JP2006153492A

JP2006153492A - 信号処理回路

Info

Publication number: JP2006153492A
Application number: JP2004340563A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Sato; 真之佐藤; Kazuhiro Nagase; 和宏永瀬
Original assignee: Asahi Kasei Corp
Current assignee: Asahi Kasei Corp
Priority date: 2004-11-25
Filing date: 2004-11-25
Publication date: 2006-06-15

Abstract

【課題】１−１０Ｈｚの信号を検知できる起電力型赤外線センサを増幅する場合、増幅器自体のもつＤＣオフセットやノイズによって、センサの信号が埋もれてしまい、検知できないことを防ぐことのできる信号処理回路を提供する。
【解決手段】センサ部１からの出力信号を、スイッチ２によってＤＣオフセットや１／ｆノイズの影響の少ない周波数に変調した後、差動アンプ３で増幅し、後段のＢＰＦ４で信号のみ選択的に通過させることによって、それ以外のＤＣオフセットや１／ｆノイズの出力リークを低減させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、赤外線を検知する赤外線センサが出力した電気的信号に対し、信号処理を行う回路に関する。

従来、赤外線センサからの信号を取り扱う場合、赤外線センサの出力が非常に小さいため、増幅器で増幅し、ある程度の出力になってから信号処理を行う。

図１は、従来の赤外線センサの信号処理回路の一例を示す。図１の信号処理回路はセンサ１０、アンプ２０、フィルタ３０から構成される。センサ１０は赤外線を検出する赤外線検出素子を有し、検出した赤外線に対応する電気的信号を出力する。アンプ２０はセンサ１０からの電気的信号を入力し、所定の増幅率で増幅した信号を出力する。フィルタ３０は、アンプ２０により増幅された電気的信号を入力し、帯域制限を行う。フィルタ３０が例えばハイパス特性をもつ場合は、増幅された電気的信号のＤＣオフセットを除去するようになっている（例えば特許文献１）。このように、通常、センサ１０により出力される電気的信号のレベルは僅かであるので信号を大きく増幅するアンプ２０が必要であるが、アンプ２０のゲインが大きいために、アンプ２０自身の入力オフセット（ＤＣオフセット）をも増幅してしまう。そのＤＣオフセットを除くためには後段に帯域フィルタが必要である。しかしながら、人体はＤＣ〜１０Ｈｚといった低周波の赤外線を放出するので、このような回路を人体の動きを感知する人感センサとして使用する場合、後段にハイパスフィルタを使用しているために、赤外線の中でも特に低周波の赤外線のみを精度良く検知することは困難である。

そこで、低周波の赤外線を検知できるような信号処理回路として、図２のような赤外線センサの信号処理回路がある（例えば特許文献２）。図２の信号処理回路は、センサ１０、アンプ２０のほかに、補正回路４０を備えている。補正回路４０は、あらかじめセンサ１０が固有にもつＤＣオフセットを記憶している。アンプ２０は、センサ１０からの信号を増幅する際に、補正回路４０が記憶しておいたＤＣオフセットを補正信号として入力し、センサ１０からの信号と補正信号とを減算することで、アンプ２０自身が持つＤＣオフセットがアンプ２０により増幅されるのを防止している。そのため、後段にハイパスフィルタの必要がない構成とすることができ、人体が発生する低周波の赤外線信号も検知することができる。

特開平１１−１４２２３４号公報特公平７−２６８７１号公報

しかしながら、図２の信号処理回路では、アンプ２０のＤＣオフセットが温度ドリフトやその他の環境的な変化によって変化した場合には、補正回路８４にあらかじめ記憶させておいたＤＣオフセットでは正確な補正をすることができない。

本願発明は、人体の動きを感知する人感センサとして使用する場合、特にＤＣ〜１０Ｈｚといった低周波の赤外線を精度良く検知することができる信号処理回路を提供することを目的とする。

すなわち、本願発明は、センサから出力される信号を信号処理して所定レベルのセンサ信号を得る信号処理回路において、センサから出力される第１周波数の信号を第２周波数に変調する変調手段、第２周波数に変調された信号を所定利得で増幅する増幅手段、および、増幅された信号を第１周波数に復調する復調手段を備えたことを特徴とする信号処理回路を提供する。

本発明によれば、センサ部からの信号を、スイッチによって信号周波数を変調した後、差動アンプで増幅するため、信号は差動アンプによるＤＣオフセットや１／ｆノイズの影響を受けにくい周波数で増幅される。その後、バンドパスフィルタによってＤＣオフセットや１／ｆノイズを低減した後、信号はスイッチによって元の低い周波数帯に復調される。従って、信号だけ選択的に増幅して、ＤＣオフセットや１／ｆノイズは効率的に低減させることができる。また、周波数によって信号を選別するため、たとえＤＣオフセット値が温度ドリフト等によって変動したとしても、低減させることが可能である。

本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。

（実施例１）
図３は本発明の実施例１のブロック図である。センサ部１は、人体や動物から発せられるＤＣ〜１０Ｈｚの赤外線を検知可能な、光起電力型の半導体型赤外線センサを備える。センサ部１は、例えば光起電力型赤外線センサであり、図３には一般的な起電力型センサの等価回路を示す。この等価回路は、人体や動物から発せられた赤外線のエネルギーを吸収してそのエネルギー量に比例した電圧を発生するダイオードＰＤと、ダイオードＰＤの内部抵抗Ｒ１と、フォトダイオードＰＤと外部配線との接触抵抗Ｒ２からなる。センサ部１から発生する電圧は０．１μＶ〜１００μＶ程度で非常に小さく、帯域は人や動物の動きによりＤＣ〜１０Ｈｚ程度と非常に低い周波数帯にある。また、センサ部１は、バイアス電圧をかけるためのバイアス電圧源ＶＢを備える。センサ部１はバイアスをかけない状態で、０〜１００μＶの信号を出力するが、コモン電圧を０Ｖにすると、その電圧を受ける増幅部のアンプ３の入力範囲はそのような低電圧領域で十分な線形性を確保するのは難しいため、コモン電圧には適当な電圧（例えば１／２×ＶＤＤ）を与えることが望ましい。

スイッチ２（ＳＷ１）は、センサ部１からの２信号ＶＰ１、ＶＮ１を入力し、オシレーター７から入力されるタイミングに応じて、２入力ＶＰ１、ＶＮ１と２出力ＶＰ２、ＶＮ２の接続を交互に入れ替える。図４にスイッチ１の回路の具体例を示し、図５にスイッチ１の切り替えタイミング（クロックΦａ、Φｂと出力端子Ｏａ、Ｏｂの電圧変化）を示す。Ｉａ、Ｉｂは入力端子、Ｏａ、Ｏｂは出力端子である。端子Ｉａ、Ｉｂと端子Ｏａ、Ｏｂの間には４つのＭＯＳスイッチＧ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４が接続されている。スイッチＧ１は、端子Ｉａ、Ｏａの間を接続し、スイッチＧ２は、端子Ｉａ、Ｏｂの間を接続し、スイッチＧ３は、端子Ｉｂ、Ｏａの間を接続し、スイッチＧ４は、端子Ｉｂ、Ｏｂの間を接続している。それぞれのスイッチにはスイッチを駆動するための各クロック電圧が、オシレーター７からゲート電圧として入力されている。スイッチＧ１のｐ−ＭＯＳにはクロックφａ、ｎ−ＭＯＳにはクロックφｂが入力されている。スイッチＧ２のｐ−ＭＯＳにはクロックφｂ、ｎ−ＭＯＳにはクロックφａが入力されている。スイッチＧ３のｐ−ＭＯＳにはクロックφａ、ｎ−ＭＯＳにはクロックφｂが入力されている。スイッチＧ４のｐ−ＭＯＳにはクロックφｂ、ｎ−ＭＯＳにはクロックφａが入力されている。クロックΦａとφｂはともに矩形波であり、互いに位相が９０度ずれている。例えば、φａ＝３Ｖのとき、φｂ＝０Ｖであり、逆に、φａ＝０Ｖのときφｂ＝３Ｖである。φａ＝３Ｖ、φｂ＝０Ｖのときは、スイッチＧ１は短絡、スイッチＧ２はオープン、スイッチＧ３はオープン、スイッチＧ４は短絡となり、入力端子Ｉａは出力端子Ｏａと短絡し、入力端子Ｉｂは出力端子Ｏｂに短絡となる。φａ＝０Ｖ、φｂ＝３Ｖのときは、スイッチＧ１はオープン、スイッチＧ２は短絡、スイッチＧ３は短絡、スイッチＧ４はオープンとなり、入力端子Ｉａは出力端子Ｏｂと短絡、入力端子Ｉｂは出力端子Ｏａと短絡となる。

ここで、スイッチＧ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４にはｐＭＯＳ、ｎＭＯＳ両方を使用したＴ−ＧＡＴＥと呼ばれるスイッチを使用している。これは、クロックφａ、φｂの電圧が０Ｖ、３Ｖのどちらになってもスイッチとして動作できるようにするためである。またもう一つの理由は、チャージインジェクションやクロックフィードスルーによって、信号が影響を受けにくくするためである。チャージインジェクションとは、ゲート電圧の反転により、ＭＯＳＦＥＴのゲート酸化膜に帯電していた電荷がスイッチの入力、出力側に移動することで、伝達される電圧を変動させてしまう現象である。また、クロックフィードスルーは、ＭＯＳＦＥＴのゲート−ドレイン間とゲート−ソース間に存在する寄生容量により、ゲートに加わったクロックφａ、φｂの電圧が、端子Ｉａ、Ｉｂ、Ｏａ、Ｏｂに影響を与える現象である。Ｔ−ＧＡＴＥを用いることによって、チャージインジェクションの電荷の変動は、ｐＭＯＳ、ｎＭＯＳのそれぞれのスイッチから来る逆極性の電荷で打ち消すことが出来る。またクロックフィードスルーもφａ、φｂのクロックのタイミングを同時に行えば、寄生容量による出力端子の変動も低減することが可能である。

また、ここで、各スイッチには、短絡時のＭＯＳトランジスタのオン抵抗があり、信号が比較的低周波（〜１ＭＨｚ）であってセンサ部１とスイッチの間に電流がほとんど流れない場合は、スイッチのオン抵抗はセンサ部１の出力抵抗よりも十分大きいことが望ましい。これは、センサからスイッチまでの回路を考えた場合、スイッチ出力信号＝センサ出力信号×（スイッチ入力インピーダンス÷センサ出力インピーダンス）、となるため、信号電圧が正確にセンサからスイッチに伝わるには、スイッチ入力インピーダンスがセンサ出力インピーダンスより十分大きい（１０倍以上）ことが望ましいからである。また、スイッチの出力端子Ｏａ、Ｏｂを入力する差動アンプ３の入力抵抗よりもオン抵抗は十分小さいことが望ましい。スイッチ２を駆動する矩形派のクロックφａ、φｂの周波数はチョッピング周波数とよばれ、スイッチ２に接続される差動アンプ３の１／ｆノイズの影響を最小にし、差動アンプ３の帯域をできるだけ狭くして積分されたノイズの影響を小さくするために、１／ｆノイズと熱雑音が交差する周波数帯が良い。

差動アンプ３は、スイッチ２からの２信号ＶＰ２、ＶＮ２を入力し、所定のゲインで増幅して２信号ＶＰ３、ＶＮ３を出力する３は全差動の差動アンプである。センサ部１からの出力が小さいため、コモン電圧によるノイズの影響を避けるため、シングルアンプよりも全差動の差動アンプのほうが望ましい。また、センサ部１からの出力をロス無く受け取るために、入力抵抗を出来るだけ大きくすることが望ましい。そのため、センサ部１からの信号をうける差動アンプ３の差動入力トランジスタは、もれ電流があるため入力インピーダンスが低くなるバイポーラトランジスタよりも、ゲート−ソース、ドレイン間にＳｉＯ２の絶縁層をもち、入力インピーダンスが１Ｍ〜１ＧΩ程度あるＭＯＳトランジスタが好ましい。ここで、差動アンプ３のゲインは、例えば×１００程度が好ましい。なぜならば、差動アンプ３への入力信号は１００μＶ以下と小さいので、ゲインは出来るだけ大きく取りたいが、例えば、×１００００まで大きくしてしまうと、入力換算オフセットが１ｍＶあった場合、出力オフセットが１０Ｖとなり、電源電圧の定格が３〜５Ｖの場合は出力電圧が飽和してしまう。従って、差動アンプ３のゲインを例えば×１００程度とするのが好ましい。アンプの帯域は、チョッピングされた信号（〜１０ｋＨｚ）に追随できる十分な周波数である１００ｋＨｚ以上が望ましい。

バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４は、差動アンプ３からの２信号ＶＰ３、ＶＮ３を入力し、２信号ＶＰ４、ＶＮ４を出力する全差動のバンドパスフィルタである。バンドパスフィルタ４の中心周波数はチョッピング周波数と同じ１０ｋＨｚであることが望ましい。高域側のノイズが特に問題とならない場合は、バンドパスフィルタ４の代わりに、ハイパスフィルタ、もしくは、コンデンサを直列接続して直流成分を主とする低域側のノイズを低減（コンデンサカット）しても良い。

スイッチ５（ＳＷ２）は、バンドパスフィルタ４からの２信号ＶＰ４、ＶＮ４を入力し、オシレーター７から入力されるタイミングに応じて、２入力ＶＰ４、ＶＮ４と２出力ＶＰ５、ＶＮ５の接続を入れ替える。スイッチ５の回路の具体例は、図４に示すように、スイッチ２と同等である。スイッチ５のタイミングは、図５に示すように、スイッチ２と同等である。スイッチ５を信号が通過すると、チョッピング周波数１０ｋＨｚに変調されていた信号は１０Ｈｚに復調される。スイッチ２、差動アンプ３、バンドパスフィルタ４、スイッチ５をまとめて、チョッパアンプと呼ぶこともある。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６は、スイッチ５からの２信号ＶＰ５、ＶＮ５を入力し、２信号ＶＰ６、ＶＮ６を出力端子ＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮに出力する全差動のローパスフィルタである。スイッチ５によって信号が復調された際に、逆に１０ｋＨｚに変調されたＤＣオフセット、チョッピングによるスイッチングノイズ（１０ｋＨｚ）を低減する。カットオフ周波数はスイッチングノイズを除去するため、チョッピング周波数より十分低い１ｋＨｚ以下が望ましい。

次に、本願発明の信号処理回路の動作原理を図を参照して説明する。図６，８，１０，１２，１４，１６，１９，２１は、図３のブロック図における各部の信号の周波数スペクトルを、横軸を周波数、縦軸を差動振幅強度で示した図である。図７，９，１１，１３，１５，１７，２０，２２は、図３のブロック図における各部の信号波形を、横軸を時間、縦軸を差動振幅で示した図である。

図６、図７はそれぞれセンサ部１からの出力信号（ＶＰ１−ＶＮ１）の周波数スペクトルと波形を示す。いま、図６、図７に示すように、電源電圧ＶＤＤ＝３Ｖとし、センサ部１にはセンサからの出力信号をバイアスするためのコモン電圧として１／２×ＶＤＤ＝１．５Ｖが与えられ、センサ部１からは振幅１０μＶｐｐ、周波数１０Ｈｚの正弦波を出力したとする。図７においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。

図８、図９はそれぞれスイッチ２からの出力信号（ＶＰ２−ＶＮ２）の周波数スペクトルと波形を示す。スイッチ２がセンサ部１からの出力信号を入力して、チョッピング周波数１０ｋＨｚで各内部スイッチを交互にオンオフさせると、図８に示すように、信号は１０Ｈｚから１０ｋＨｚに変調される。図１０に示すように、変調波形は、センサ出力信号１０Ｈｚの上弦の正弦波の一部と、該正弦波を中心に対し折り返された１０Ｈｚの下弦の正弦波の一部を包絡線としたチョッピング周波数１０ｋＨｚによって、上弦、下弦の包絡線上を交互に切り替わる波形となる。図９においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。また、チョッピング周波数も１０ｋＨｚではなく、数１０Ｈｚで示す。

図１０、図１１はそれぞれ差動増幅器３からの出力信号（ＶＰ３−ＶＮ３）の周波数スペクトルと波形を示す。このときの入力振幅は２０μＶｐｐである。図１０に示すように、出力信号の帯域は１０ｋＨｚのままである。出力波形の振幅は×１００され、２ｍＶｐｐである。アンプのＤＣオフセットと、１／ｆノイズ及び熱雑音が出力波形に重畳される。ここでは例として、ＤＣオフセット０．５ｍＶ、ノイズ０．５ｍＶｐｐを加えて図示した。アンプの出力波形は、（１／２×ＶＤＤ＋ＤＣオフセット）である（１．５＋０．０００５）Ｖを動作点とした波形になり、さらに、１０Ｈｚ以外の高い周波数の信号（＝ノイズ）も混ざる。図１１においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。

図１２、図１３はそれぞれバンドパスフィルタ４からの出力信号（ＶＰ４−ＶＮ４）の周波数スペクトルと波形を示す。図１２に示すように、バンドパスフィルタの通過帯域である１０ｋＨｚの信号がフィルタを通過しても、信号振幅は変わらない。しかし、ＤＣオフセットと高周波ノイズはバンドパスの通過帯域外であるため、その振幅は低減する。図１３に示すように、バンドパスフィルタを通過した波形は、ＤＣオフセットが低減され、１／２×ＶＤＤである元の１．５Ｖ中心の動作点に戻り、高い周波数の信号も低減されている。図１３においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。

図１４、図１５はそれぞれスイッチ５からの出力信号（ＶＰ５−ＶＮ５）の周波数スペクトルと波形を示す。図１４に示すように、１０ｋＨｚの信号成分は元の１０Ｈｚの周波数に復調される。ＢＰＦで除去しきれなかったＤＣオフセットはここで１０ｋＨｚに変調される。また、チョッピングによるスイッチングノイズも１０ｋＨｚを中心に発生する。図１５に示すように、波形は、振幅１ｍＶｐｐ、１０ｋＨｚの正弦波が動作点より上部に折り返された形に並び、包絡線は１０Ｈｚ正弦波を形成している。図１５においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。

図１６、図１７はそれぞれローパスフィルタ６からの出力信号（ＶＰ６−ＶＮ６）の周波数スペクトルと波形を示す。図１６に示すように、前述のように１０ｋＨｚ中心に発生した残留ＤＣオフセットやスイッチングノイズはローパスフィルタ６によって低減される。図１７に示すように、図１５にあったような１０ｋＨｚのスイッチングノイズが混ざっている１０Ｈｚの正弦波の波形から、滑らかな１０Ｈｚの正弦波になる。振幅は１ｍＶｐｐのままである。図１７においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。

以上のように、センサ１の信号周波数を、スイッチ２によって、差動アンプ３のＤＣオフセット、１／ｆノイズの影響の少ない周波数に変調したため、ＢＰＦで選択的にＤＣオフセットおよび１／ｆノイズを低減できる。

（実施例２）
次に、本発明の実施例２について図面を参照しながら説明する。本実施例については、実施例１と同様の部分については省略する。

図１８は本実施例のブロック図である。上述した実施例１において、信号の増幅率が不足している場合、実施例１の回路に後段にさらに差動アンプ１８８を追加している。差動アンプ１８８は、スイッチ５からの２信号を入力し、所定のゲインで増幅して１出力するシングルアンプである。差動アンプ３だけではゲインが足りないので、差動アンプ１８８でも入力振幅１ｍＶｐｐを所定のゲイン倍しており、例えばそのゲインは×１００としている。差動出力振幅は１００ｍＶｐｐである。差動アンプ１８８では、２入力を１出力に変換し、基準電圧を０Ｖに固定する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８９は、差動アンプ１８８からの１信号を入力するシングルローパスフィルタである以外は、実施例１のローパスフィルタと同じである。

次に、本願発明の別の実施例である信号処理回路の動作原理を図を参照して説明する。本実施例については、実施例１と同様の部分については省略する。

図１９、図２０はそれぞれ後段の差動アンプ１８８からの出力信号ＶＰ６の周波数スペクトルと波形を示す。図１９に示すようにスイッチ５からの信号を差動アンプ１８８で増幅すると、出力波形の振幅は×１００され、信号波形の振幅は１００ｍＶｐｐである。アンプのＤＣオフセットと、１／ｆノイズ及び熱雑音が出力波形に重畳される。図２０に示したように、信号波形の包絡線が振幅１００ｍＶｐｐの正弦波信号となるように増幅される。また、ＤＣオフセット０．５ｍＶ、ノイズ０．５ｍＶｐｐが重畳された波形になっている。図２０においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。

図２１、図２２はそれぞれローパスフィルタ１８９からの出力信号ＶＰ７の周波数スペクトルと波形を示す。図２１に示すようにローパスフィルタ１８９からの出力信号は、１０ｋＨｚのスイッチングノイズとローパスフィルタの帯域１ｋＨｚ以上の熱雑音が低減されたものになっている。また図２２に示すように出力信号ＶＰ７の波形は、図２０のように１０ｋＨｚノイズが消滅し、高周波の熱雑音が０．１ｍＶｐｐにまで低減され、１０Ｈｚ、１００ｍＶの正弦波が出力される。図２２においては、判り易くするために正弦波の半波長分を示した。

以上のように、本発明に係る信号処理回路によれば、スイッチ２によって、センサ１の信号周波数を差動アンプ３のＤＣオフセットおよび１／ｆノイズの影響の少ない周波数に変調したため、選択的にＢＰＦでＤＣオフセットおよび１／ｆノイズを低減できる。また、前段のチョッパーアンプ部によってＤＣオフセットや１／ｆノイズが十分低減されているので、後段の差動アンプ１８８によって増幅しても、差動アンプ１８８のＤＣオフセットや１／ｆノイズでは出力信号は飽和せず、所望の信号変化を観測することができる。

本発明に係る信号処理回路は、ＤＣ信号検知可能な起電力型の赤外線センサの増幅回路として好適である。

従来の信号処理回路の一例のブロック図である。従来の信号処理回路の別の例のブロック図である。本発明の実施例１のブロック図である。実施例１の信号処理回路を示すブロック図におけるスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）の等価回路図である。図４におけるタイミング信号と出力端子電圧の変化特性を示す特性図である。実施例１の動作原理を説明するため、センサ部出力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例１の回路におけるセンサ部出力波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。実施例１の動作原理を説明するため、差動アンプ入力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例１の回路における差動アンプ入力信号波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。実施例１の動作原理を説明するため、差動アンプ出力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例１の回路における差動アンプ出力信号波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。実施例１の動作原理を説明するため、バンドパスフィルタ出力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例１の回路におけるバンドパスフィルタ出力信号波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。実施例１の動作原理を説明するため、ローパスフィルタ入力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例１の回路におけるローパスフィルタ入力信号波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。実施例１の動作原理を説明するため、ローパスフィルタ出力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例１の回路におけるローパスフィルタ出力信号波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。本発明の実施例２の信号処理回路を示すブロック図である。実施例２の動作原理を説明するため、ローパスフィルタ入力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例２の回路におけるローパスフィルタ入力信号波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。実施例２の動作原理を説明するため、ローパスフィルタ出力信号について、横軸を周波数、縦軸を振幅強度で示した図である。実施例２の回路におけるローパスフィルタ出力信号波形について、横軸を時間、縦軸を振幅で示した特性図である。

符号の説明

１センサ部
２，５スイッチ
３差動アンプ（全差動アンプ）
４バンドパスフィルタ
６ローパスフィルタ
７オシレータ
１８８差動アンプ（シングルエンド）
１８９ローパスフィルタ

Claims

センサから出力される信号を信号処理して所定レベルのセンサ信号を得る信号処理回路において、
センサから出力される第１周波数の信号を第２周波数に変調する変調手段、
第２周波数に変調された信号を所定利得で増幅する増幅手段、および、
増幅された信号を第１周波数に復調する復調手段
を備えたことを特徴とする信号処理回路。
前記変調手段は、前記センサから出力される第１及び第２のセンサ信号を第１及び第２の入力端子から入力し、第１及び第２の出力端子から該第１及び第２のセンサ信号のどちらかを所定周期で交互に出力することで該第１及び第２のセンサ信号を変調する第１のスイッチ手段を有することを特徴とする請求項１に記載の信号処理回路。
前記増幅手段は、変調された前記第１及び第２のセンサ信号を前記所定利得で増幅する全差動増幅手段であり、
該全差動増幅手段と前記復調手段の間に、増幅された前記第１及び第２のセンサ信号を、第１周波数を含まない所定帯域に帯域制限する第１帯域制限手段をさらに備え、
前記復調手段は、帯域制限された前記第１及び第２のセンサ信号を第３及び第４の入力端子から入力し、第３及び第４の出力端子から前記帯域制限された前記第１及び第２のセンサ信号のどちらかを所定周期で交互に出力することで前記帯域制限された前記第１及び第２のセンサ信号を復調する
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理回路。
前記復調手段の後段に、第１周波数に復調された信号を第１周波数を含む帯域に帯域制限する第２帯域制限手段を備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の信号処理回路。
前記第１のスイッチ手段は、ＭＯＳトランジスタからなるスイッチ部を備え、
該ＭＯＳトランジスタのオン抵抗値が、前記センサの出力抵抗の値よりも大きいことを特徴とする請求項２または４に記載の信号処理回路。
前記第１帯域制限手段は、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、もしくはＣカットコンデンサのいずれかであることを特徴とする請求項３から５のいずれかに記載の信号処理回路。
前記所定周期の周波数は、第１周波数よりも大きいことを特徴とする請求項２から６のいずれかに記載の信号処理回路。
前記増幅手段の周波数帯域は、前記所定周期の周波数よりも大きいことを特徴とする請求項２から６のいずれかに記載の信号処理回路。
前記出力信号である前記第１及び第２のセンサ信号は基準電圧にバイアスされていることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の信号処理回路。
前記復調手段と第２帯域制限手段の間に、さらに差動増幅器を備えることを特徴とする請求項４から８のいずれかに記載の信号処理回路。
前記センサは、光起電力型赤外線センサであることを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の信号処理回路。