JP2006148814A - センサ信号の処理方法および処理回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 従来のセンサ信号の処理回路では、振動型の角速度センサ等の出力信号に重畳したリップル成分を除去するためにローパスフィルタを用いていたが、そのフィルタ特性により、フィルタからの出力信号には、角速度センサに求められる応答性よりも大きな応答遅れ(位相遅れ)が生じて、車両を十分に安定して制御することが困難であった。
【解決手段】 角速度センサ1から出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、角速度センサ1からのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを備える。
【選択図】 図3
【解決手段】 角速度センサ1から出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、角速度センサ1からのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを備える。
【選択図】 図3
Description
本発明は、角速度センサから出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法および処理回路に関する。
一般的に、ジャイロスコープやヨーレートセンサといった振動型の角速度センサ等のセンサ出力はアナログ出力であり、アナログ出力値をA/D変換器によりデジタル信号へ変換した後に、計測用信号等として用いられている。
このような振動型の角速度センサ等の出力信号には、センサ振動に同期したリップル成分が重畳するため、センサ出力信号が入力されるA/D変換器に分解能が高いものを用いたとしても、変換された信号にふらつきが発生することとなっていた。
従って、リップル成分による信号のふらつきを抑えるために、特許文献1に示すように、フィルタを用いて出力信号からリップル成分を除去する技術が考案されている。
特開2000−244343号公報
このような振動型の角速度センサ等の出力信号には、センサ振動に同期したリップル成分が重畳するため、センサ出力信号が入力されるA/D変換器に分解能が高いものを用いたとしても、変換された信号にふらつきが発生することとなっていた。
従って、リップル成分による信号のふらつきを抑えるために、特許文献1に示すように、フィルタを用いて出力信号からリップル成分を除去する技術が考案されている。
前述のように、センサ出力値のリップル成分を除去するためにローパスフィルタを用いた場合、そのフィルタ特性により、フィルタからの出力信号には、実際の角速度に対して位相遅れ(応答遅れ)が生じてしまう。
特に、前述の角速度センサが、車両運動制御用に用いられるセンサであった場合には、求められる応答性よりも大きな応答遅れ(位相遅れ)が生じて、車両を十分に安定して制御することが困難であった。
例えば、リップル成分によりAM変調されたセンサ信号の振幅を800分の1(−58dB)に減衰させる必要があって、センサ信号の振動周波数を4000Hz(同期検波後では8000Hz)であった場合は、8Hzのローパスフィルタを挿入する必要があるが、このフィルタ特性により45degの位相遅れが生じてしまう。これに対し、車両運動制御用の角速度センサに求められる応答周波数はDC〜10Hz程度であるため、車両の安定制御を行うことが困難となる。
また、2次のローパスフィルタを設けることで、応答遅れの問題を回避することが可能であるが、この場合は、フィルタの構成部材が多くなるという問題がある。
特に、前述の角速度センサが、車両運動制御用に用いられるセンサであった場合には、求められる応答性よりも大きな応答遅れ(位相遅れ)が生じて、車両を十分に安定して制御することが困難であった。
例えば、リップル成分によりAM変調されたセンサ信号の振幅を800分の1(−58dB)に減衰させる必要があって、センサ信号の振動周波数を4000Hz(同期検波後では8000Hz)であった場合は、8Hzのローパスフィルタを挿入する必要があるが、このフィルタ特性により45degの位相遅れが生じてしまう。これに対し、車両運動制御用の角速度センサに求められる応答周波数はDC〜10Hz程度であるため、車両の安定制御を行うことが困難となる。
また、2次のローパスフィルタを設けることで、応答遅れの問題を回避することが可能であるが、この場合は、フィルタの構成部材が多くなるという問題がある。
上記課題を解決するセンサ信号の処理方法および処理回路は、以下の特徴を有する。
即ち、請求項1記載のごとく、角速度センサから出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを備える。
これにより、A/Dコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
即ち、請求項1記載のごとく、角速度センサから出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを備える。
これにより、A/Dコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
また、請求項2記載のごとく、センサの処理装置は、センサから出力されるアナログ出力信号をデジタル信号へ変換する際に、出力信号の処理を行うセンサ信号の処理回路であって、角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行うサンプリング回路と、オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する回路とを備える。
これにより、A/Dコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
これにより、A/Dコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
本発明によれば、A/Dコンバータに入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサを車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となる。
次に、本発明を実施するための形態を、添付の図面を用いて説明する。
〔第1実施例〕
図1には、本発明にかかるセンサ信号の処理回路を含んだセンサシステムの概略構成を示しており、センサシステムは、角速度を検出するための角速度センサ1、検出されたセンサ信号を抽出して増幅等を行うセンサ信号処理回路2と、本発明の処理回路部分でありセンサ信号のリップル成分を除去するオーバーサンプリング回路3と、センサ信号をデジタル信号に変換するA/Dコンバータ4とを備えている。
図1には、本発明にかかるセンサ信号の処理回路を含んだセンサシステムの概略構成を示しており、センサシステムは、角速度を検出するための角速度センサ1、検出されたセンサ信号を抽出して増幅等を行うセンサ信号処理回路2と、本発明の処理回路部分でありセンサ信号のリップル成分を除去するオーバーサンプリング回路3と、センサ信号をデジタル信号に変換するA/Dコンバータ4とを備えている。
図2に示すように、角速度センサ1では、生じた励振信号(S01)がセンサ素子にて検出される(S02)。この検出されたセンサ信号は、励起振動周波数にてAM変調され、角速度に応じて振幅が変化するものであり、この振幅により角速度を検出するようにしている。
そして、AM変調されたセンサ信号は、DC化してA/Dコンバータ4にて読み取れるようにするために、センサ信号処理回路2にて、増幅処理(S03)、同期検波処理(S04)および平滑化処理(S05)がなされ、さらに増幅される(S06)。
そして、AM変調されたセンサ信号は、DC化してA/Dコンバータ4にて読み取れるようにするために、センサ信号処理回路2にて、増幅処理(S03)、同期検波処理(S04)および平滑化処理(S05)がなされ、さらに増幅される(S06)。
このように、角速度センサ1により検出されたセンサ信号はセンサ信号処理回路2にて平滑化されるが、平滑化したセンサ信号にはセンサ振動に同期したリップル成分が重畳しているため、次のオーバーサンプリング回路3にて、このリップル成分の除去が行われる。
次に、オーバーサンプリング回路3の構成および動作について説明する。
図3に示すように、オーバーサンプリング回路3はサンプホールド回路21および積分器22を備えており、サンプホールド回路21は第一コンデンサC1、第二スイッチφ2、および反転第二スイッチ/φ2を備えており、積分器22は第二コンデンサC2、第一スイッチφ1、およびオペアンプ23を備えている。
図3に示すように、オーバーサンプリング回路3はサンプホールド回路21および積分器22を備えており、サンプホールド回路21は第一コンデンサC1、第二スイッチφ2、および反転第二スイッチ/φ2を備えており、積分器22は第二コンデンサC2、第一スイッチφ1、およびオペアンプ23を備えている。
オーバーサンプリング回路3における各スイッチφ1・/φ1・φ2・/φ2は、信号がHiレベルのときに閉じる。
また、図4のタイミングチャートに示すように、第二スイッチφ2および反転第二スイッチφ2は、リップル成分を含んだセンサ信号sの振動周期Wに同期して、1周期当たり4回の開閉動作を行っている。
また、図4のタイミングチャートに示すように、第二スイッチφ2および反転第二スイッチφ2は、リップル成分を含んだセンサ信号sの振動周期Wに同期して、1周期当たり4回の開閉動作を行っている。
オーバーサンプリング回路3においては、まず、第一スイッチφ1をHi状態にして閉じ、第二コンデンサC2を放電して初期状態とする。この初期状態においては、第二スイッチφ2は開き、反転第二スイッチ/φ2は閉じ、反転第一スイッチ/φ1は開いている。
次に、第一スイッチφ1をLo状態にして開き、第二コンデンサC2に第一コンデンサC1からの電荷移動が可能な状態にする。
そして、第二スイッチφ2をHi状態にして閉じるとともに、反転第二スイッチ/φ2をLo状態にして開くことにより、第一コンデンサC1にセンサ信号電圧をサンプリングする。
次に、第一スイッチφ1をLo状態にして開き、第二コンデンサC2に第一コンデンサC1からの電荷移動が可能な状態にする。
そして、第二スイッチφ2をHi状態にして閉じるとともに、反転第二スイッチ/φ2をLo状態にして開くことにより、第一コンデンサC1にセンサ信号電圧をサンプリングする。
その後、第二スイッチφ2をLo状態にして開くとともに、反転第二スイッチ/φ2をHi状態にして閉じ、コンデンサC1に蓄えられた電荷をコンデンサC2へ移動させる。
このようにして行う、第一コンデンサC1へのセンサ信号のサンプリングと第二コンデンサC2への電荷の蓄積を、センサ信号のリップル成分の振動周期に同期して複数回行い(本例では4回)、センサ信号を平均化処理する。
このようにして行う、第一コンデンサC1へのセンサ信号のサンプリングと第二コンデンサC2への電荷の蓄積を、センサ信号のリップル成分の振動周期に同期して複数回行い(本例では4回)、センサ信号を平均化処理する。
センサ信号の平均化処理は、例えば図3、図4に示す本例の場合は、以下のように行う。
本例の場合、一周期当たりにセンサ信号のサンプリングを4回行い、第二コンデンサC2の容量を第一コンデンサC1の容量の4倍に設定しており、センサ信号の電圧はVinである。
まず、一回目にセンサ信号がサンプリングされた第一コンデンサC1の電圧V1はVin1となり、第一コンデンサC1の4倍の容量を持つ第二コンデンサC2へ第一コンデンサC1の電荷を移動させると、オペアンプ23の出力側の電圧V2は、1/4Vin1+Vrefとなる。なお、Vrefは基準電圧である。
本例の場合、一周期当たりにセンサ信号のサンプリングを4回行い、第二コンデンサC2の容量を第一コンデンサC1の容量の4倍に設定しており、センサ信号の電圧はVinである。
まず、一回目にセンサ信号がサンプリングされた第一コンデンサC1の電圧V1はVin1となり、第一コンデンサC1の4倍の容量を持つ第二コンデンサC2へ第一コンデンサC1の電荷を移動させると、オペアンプ23の出力側の電圧V2は、1/4Vin1+Vrefとなる。なお、Vrefは基準電圧である。
また、2回目のサンプリング信号を加えると、V2=(Vin1+Vin2)/4+Vrefとなり、3回目のサンプリング信号を加えると、V2=(Vin1+Vin2+Vin3)/4+Vrefとなり、4回目のサンプリング信号を加えると、V2=(Vin1+Vin2+Vin3+Vin4)/4+Vrefとなる。
このように、オペアンプ23の出力側の電圧V2には、基準電圧Vrefに、サンプリングした4回のセンサ信号電圧Vinがアンプ出力として加算出力される。
そして、4回のセンサ信号電圧Vinが加算された(Vin1+Vin2+Vin3+Vin4)/4の値が、サンプリング時の入力電圧Vin1〜Vin4の平均値となり、平均化されたセンサ信号電圧が出力電圧V3(=(Vin1+Vin2+Vin3+Vin4)/4+Vref)として、オーバーサンプリング回路3から出力されることとなる。
そして、4回のセンサ信号電圧Vinが加算された(Vin1+Vin2+Vin3+Vin4)/4の値が、サンプリング時の入力電圧Vin1〜Vin4の平均値となり、平均化されたセンサ信号電圧が出力電圧V3(=(Vin1+Vin2+Vin3+Vin4)/4+Vref)として、オーバーサンプリング回路3から出力されることとなる。
なお、第一スイッチφ1が開いてセンサ信号のサンプリングを行っている間は、反転第一スイッチ/φ1は閉じているため、オーバーサンプリング回路3からの出力電圧V3が第三コンデンサC3に蓄えられる。また、センサ信号のサンプリングが終了し、第一スイッチφ1が閉じて第二コンデンサC2の初期化を行っている間には、反転第一スイッチ/φ1が開くため、オーバーサンプリング回路3からの出力電圧V3が第三コンデンサC3に保持されることとなる。
また、本例の場合、サンプリング回数がN回(本例の場合N=4)であるのに対して、第二コンデンサC2の容量を第一コンデンサC1の容量のN倍として、各サンプリング電圧を順次加算していくことで、センサ信号の平均値と等価な値がオーバーサンプリング回路3からの出力電圧V3として出力されるような平均化処理を行っているが、センサ信号の平均値に比例する値が出力されるように構成してもよい。
なお、本例の場合、センサ信号の1周期間でのサンプリング回数を4回としているがこれに限るものではなく、2回以上のサンプリング回数であればよい。
なお、本例の場合、センサ信号の1周期間でのサンプリング回数を4回としているがこれに限るものではなく、2回以上のサンプリング回数であればよい。
上述のオーバーサンプリングは、そのオーバーサンプリングの開始タイミングを、アナログ信号である角速度センサ1からの出力信号の振動周波数に同期させて、複数回行われるが、1周期間のみの出力信号をオーバーサンプリングすることも可能である。
このように、角速度センサ1からの出力信号の振動周波数に同期して、つまりセンサ信号に重畳するリップル成分の振動周期に同期して行われるオーバーサンプリングにおいて、センサ信号のサンプリングを複数回行い、サンプリングしたセンサ信号を平均化処理することで、A/Dコンバータ4に入力されるセンサ信号の変動を抑制することが可能となっている。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサ1を車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となっている。
また、出力信号の応答遅れを小さくすることができ、角速度センサ1を車両運動制御用に用いた場合でも、簡素な回路や少ない部品点数で安定した制御を行うことが可能となっている。
特に、振動周波数に同期した1周期分のセンサ信号のみを平均化処理した場合には、出力信号の応答遅れを極小さくすることができる。
例えば、リップル成分によりAM変調されたセンサ信号の振動周波数が4000Hzであった場合に、センサ信号の振動周波数に同期した1周期分のみを平均化処理すると、0.25msec(1/4000=0.25)の信号遅れが発生するのみである。これを10Hzにおける位相遅れに換算すると、0.9degの位相遅れとなり、極めて小さな応答遅れでセンサ信号を平均化できることとなる。
例えば、リップル成分によりAM変調されたセンサ信号の振動周波数が4000Hzであった場合に、センサ信号の振動周波数に同期した1周期分のみを平均化処理すると、0.25msec(1/4000=0.25)の信号遅れが発生するのみである。これを10Hzにおける位相遅れに換算すると、0.9degの位相遅れとなり、極めて小さな応答遅れでセンサ信号を平均化できることとなる。
〔第2実施例〕
また、オーバーサンプリング回路3は、図5に示すように構成することもできる。図5に示すオーバーサンプリング回路3は、第一コンデンサC1とオペアンプ23との間に配置するスイッチを第二スイッチφ2とし、第一コンデンサC1のオペアンプ23側と基準電圧との間に配置するスイッチを反転第二スイッチ/φ2とした点が、図3に示した第1実施例のオーバーサンプリング回路3と異なり、その他は第1実施例のオーバーサンプリング回路3と同じ構成である。
また、オーバーサンプリング回路3は、図5に示すように構成することもできる。図5に示すオーバーサンプリング回路3は、第一コンデンサC1とオペアンプ23との間に配置するスイッチを第二スイッチφ2とし、第一コンデンサC1のオペアンプ23側と基準電圧との間に配置するスイッチを反転第二スイッチ/φ2とした点が、図3に示した第1実施例のオーバーサンプリング回路3と異なり、その他は第1実施例のオーバーサンプリング回路3と同じ構成である。
このように構成されるオーバーサンプリング回路3における出力電圧V3は、図6に示すように、第1実施例のオーバーサンプリング回路3の出力電圧V3を、基準電圧Vrefを基準として反転させたものとなる。
つまり、センサ信号の1回目のサンプリング時における出力電圧V3は、Vref−(Vin1)/4となり、2回目のサンプリング時の出力電圧V3は、Vref−(Vin1+Vin2)/4となり、3回目のサンプリング時の出力電圧V3は、Vref−(Vin1+Vin2+Vin3)/4となり、4回目のサンプリング時の出力電圧V3は、Vref−(Vin1+Vin2+Vin3+Vin4)/4となる。
この出力電圧V3となる、4回のセンサ信号電圧Vinを基準電圧Vrefから減じた値により、センサ信号の平均値と等価な値を求めることができる。
つまり、センサ信号の1回目のサンプリング時における出力電圧V3は、Vref−(Vin1)/4となり、2回目のサンプリング時の出力電圧V3は、Vref−(Vin1+Vin2)/4となり、3回目のサンプリング時の出力電圧V3は、Vref−(Vin1+Vin2+Vin3)/4となり、4回目のサンプリング時の出力電圧V3は、Vref−(Vin1+Vin2+Vin3+Vin4)/4となる。
この出力電圧V3となる、4回のセンサ信号電圧Vinを基準電圧Vrefから減じた値により、センサ信号の平均値と等価な値を求めることができる。
〔第3実施例〕
また、オーバーサンプリング回路3は、図7に示すように構成することもできる。図7に示すオーバーサンプリング回路3は、全差動型のプリアンプ23を用いた例であり、2つの出力電圧V2A・V2Bの中点電圧がコモンフィードバック電圧となるように制御されている。
本例のオーバーサンプリング回路3における、センサ信号VinAが入力され出力信号V2Aが出力される上半分の回路は、図3の第1実施例のオーバーサンプリング回路3と同様に構成されており、前記コモンフィードバック電圧をVrefとすると第1実施例のオーバーサンプリング回路3と同様の動作を行い、出力電圧はV2A=(VinA1+VinA2+VinA3+VinA4)/4+Vrefとなる。
また、オーバーサンプリング回路3は、図7に示すように構成することもできる。図7に示すオーバーサンプリング回路3は、全差動型のプリアンプ23を用いた例であり、2つの出力電圧V2A・V2Bの中点電圧がコモンフィードバック電圧となるように制御されている。
本例のオーバーサンプリング回路3における、センサ信号VinAが入力され出力信号V2Aが出力される上半分の回路は、図3の第1実施例のオーバーサンプリング回路3と同様に構成されており、前記コモンフィードバック電圧をVrefとすると第1実施例のオーバーサンプリング回路3と同様の動作を行い、出力電圧はV2A=(VinA1+VinA2+VinA3+VinA4)/4+Vrefとなる。
本例のオーバーサンプリング回路3における、センサ信号VinBが入力され出力信号V2Bが出力される下半分の回路は、上半分の回路に対してプリアンプ23の入力端子・出力端子の+−が逆転しており、下半分の回路における各部の電圧VinB・V1B・V2B・V3Bは、Vrefを基準として、上半分の回路における各部の電圧VinA・V1A・V2A・V3Aと対称的な値を示す。
また、サンプホールド回路21における、第二スイッチφ2および反転第二スイッチ/φ2の開閉タイミングを図5に示す第2実施例のオーバーサンプリング回路3と同様に構成することで、第1実施例の場合と第2実施例の場合との関係のように、入出力の関係を反転させることも可能である。
〔第4実施例〕
図8に示すオーバーサンプリング回路3はサンプホールド回路21の構成が、図3に示す第1実施例のオーバーサンプリング回路3と若干異なるが、このような構成をとっても第1実施例の場合と同様の出力電圧V3を得ることが可能である。
図8に示すオーバーサンプリング回路3はサンプホールド回路21の構成が、図3に示す第1実施例のオーバーサンプリング回路3と若干異なるが、このような構成をとっても第1実施例の場合と同様の出力電圧V3を得ることが可能である。
1 角速度センサ
2 センサ処理回路
3 オーバーサンプリング回路
4 A/Dコンバータ
21 サンプホールド回路
22 積分器
2 センサ処理回路
3 オーバーサンプリング回路
4 A/Dコンバータ
21 サンプホールド回路
22 積分器
Claims (2)
- 角速度センサから出力されるアナログ信号を、デジタル信号へ変換する際に行うセンサ信号の処理方法であって、
角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行う工程と、
オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する工程とを、
備えることを特徴とするセンサ信号の処理方法。 - センサから出力されるアナログ出力信号をデジタル信号へ変換する際に、出力信号の処理を行うセンサ信号の処理回路であって、
角速度センサからのアナログ信号のオーバーサンプリングを、該オーバーサンプリングの開始タイミングをアナログ信号の振動周波数に同期させて、複数回行うサンプリング回路と、
オーバーサンプリングした複数のサンプリング値を平均化する回路と、
を備えることを特徴とするセンサ信号の処理回路。
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