装置１０の対応処理としては受信不能等のメッセージを表示することが考えられる。

一方、フォーマットの判別に成功した場合（ＯＫ）には、該中間符号を判別フォーマットに対応する符号に変換する（ステップＳ４）。例えば、ＤＣＦ７７の場合を例とすると、中間符号とフォーマット符号との対応関係は、「０３ＦＦ」はマーカに、「０３ＦＥ」はバイナリ０に、「０３ＦＣ」はバイナリ１に各々対応する（図７Ｃ参照）。この対応関係により、中間符号からフォーマットに対応する符号への変換を行う。次いで、フォーマットアライメントを実行する（ステップＳ５）。これは、得られた符号列に対してマーカ位置を元にフレームを構成する時刻データの各項目との適合をはかるものである。

例えば、ＪＪＹの標準電波においては１０秒毎にポジションマーカが規定されているため、ポジションマーカの検出を行う。ポジションマーカ検出は、分析開始点より、ｂｉｔデコードの結果よりマーカ（"ＭＫ"）を検知する。検出開始点においてマーカを検出した場合、ｂｉｔ数のカウントを開始し１０ｂｉｔ（１０秒）後のｂｉｔがマーカである場合、この一致によりポジションマーカであると認識してポジションマーカを確定する。ポジションマーカの検出が終了したらタイムコードの先頭ｂｉｔである正分マーカの検出を行う。正分マーカ検出は、ポジションマーカの次のｂｉｔデータがマーカであるか否かの確認を行うことにより行う。各ポジションマーカについて順次１０秒毎にその次のビットデータが正分マーカであるか否かを認識することで正分マーカを検知する。正分マーカの検出により１分毎に繰り返されるＪＪＹのタイムコードのフレームが認識される。

次に、フォーマットデコードを実行する（ステップＳ６）。フレームの認識により、タイムコードの先頭が得られたため、タイムコードのフォーマットに従ってｂｉｔデータを分、時〜通算日のデータに分別し、フレームフォーマットに適合した分、時、日、曜日、月、年等の有効なデータに変換する。

次に、整合性の検証を実行する（ステップＳ７）。通常の電波時計と同じく、時、日、曜日、月及び年の各データ項目の値間の整合性の検証を行い標準時刻を求める。フォーマットデコードの結果得られる時刻データには、伝送状況が良好でビット化けが発生しない場合を除いて、通常、得られた時刻データにエラーが含まれている可能性がある。このため、複数分の時刻データを収集し、各データの前後関係からエラーを検出し、全ての項目において正確な時刻情報を得るまで検証を行う。例えば、本来ありえない箇所にマーカが入っているような場合には、デコードにおいて何らかの欠陥が発生したからであり、マーカを含むデータを除去して整合性の検証を行う。

次に、該整合性の検証を経た標準時刻を基にして、表示回路４３における表示時刻の時刻合わせ及び表示を行う（ステップＳ８）。以上の処理手順により、独国ＤＣＦ７７、米国ＷＷＶＢ、英国ＭＳＦ及び日本ＪＪＹの如く異なる仕様の標準電波のフォーマットで受信した場合でも、受信データを有効に変換して時刻検証に使用でき最短の時間での時刻合わせを可能としている。従来の自動フォーマット判別では、フォーマット解析を順次行い整合の判断を行っていたため、フォーマットの判別に時間を要するという問題、解析の順序によりフォーマットの判別までの時間が均一で無いという問題、及びフォーマット解析完了後デコード作業を開始するため、受信成功までに時間を要するという欠点があったが、本実施例の形態においてはかかる問題が克服されている。

以降において、４つの異なる標準電波、すなわち、独国ＤＣＦ７７、米国ＷＷＶＢ、英国ＭＳＦ及び日本ＪＪＹの各々における統計的ビット同期の詳細を説明する。尚、ここでは、共通的に各標準電波のＴＣＯ信号を５０ｍｓｅｃのサンプリング周期によりサンプリングし、２０ビット／秒の頻度でサンプリングデータを取得することを前提とする。

図４Ａは、標準電波ＪＪＹに対する統計的ビット同期の方法を説明している。本図の上段を参照すると、理想ＴＣＯ信号においては、バイナリ０／バイナリ１／マーカいずれの符号においてもｂｉｔ同期点において全て"Ｌ"→"Ｈ"となる。このｂｉｔ同期点を明確にするため、リスト化したサンプリングデータにおいて５０ｍｓｅｃ毎の各サンプリングポイントを縦に加算する。加算したデータが「理想ＴＣＯ加算グラフ」として示される。ここで、同期点から０．２秒（＝４サンプル）は全て"Ｈ"となり、０．５秒（＝１０サンプル）までは、バイナリ０及びバイナリ１データの加算となり、０．８秒（＝１６サンプル）はバイナリ０のデータの加算となる階段状のグラフとなる。マーカ／バイナリ０／バイナリ１の分布は異なった場合でも同期開始点においては、最小値０→最大値５と変化する。この変化を同期点とすることが出来る。

次に、本図の下段を参照すると、ノイズ混入及び波形の崩れを含んだ実波形において同様の処理を行った例が示されている。ここで、理想的な波形に比較して、信号中にスパイクやエッジ信号のばらつき等が発生している。この実ＴＣＯ信号に対して、理想ＴＣＯデータと同じようにリスト化を施すと、理想ＴＣＯ信号の波形に比較して波形がばらついていることが認められるが、波形がばらついた場合であっても、符号の起点において、Ｌ→Ｈとなるため、最小値→最大値に一様に増加していることがわかる。この最小値→最大値への上昇エッジをビット同期点とする。

以上の方法により、ＴＣＯ信号の共通の性質を利用して、複数の符号より統計的にｂｉｔ同期の起点を抽出することができる。本実施例では、５回（５秒間）のＴＣＯ信号のサンプルデータによりｂｉｔ同期を求めたが、サンプリング数が大きいほど同期精度が向上することは言うまでも無い。また、ＪＪＹ以外でのフォーマットにも適用可能であることがわかる。

図４Ｂは、標準電波ＭＳＦに対する統計的ビット同期の方法を説明している。本図を参照すると、ＭＳＦの波形フォーマットは、Fast Code（図１Ａにおける「ＦＣ」）を除き、ｂｉｔ同期点において全て"Ｌ"期間が１００ｍｓｅｃ以上有る。このため、加算したデータは、ｂｉｔ同期点において最大値５→最小値０と変化する。この変化を同期の起点としてすることが出来る。また、Fast Codeは、２５ｍｓｅｃ単位で変化する信号であり、本例のように５０ｍｓｅｃでサンプリングした場合、サンプリングが信号に追従しきれないためノイズと認識されるが、Fast Codeがフレームに出現する頻度が他の符号に比べて１／６０と少ないため影響は無視し得る。ノイズが混入した実波形においても、同様にｂｉｔ同期点において最大値→最小値に一様に変化する。これは、ＪＪＹの場合と逆の下りエッジの検出となるが、最大値→最小値に一様に変化する点をｂｉｔ同期点とすることができる。

図４Ｃは、標準電波ＤＣＦ７７に対する統計的ビット同期の方法を説明している。ＤＣＦ７７は、バイナリ０、バイナリ１共に、ｂｉｔ同期点より１００ｍｓｅｃ間は"Ｌ"期間となる。また、６０秒をなすフレームの先頭を示す正分マーカーは全区間で"Ｈ"であるが、６０秒に１回の出現率であるため、加算数を多くすれば問題は少ない。ＭＳＦの場合と同様に、最大値→最小値に一様に変化する点をｂｉｔ同期点とすることができる。

図４Ｄは、標準電波ＷＷＶＢに対する統計的ビット同期の方法を説明している。ＷＷＶＢの場合は、マーカ、バイナリ０、バイナリ１共に、ｂｉｔ同期点より２００ｍｓｅｃ間は"Ｌ"期間となるため、ＭＳＦの場合と同様に、最大値→最小値に一様に変化する点をｂｉｔ同期点とすることができる。

図４Ａ〜図４Ｄを参照して説明したように、統計的ｂｉｔ同期方式においては加算値を求め対象のフォーマットが、ＭＳＦ、ＤＣＦ７７、ＷＷＶＢの場合には、最大→最小となる下りエッジがｂｉｔ同期点となり、ＪＪＹの場合には逆に最小→最大となる上りエッジがｂｉｔ同期点となる。このように、エッジ部分の如くビット波形の少なくとも１部が抽出信号として抽出され、この抽出信号に基づいて全てのフォーマットに対して有効なｂｉｔ同期検出手段が得られる。これにより、複数のフォーマットにおいてもｂｉｔ同期点での急峻なエッジが検知されるため、従来の正常なｂｉｔ同期が行われないという問題を克服することが可能となる。また、統計的ｂｉｔ同期機能を備えることにより全てのフォーマットに対してｂｉｔ同期可能である。また、今後同様の標準電波フォーマットが仕様された時点でも使える可能性が高い。

以降において、本発明の一部を構成する統計的ビット同期の方法を用いることを前提として、図３に示された自動チャネル選択処理（ステップＳ１）の詳細について説明する。

図５Ａは、自動チャネル選択処理の詳細の処理手順を示している。各標準電波のキャリア周波数のチャネルは、４０Ｋ／６０Ｋ／７７．５ＫＨｚの３周波数に対応する３つのチャネルからなる（表１参照）。自動的に最良の周波数を選択するには、ハードウェアで選択周波数を３チャネルで切り替え、各々の受信状態を評価、比較し、最良の受信状態を選択することで達成できる。また、図５Ｂは、ＤＣＦ７７、ＷＷＶＢ、ＪＪＹ及びＭＳＦの各標準電波における加算値データの波形を示している。ｂｉｔ同期成立後の各標準電波の加算値波形において、最大値及び最小値に変化するエッジ部分からなる対象エリア５１と、波形変化の平坦部分からなる対象エリア５２の何れかを、受信状態の良否を表す評価指標を得るための評価対象エリアとする幾つかの評価方式により、ＭＳＦ、ＤＣＦ７７、ＷＷＶＢ及びＪＪＹの全てのフォーマットに対して公平な評価が可能であることを本図は示唆している。

図５Ａに示される処理手順において、標準電波受信装置は、先ず、４０ＫＨｚ／６０ＫＨｚ／７７．５ＫＨｚの３つのチャネル（ＣＨ１〜ＣＨ３）のうちでＣＨ１を選択する（ステップＳ１０１）。これにより、ＣＨ１からの信号がＲＦ検波されＴＣＯ信号が得られる。次いで、該ＴＣＯ信号に対して、統計的ビット同期を開始する（ステップＳ１０２）。ビット同期が成功か否かを判定し（ステップＳ１０３）、もし受信成功の場合には、後述する幾つかの信号品質評価方法（図６Ａ〜図６Ｇ参照）の何れかを用いた評価結果をＣＨ１評価指標に設定する（ステップＳ１０４）。尚、いずれの評価方法においても評価結果が良好なほど評価指標は小さいものとする。一方、ステップＳ１０３において、ｂｉｔ同期が失敗したと判定された場合には、最も悪い評価値としてＭＡＸ値をＣＨ１評価指標に設定する（ステップＳ１０５）。

次に、ＣＨ１に対するステップＳ１０１〜１０５の処理と同様の処理を、ＣＨ２について行い（ステップＳ１０６〜Ｓ１１０）、さらに、ＣＨ３について行う（ステップＳ１１１〜Ｓ１１５）。最終的に、ＣＨ１〜ＣＨ３に対する評価指標のうちで最小（最も良好）の評価指標を与えるチャネルを選択する（ステップＳ１１６及び１１７）。これにより、自動的に最良の受信状態のチャネルを選択することが可能となる。

以上の処理手順により、標準電波のフォーマットにハードウェアの回路構成が従属しない形態で動作することが可能となり、チャネル選択に何らかの制限が発生するという問題を克服することができる。尚、本実施例では、３チャネルから１つのチャネルを選択する例が示されたが、電波時計の構成が２チャネルからなる場合も適応可能であるのみならず、４つ以上の多数チャネルから１つのチャネルを選択することも可能であり、将来的に受信選択チャネルが増加した場合にも対処可能となる。

以降において、加算値波形に対する品質評価方法の詳細について説明する。第１の品質評価方法は、図６Ａ及び図６Ｂが参照され、第２の品質評価方法は、図６Ｃ及び図６Ｄが参照され、第３の品質評価方法は、図６Ｅ〜図６Ｇが参照される。第１の品質評価方法は、加算値波形の最大値及び最小値に変化するエッジ部分からなる対象エリア５１（図５Ｂ参照）を評価対象とし、第２及び第３の品質評価方法は、加算値波形の平坦部分からなる対象エリア５２（図５Ｂ参照）を評価対象としている。

図６Ａを参照すると、第１の品質評価方法を説明している。本図において、横軸は時間軸であり、１秒間のうちの各サンプリング点（サンプリング周波数を６４Ｈｚとする１〜６４の各点）である。その縦軸は、統計的ｂｉｔ同期が成立している標準電波ＤＣＦ７７のＴＣＯ信号を１秒毎に並べるリスト化を３０秒間行って得られる加算値である。グラフ中の３つの折れ線は、相対電界強度が、０ｄＢμＶ／ｍ、−３ｄＢμＶ／ｍ及び−６ｄＢμＶ／ｍである３つの場合を各々示している。０ｄＢμＶ／ｍの電界強度は、受信においてノイズによるスパイク等の欠損が無い良好な状態を示し、この状態を与える受信強度から相対的に−３ｄＢμＶ／ｍ及び−６ｄＢμＶ／ｍである２つの場合の電界強度の波形を各々示している。−６ｄＢμＶ／ｍにおいては受信可能な限界電界強度に近い状態である。

ＤＣＦ７７の場合の統計的ｂｉｔ同期の分析に使用する加算値データにおいて電界強度の異なる３つを比較すると、電界強度が高くなるに従い、下りエッジのスロープの急峻度が増加することが読み取れる。これは、電界強度が高い方が毎秒の立ち下がりの起点のばらつきが少なくノイズによる変動も少ないためである。この性質を利用し、下りエッジのスロープの急峻度、すなわち勾配を評価指標とすることによりある加算値を与える受信信号の電界強度の評価が可能となる。急峻度を具体的な数値として求める手法としては、異なる値の２つの閾値（図中の第１の閾値及び第２の閾値）を設定し、加算値がこの閾値の各々を横切る幅をスロープ幅とし、該スロープ幅を急峻度とすることである。電界強度の異なる３つの場合で実測されるスロープ幅を以下の表により示す。ここで、スロープ幅は、サンプリング周期（15.625msec）を単位とする数である。

図６Ｂのグラフは、電界強度とスロープ幅との関係を示している。電界強度に応じてスロープ幅が変化する相関が把握できる。すなわち、スロープ幅を計測することにより電界強度、すなわち受信状態の指標とすることが出来ることを意味する。このスロープ幅を計測する受信状態の指標は、統計的ｂｉｔ同期処理を行うことにより求めることができる。また、下りエッジを持つフォーマットの全て（ＭＳＦ、ＤＣＦ７７及びＷＷＶＢ）に適応することができる。ＪＪＹの場合でも、上りエッジの計測とすることにより適応可能である。

未知のフォーマットの場合、上りエッジ及び下りエッジの両方に対してスロープ幅の評価を実施する。閾値を適当に選ぶことにより、ｂｉｔ同期点でないエッジ（ＤＣＦ７７の場合、上りエッジ）では、符号が混在する部分の加算値のため、急峻度は低下し、スロープ幅も大きくなる。このため、上りエッジと下りエッジの両方のスロープ幅の小さい方がｂｉｔ同期点である。すなわち、両エッジのスロープ幅を計測し、小さいスロープ幅を得ることにより、フォーマットに依存せずに受信状態の評価が可能となる。

以上の第１品質評価方法においては、複数のフォーマットにおいてもｂｉｔ同期点直後のエッジの急峻度を評価するため、複数のフォーマット間で公平に評価できる受信評価指標を提供することができる。また、スロープ幅による評価はフォーマットを問わず有効な受信状態評価指標となりうる。従来の方法では、ｂｉｔデコードが完了して符号判別が出来る状態で無いと評価が開始できなかったために評価開始までに時間が要し、また、フォーマットの種別が既知でないと受信状態判定が出来なかったが、本実施例の受信状態評価を用いることにより、ｂｉｔ同期段階で、未知フォーマットに対しても受信状態評価が可能となる。

尚、以上の第１品質評価方法の説明は、主に、ＤＣＦ７７に対する評価法を説明したが、ＭＳＦ、ＷＷＶＢでも同じ評価法で受信状態の評価が可能であり、ＪＪＹに対してもエッジの方向性を逆にすれば可能であることを付記する。

図６Ｃを参照すると、第２の品質評価方法を説明している。本図において、横軸は時間軸であり、１秒間のうちの各サンプリング点（サンプリング周波数を６４Ｈｚとする１〜６４の各点）である。その縦軸は、統計的ｂｉｔ同期が成立している標準電波ＤＣＦ７７のＴＣＯ信号を１秒毎に並べるリスト化を３０秒間行って得られる加算値である。グラフ中の３つの折れ線は、相対電界強度が、０ｄＢμＶ／ｍ、−３ｄＢμＶ／ｍ及び−６ｄＢμＶ／ｍである３つの場合を各々示している。第２の品質評価方法では平坦部のノイズによるばらつきを評価対象としている。該平坦部は、ｂｉｔ同期点から約８００〜１０００ｍｓｅｃ経過した部分とする。該部分の近傍においては、ＭＳＦ、ＤＣＦ７７及びＷＷＶＢの場合は"Ｈ"であり、ＪＪＹの場合は"Ｌ"である。いずれのフォーマットにおいても、この区間にエッジは無い。

ＤＣＦ７７の場合の統計的ｂｉｔ同期の分析に使用する加算値データにおいて電界強度の異なる３つを比較すると、理想的には加算値は最大値で飽和しているはずであり、電界強度０ｄＢの線においては、ほぼこれを満たすが、電界強度が低下するにつれ、理想的には平坦となるべき加算値の時間軸上のばらつきが大きく発生している。これは、電界強度が低下するに従いＳＮが劣化することに起因している。本第２の品質評価方法は、このばらつきを受信状態の評価指標とする。

ばらつきを評価するには、この区間での各加算値の標準偏差（σ）を求めればよい。そのために、例えば３０秒間の加算値のデータを１０回記録する如くして加算値に対する３σを求め、１０回分の記録に対して最小値、平均値、最大値を計算する。かかる結果を以下の表に示す。これらが示すばらつき（３σ）と電界強度との相関関係から明らかなように、ばらつき（３σ）は、電界強度に対して単調減少特性を示しており、受信状態の評価指標として適していることがわかる。各電界強度において１０回分の記録から平均を求めた結果の要約を以下の表に示す。また、図６Ｄに示されるグラフは、平坦部の標準偏差と電界強度との相関を示している。

以上のように、第２の品質評価方法においては、複数のフォーマットにおいても平坦部のばらつきを評価するため、フォーマットを問わず有効な受信状態評価指標となり、複数のフォーマット間で公平に評価できる受信評価指標を提供することができる。また、第１の品質評価方法ではｂｉｔ同期開始のエッジの急峻度（スロープ幅）を評価指標としたが、第１の品質評価方法におけるスロープ幅（３．４、１．５又は０．８）を求めたサンプリング間隔より一桁下の精度の評価が必要であり、加算値波形より求めるために算術上の手間が必要となったが、第２の品質評価方法では平坦部のノイズによるばらつきを評価対象とするため、算術上の手間が少なく、エッジの方向性を受けないため、第１の品質評価方法をよりも評価が単純となる。

図６Ｅを参照すると、第３の品質評価方法を説明している。本図において、第２の品質評価方法と同様に、横軸は時間軸であり、１秒間のうちの各サンプリング点（サンプリング周波数を６４Ｈｚとする１〜６４の各点）である。その縦軸は、統計的ｂｉｔ同期が成立している標準電波ＤＣＦ７７のＴＣＯ信号を１秒毎に並べるリスト化を３０秒間行って得られる加算値である。示される折れ線は、相対電界強度が−３ｄＢμＶ／ｍである場合において１０回のデータを測定した結果を示している。第３の品質評価方法により用いられる加算値波形の評価対象のエリアは、第２の品質評価方法と同様に加算値波形の平坦部である。第３の品質評価方法は、加算値のばらつきを標準偏差により評価するのに代えて、時間軸上で隣接する加算値どうしの差分の絶対値を合算した総和（以下、隣接差分総和と称する）求めている。

図６Ｆを参照すると、相対電界強度が−３ｄＢμＶ／ｍの場合と共に、相対電界強度が−６ｄＢμＶ／ｍの場合及び０ｄＢμＶ／ｍの場合について、その結果をまとめた結果を表にして示している。隣接差分総和は、電界強度が低くなるほど大きいことが注目される。この結果を要約したものを以下の表に示す。

図６Ｇは隣接差分総和と電界強度との相関を示している。本図から明らかなように、隣接差分総和は、電界強度に対して単調減少特性を示しており、受信状態の評価指標として適していることがわかる。

以上の第３の品質評価方法においては、標準偏差を使用しない簡便な隣接差分の絶対値の総和を得ることでばらつきを評価する方法を提供している。これにより、フォーマットを問わず有効な受信状態評価指標となりうると共に、複数のフォーマットにおいても平坦部のばらつきを簡便な計算で評価するため、計算量が少なく、処理能力が小さいマイコンに適し消費電流も小さい。低速で動作する電波時計用のデコーダには最適な方法を提供している。第２の品質評価方法では、同様に加算値のばらつきによる評価指標を求めたが、標準偏差の演算には２乗演算及び平方根演算が必要となるため演算処理負荷が大きく、ローパワーマイコンには向かないものであるが、本第３の品質評価方法では加減算だけで評価できるためローパワーマイコンに向く方法である。

以降において、自動フォーマットの判別処理の詳細について説明される。自動フォーマットの判別処理は、図３に示された処理手順におけるステップ２に相当する。図７Ａは、自動フォーマット判別処理の詳細の処理手順を説明している。また、図７Ｂは、自動フォーマット判別処理の冒頭において実行するＴＣＯ信号から中間符号への変換における平均化ビットデコードの方法を説明している。さらに、図７Ｃは、ＴＣＯ信号における各符号波形と中間符号との対応関係を説明している。

図７Ｃを参照すると、ＭＳＦ、ＤＣＦ７７、ＷＷＶＢ及びＪＪＹの場合の各フォーマットのｂｉｔ符号の符号波形の一覧を示している。ここで、全てのフォーマットにおいて１００ｍｓｅｃ単位で符号を正規化できるため、１００ｍｓｅｃ単位で分割し分割単位毎に"Ｈ"／"Ｌ"が定まる。１つの符号に対して１０個のＨ／Ｌで表現されるため、符号を１０ｂｉｔと見ることができる。ＬＳＢファーストとして、１バイト＋２ｂｉｔの表現を記載した（１６進表記）。これを中間符号とすることができる。この中間符号は、各フォーマットにおけるマーカ、ビット０及びビット１等の各符号がフォーマット毎に異なる数値で表現されることから、多種のフォーマットを統一的に扱うことが可能となる。

図７Ｂを参照すると、エリア平均化によるビットデコード方法を説明している。該方法は、ノイズによりＴＣＯ波形が乱れ正常なｂｉｔデコードが行われないという問題を克服することを指向している。該方法は、１００ｍｓｅｃ幅の所定区間、すなわちエリア毎に、サンプルされた信号数をカウントし、多数決で"Ｈ"または"Ｌ"にデコードする方法である。本図では、簡便のために、サンプリング周波数を１００Ｈｚとしたため、１００ｍｓｅｃ幅の分割エリアにおいては１０サンプルのデータが存在する。

分割エリア内において、"Ｈ"のデータの個数をＳと表現すると、Ｓ＝０〜１０となる。分割エリア内での"Ｈ"の個数が勝っている場合、中間値を５（＝１０／２）とすると、Ｓ＞５となる。同様に"Ｌ"が勝っている場合、Ｓ≦５となる。すなわち、中間値５と比較してＳが大きい場合を"Ｈ"小さい場合を"Ｌ"と判定すれば欠陥の混入が少ない場合は正常な"Ｈ"／"Ｌ"が判定される。

本図の上段に示される理想的ＴＣＯ波形に関しては、Ｓ＝１０の分割エリアではＳ＞５のため”Ｈ"と判断され、Ｓ＝０の分割エリアでは、Ｓ≦５のため”Ｌ"と判断できる。また、下段に示される実際のＴＣＯ波形において、Ｌ→Ｈのエッジにノイズが混入したＴＣＯ波形では、Ｓ＝３の分割エリアでは、Ｓ＜５のため"Ｌ"と判定でき、Ｓ＝７の分割エリアでは、Ｓ≦５であるため”Ｌ"と判定でき、正常な判定が成される。このｂｉｔ復号方法を本明細書においては「エリア平均化」と称している。

まとめると、「エリア平均化」ビットデコード方法では、第１の行程として、ｂｉｔ起点より１００ｍｓｅｃの分割エリア１０個に分割する。第２の行程として、各分割エリアの"Ｈ"サンプル数をカウントし、中間値より大きければ"Ｈ"と判定し、中間値以下であれば"Ｌ" と判定する。第３の行程として、１０個の分割エリアに１ｂｉｔを割り付け、１０ｂｉｔの中間符号を生成する。以上の手順を全てのビットについて繰り返すことにより、フォーマットに依存しない中間符号を得ることが可能となる。

以上に説明したエリア平均化ビットデコード方法においては、ノイズによりＴＣＯ波形が乱れた場合にも、対ノイズ性の高い正常なｂｉｔデコードを提供することができる。また、中間符号を使用することにより、フォーマットに依存しないｂｉｔデコードが可能となり、将来、フォーマットが増加した場合であっても、１００ｍｓｅｃ単位で規定されているのであれば対応可能となる。

図７Ａを参照すると、標準電波受信装置は、自動チャネル選択処理の結果により選択及びビット同期が実行されたＴＣＯ信号を入力として、ビットデコードにより中間符号化を行う（ステップＳ２０１）。次いで、該中間符号をＲＡＭ内の受信バッファに蓄積する（ステップＳ２０２）。次いで、所定時間（例えば６０秒／データ×４データに相当する４分）の経過を待って（ステップＳ２０３）、該蓄積された中間符号データに対するフォーマット判別を開始する（ステップＳ２０４）。ここで、フォーマット判別とは、標準電波を定め仕様を識別することを意味する。

先ず、標準電波受信装置は、該中間符号データがＤＣＦ７７のフォーマットであるか否かを判別するＤＣＦ７７フォーマット判別処理を行う（ステップＳ２０５）。ここで、図８Ａを参照すると、ＤＣＦ７７では、特徴符号として５９秒目のみマーカであることが特徴であって、１分を周期とした受信データ中で特定位置にマーカが存在することが検知できればＤＣＦ７７と判別することが可能であることがわかる。ＤＣＦ７７のマーカは中間符号においては「０３ＦＦ」で表現される。受信データの中で「０３ＦＦ」に合致する箇所を抽出すると明らかにマーカであることが判別できる。ここでは、正確に判別するために、４分の受信データを先頭から０〜５９の番号をふって、各番号（位置）のマーカ「０３ＦＦ」の度数を求めた。この例では、マーカ位置の度数が４となり、明らかに未知フォーマットがＤＣＦ７７であることが判別される。

再び、図７Ａを参照すると、標準電波受信装置は、以上のＤＣＦ７７フォーマット判別処理により判別が成功したと判定された場合（ステップＳ２０６）、判別フォーマットを「ＤＣＦ７７」と設定する（ステップＳ２０７）。

次に、標準電波受信装置は、該中間符号データがＷＷＶＢのフォーマットであるか否かを判別するＷＷＶＢフォーマット判別処理を行う（ステップＳ２０８）。ここで、図８Ｂ及び図８Ｃを参照し、ＷＶＢとＪＪＹに関して注目すると、特徴符号として、どちらのフォーマットでも１０秒毎のポジションマーカと、０秒位置の正分マーカが特徴的に並んでいる。このポジションマーカ、正分マーカの規則性を検出することによりＷＷＶＢ又はＪＪＹであると判別できる。ＷＷＶＢとＪＪＹでは、マーカのｂｉｔフォーマットが異なり、中間符号も異なるため混同することはない。ＷＷＶＢのマーカは中間符号では「０３００」で表現される。受信データの中で「０３００」に合致する箇所を目立たせると明らかにポジション＆正分マーカであることが判別できる。マーカ位置での度数が４となり、明らかにＷＷＶＢであることが判別できる。

再び、図７Ａを参照すると、標準電波受信装置は、以上のＷＷＶＢフォーマット判別処理により判別が成功したと判定された場合（ステップＳ２０９）、判別フォーマットを「ＷＷＶＢ」と設定する（ステップＳ２１０）。

次に、標準電波受信装置は、該中間符号データがＪＪＹのフォーマットであるか否かを判別するＪＪＹフォーマット判別処理を行う（ステップＳ２１１）。ここで、図８Ｃを参照すると、特徴符号として、ＪＪＹのマーカは中間符号では「０００３」で表現される。受信データの中で「０００３」に合致する箇所を抽出すると明らかにポジション＆正分マーカであることが判別できる。マーカ位置での度数が４となり、明らかにＪＪＹであることが判別できる。

再び、図７Ａを参照すると、標準電波受信装置は、以上のＪＪＹフォーマット判別処理により判別が成功したと判定された場合（ステップＳ２１２）、判別フォーマットを「ＷＷＶＢ」と設定する（ステップＳ２１３）。

次に、標準電波受信装置は、該中間符号データがＭＳＦのフォーマットであるか否かを判別するＭＳＦフォーマット判別処理を行う（ステップＳ２１４）。ここで、図８Ｄを参照すると、ＭＳＦの場合には、マーカが存在しないため、明らかな特徴を有さないが、ｂｉｔフォーマットにおいて、ＤＣＦ７７、ＷＷＶＢ、ＪＪＹでは存在し得ないｂｉｔフォーマットが存在する。すなわち、特徴符号として、ＵＴＣとの該当ビットを示すフォーマット（説明の容易性から以降ではＵＴＣ０と称する）と、パリティ〜ＤＳＴ領域で１を示すフォーマット（説明の容易性から以降ではＤＳＴ１と称する）との２つがある。このどちらかのフォーマットが検出された場合、ＭＳＦであることが判別可能である。ＭＳＦのＵＴＣ０は、「０３ＦＡ」であり、ＤＳＴ１は「０３Ｆ８」で表現される。受信データの中で、「０３ＦＡ」及び「０３Ｆ８」に合致する箇所を目立たせるとＭＳＦのみを検出できることから判別ができる。

再び、図７Ａを参照すると、標準電波受信装置は、以上のＭＳＦフォーマット判別処理により判別が成功したと判定された場合（ステップＳ２１５）、判別フォーマットを「ＭＳＦ」と設定する（ステップＳ２１６）。一方、何れのフローチャート判別処理によってもフォーマット判別に失敗した場合には、判別フォーマットを「未判別」と設定して（ステップＳ２１７）、処理を終了する。

以上の自動フォーマット判別処理についてまとめると、各フォーマットには他のフォーマットにはない特徴をなす特徴符号の出現パターンが存在し、中間符号で構成された受信データ中にその出現パターンを見いだすことにより、ＤＣＦ７７、ＷＷＶＢ、ＪＪＹ、ＭＳＦのいずれのフォーマットであるか判別することが可能となる。いずれのフォーマット検出に関しても、ソフトウェア処理に要する時間は、ＴＣＯ信号から時刻データを得る全体時間に比べて無視できるほど短いため、ＤＣＦ７７、ＷＷＶＢ、ＪＪＹ、ＭＳＦのいずれのフォーマット検出に要する時間は変わらない。これにより、フォーマット選択を短時間で行うことが可能となり、また、自動チャネル選択で最も良好な周波数チャネルを選択しているため、最良の受信フォーマットで受信することができる。

以上の実施例の説明から明らかなように、本発明によるデコード方法及び標準電波受信装置によれば、正常なbit同期が行われない問題、ノイズによりＴＣＯ波形が乱れ正常なbitデコードが行われない問題、チャネル選択に何らかの制限が発生する問題、フォーマットを自動選択して受信成功までの時間が長いという問題、フォーマットにより自動受信が成功するまでの時間が大幅に異なる問題、受信失敗と判定するまでの時間が長いという問題、複数のフォーマット間で公平に評価できる受信評価指標が無い問題、複数のフォーマットで受信可能な場合、及び最良の受信フォーマットで受信されない場合が発生する問題を含む様々の問題を克服している。

以上の実施例においては、本発明によるデコード方法及び標準電波受信装置を実行又は実装する装置として、標準電波を受信し内部の時刻情報を較正及び表示する時計等の装置について説明されたが、本発明はかかる装置に限定されず、標準電波による時刻データを基にして、スケジュール動作を行う様々の制御機器あるいは家電製品に適用し得る。

４種類の標準電波の時刻データの配列を規定するデータフォーマットを示しているフォーマット図である。 図１Ａに示される４つのフォーマットの各々におけるビット符号の波形フォーマットを説明している説明図である。 本発明の実施例を示し、標準電波受信装置の構成を示しているブロック図である。 図２に示される標準電波受信装置において実行される処理手順を示しているフローチャートである。 標準電波ＪＪＹに対する統計的ビット同期の方法を説明している。 標準電波ＭＳＦに対する統計的ビット同期の方法を説明している。 標準電波ＤＣＦ７７に対する統計的ビット同期の方法を説明している。 標準電波ＷＷＶＢに対する統計的ビット同期の方法を説明している。 自動チャネル選択処理の詳細の処理手順を示しているフローチャートである。 標準電波の各フォーマットに対する加算値波形を示しているグラフである。 第１の品質評価方法において、加算値のエッジ部分の時間変化の様子を示しているグラフである。 第１の品質評価方法において、スロープ幅と電界強度との相関を示しているグラフである。 第２の品質評価方法において、加算値の平坦部部分の時間変化の様子を示しているグラフである。 第２の品質評価方法において、平坦部の標準偏差と電界強度との相関を示しているグラフである。 第３の品質評価方法において、加算値の平坦部分の時間変化及び隣接差分の変化の様子を示しているグラフである。 第３の品質評価方法において、異なる相対電界強度における隣接差分総和の値をまとめた表である。 第３の品質評価方法において、隣接差分総和と電界強度との相関を示しているグラフである。 自動フォーマット判別処理の詳細の処理手順を示しているフローチャートである。 平均化ビットデコードの方法を説明している説明図である。 ＴＣＯ信号の符号波形と中間符号との対応関係を説明している説明図ある。 標準電波ＤＣＦ７７のためのフォーマット判別処理の方法を説明している説明図である。 標準電波ＷＷＶＢのためのフォーマット判別処理の方法を説明している説明図である。 標準電波ＪＪＹのためのフォーマット判別処理の方法を説明している説明図である。 標準電波ＭＳＦのためのフォーマット判別処理の方法を説明している説明図である。

符号の説明

１０ 標準電波受信装置
２１〜２３ ＲＦ同調回路
２４ キャリア周波数切替回路
３０ ＲＦ検波回路
４０ 主処理回路
４１ サンプリング回路
４２ ＲＡＭ
４３ 表示回路
４４ マイクロプロセッサ
４５ ＲＯＭ
４６ チャネル選択制御回路
５１、５２ 対象エリア

Claims (11)

1. 搬送波チャネル及びフォーマットを定める複数の仕様の各々に従った信号構成を有する複数の標準電波を受信し、前記標準電波によって搬送されるタイムコード信号を復号するデコード方法であって、
   前記搬送波チャネル毎に得られるタイムコード信号の各々の波形から、前記複数の仕様に共通するビット波形の少なくとも１部を抽出信号として抽出し、この抽出信号に基づいて前記タイムコード信号の各々についてビット同期をなすビット同期ステップと、
   前記ビット波形から、前記搬送波チャネル毎の受信状態の良否を示す評価指標を測定し、前記評価指標に従って前記搬送波チャネルのうちの１つのチャネルを選択するチャネル選択ステップと、
   当該選択されたチャネルのタイムコード信号から前記仕様毎に異なるフォーマットの特徴をなす特徴符号に対応するビット波形を抽出し、前記特徴符号の内容に従って前記チャネルから得られるタイムコード信号の仕様を識別する仕様識別ステップと、
   当該識別された仕様のフォーマットに従って、前記タイムコード信号を時刻データに復号する復号ステップと、
   を含むことを特徴とするデコード方法。
2. 前記ビット同期ステップは、前記タイムコード信号を、所定ビット周期よりも細かいサンプリング周期でサンプリングして得られるサンプリングデータを前記所定ビット周期毎に畳み込み加算して得られる加算値の波形におけるエッジ部分を前記抽出信号として同期をなすステップであることを特徴とする請求項１記載のデコード方法。
3. 前記チャネル選択ステップは、前記搬送波チャネルの各々の電界強度と前記ビット波形のエッジ部分の急峻度との相関関係に基づいて、前記急峻度を前記品質指標として測定することを特徴とする請求項２記載のデコード方法。
4. 前記チャネル選択ステップは、前記搬送波チャネルの各々の電界強度と前記エッジ部分の急峻度から定まるスロープ幅との相関関係に基づいて、前記スロープ幅を前記品質指標として測定することを特徴とする請求項２記載のデコード方法。
5. 前記チャネル選択ステップは、前記搬送波チャネルの各々の電界強度と、前記エッジ部分を含まない平坦部におけるばらつきとの相関関係に基づいて、前記ばらつきを前記品質指標として測定することを特徴とする請求項２記載のデコード方法。
6. 前記チャネル選択ステップは、前記ばらつきの大小を表す指標として前記加算値の時間軸上の標準偏差を用いることを特徴とする請求項５記載のデコード方法。
7. 前記チャネル選択ステップは、前記ばらつきの大小を表す指標として、前記加算値において時間軸上で隣接する加算値の差分の絶対値の総和を用いることを特徴とする請求項５記載のデコード方法。
8. 前記仕様識別ステップは、前記タイムコード信号から前記仕様毎に異なるフォーマットの各符号に対応するビット波形を、前記異なるフォーマットにわたって一意に識別し得る中間符号に復号するステップを、さらに含むことを特徴とする請求項１記載のデコード方法。
9. 前記特徴符号は、前記仕様毎に異なるフォーマットにおいてフレーム位置を指示するマーカ符号であることを特徴とする請求項１又は８記載のデコード方法。
10. 前記ビット同期の得られたタイムコード信号に対して所定ビット周期よりも細かいサンプリング周期でサンプリングして得られるサンプリングデータを所定フレーム周期毎に畳み込み加算して得られる加算値の波形に対して、１つのビット波形に対応する時間を複数の所定区間に分割し前記所定区間毎の戦記加算値の中間値と理想的なタイムコード信号から定まる基準値との比較により、前記１つのビット波形を構成するＨ又はＬのレベルを確定するステップを全てのビットについて繰り返すステップを含むことを特徴とする先行する請求項の何れか１記載のデコード方法。
11. 搬送波チャネル及びフォーマットを定める複数の仕様の各々に従った信号構成を有する複数の標準電波を受信し、前記標準電波によって搬送されるタイムコード信号を復号して処理する標準電波受信装置であって、
    前記搬送波チャネル毎に得られるタイムコード信号の各々の波形から、前記複数の仕様に共通するビット波形の少なくとも１部を抽出信号として抽出し、この抽出信号に基づいて前記タイムコード信号の各々についてビット同期をなすビット同期手段と、
    前記ビット波形から、前記搬送波チャネル毎の受信状態の良否を示す評価指標を測定し、前記評価指標に従って前記搬送波チャネルのうちの１つのチャネルを選択するチャネル選択手段と、
    当該選択されたチャネルのタイムコード信号から前記仕様毎に異なるフォーマットの特徴をなす特徴符号に対応するビット波形を抽出し、前記特徴符号の内容に従って前記チャネルから得られるタイムコード信号の仕様を識別する仕様識別手段と、
    当該識別された仕様のフォーマットに従って、前記タイムコード信号を時刻データに復号する復号手段と、
    を含むことを特徴とする標準電波受信装置。

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