JP2006133094A - インピーダンス測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】測定回路に被測定インダクタ以外のインダクタを必要とせず、従って他のインダクタの影響を受けることなくインダクタの特性を実動作条件に近い測定条件で測定でき、かつインダクタの特性としてインダクタンスはもとより損失抵抗も測定することのできる測定方法を提供する。
【解決手段】基準電源Ｖｉ，抵抗ＲＬ，コンデンサＣおよびスイッチング手段から構成される測定回路にインピーダンスを測定しようとするインダクタＬを接続し、実使用状態に近い動作（方形波電圧および三角波電流による大振幅励磁動作）をさせながらインダクタＬに流れる電流ｉＬおよび両端電圧ｖＬを測定することにより、他のインダクタを用いることなく被測定インダクタのインダクタンスＬを求めることができる。さらに、インダクタ電流の実効値よりインダクタの損失抵抗Ｒを求めることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えばスイッチング電源などに適用するインダクタンスのインピーダンス測定方法に関する。

スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータなどのスイッチング電源に使用されるチョークコイルのように、直流電流が重畳した状態で動作するインダクタに関するインダクタンスおよび損失抵抗は、微小励磁電流に直流電流を重畳させて測定するのが通常である。図６にその概要を示す。
図６において１００はインピーダンス測定器、１１０はインピーダンスを測定しようとするインダクタである。インダクタ１１０の等価回路は、図６に示すようにインダクタンスＬのみをもつ理想インダクタと損失抵抗Ｒの直列回路として表すことができる。インピーダンス測定器１００は内部の定電流回路１０１および信号発生回路１０２により、直流電流ＩＤＣが重畳された微小振幅交流信号ＩＡＣをインダクタ１１０に流し、インダクタ１１０に流れる電流と両端電圧を測定することによりインダクタンスＬと損失抵抗Ｒを算出する。インダクタ１１０に流れる電流と両端電圧の測定およびインダクタンスＬと損失抵抗Ｒを算出はインピーダンス測定装置により行われる。このようにして測定されたインダクタンスＬと損失抵抗Ｒの直流重畳特性（直流電流ＩＤＬに対するインダクタンスＬおよび損失抵抗Ｒの変化）の概略を図７に示す。図７に示すように、インダクタンスＬおよび損失抵抗Ｒは、直流電流ＩＤＬに対し最大値を有するのが一般的である。

一方、小電力出力もしくは小型化を目的としたスイッチング電源では、チョークコイルとして小さなサイズのコイルが適用されるため、チョークコイルに流れる直流電流と交流電流のうち、交流電流の占める割合が大きくなる。図８にインダクタを含む一般的な磁気素子の磁気特性を示す。図８においてΦはインダクタの鎖交磁束、Ｉは励磁電流である。大電力もしくは大型のスイッチング電源におけるインダクタは図８中のマイナーループ１（小振幅）の動作を行う（直流電流ＩＤＣが大きいので交流電流ＩＡＣが相対的に小さくなる）。小電力もしくは小型のスイッチング電源ではマイナーループ２（大振幅）の動作を行う。インダクタンスＬは図８の交流電流ＩＡＣとＩＡＣに対する鎖交磁束Φの変化分△ΦよりＬ＝△Φ／ＩＡＣで与えられるから、直流電流ＩＤＣが一定でも交流電流ＩＡＣの大きさによりインダクタンスＬは異なる値を示す。

大電力もしくは大型のコンバータのようにインダクタに流れる全電流における交流電流の占める割合が小さい場合は、交流励磁電流の小さいインピーダンス測定器による従来の測定方法で当該インダクタのインピーダンスを測定することができる。しかし、小電流もしくは小型のコンバータのようにインダクタに流れる全電流における交流電流の占める割合が大きい場合は、当該インダクタのインピーダンス測定には交流励磁電流の小さいインピーダンス測定器による従来の測定方法は適用できない。また、スイッチング電源に適用されるチョークコイルは方形波電圧が印加されかつ三角波電流が流れるという実動作環境におかれるため、従来の測定方法のような正弦波自励ではインダクタの実動作時のインピーダンスを正確に測定することができない。
これに対し、インダクタの特性を実際の使用条件に近い測定条件でインピーダンスを測定できる測定装置が特許文献１に提案されている。特許文献１に示されている測定装置の概要を図９に示す。図９に示す測定装置は、インダクタＬ１，インダクタＬ，負荷抵抗Ｒ０およびダイオードＤ１からなる閉回路に対し、パルス発振器１２０から出力されるパルス信号を増幅器１３０で増幅した信号を、ダイオードＤ２を介して印加するものである。パルス発振回路１２０からは実際の使用状態に近い高周波パルスが出力される。インダクタＬが測定対象のインダクタであり、インダクタＬの両端電圧Ｖ，パルス幅△ｔおよびインダクタＬに流れる電流の最大振幅値（ｐ−ｐ値）△Ｉを求め、これらからインダクタＬのインダクタンスを（△ｔ／△Ｉ）×Ｖにより算出するものである。増幅器１３０の増幅率や負荷抵抗Ｒ０の抵抗値を変えることによりインダクタ直流電流分を変えて、インダクタＬの直流重畳特性を測定することができる。直流成分を小さくしていくと、インダクタＬ１，インダクタＬ，負荷抵抗Ｒ０およびダイオードＤ１からなる閉回路はダイオードＤ１の存在により一方向にしか電流を流せないために、インダクタＬに流れる電流が不連続になり測定が不正確になる。これを防ぐのがインダクタＬ１の役目である。インダクタＬ１のインダクタンスをインダクタＬのものより大きくしておき、二つのインダクタの合成インダクタを大きくしておくことにより、電流を不連続にすることなくインダクタＬの直流電流を小さくすることができる。

特許文献１に記載の測定装置は、上述のとおり測定対象のインダクタＬより大きなインダクタンスを有するインダクタを必要として、測定コストの増加および装置の大型化を引き起こしてしまうという課題を有している。また、図６に示すインダクタの損失抵抗成分Ｒについては何ら測定方法が示されていない。
本発明の目的は、上記の課題を解決し、測定回路に被測定インダクタ以外のインダクタを必要とせず、従い他のインダクタの影響を受けることなくインダクタの特性を実動作条件に近い測定条件で測定でき、かつインダクタの特性としてインダクタンスはもとより損失抵抗も測定することのできる測定方法を提供することを目的とする。

そこで、上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、基準電位端子および出力端子を有する基準電源と、該基準電源の出力端子に一端を接続された第１のスイッチ手段と、該第１のスイッチ手段の他端に一端が接続された第２のスイッチ手段と、該第２のスイッチ手段の他端と前記基準電源の基準電位端子の間に抵抗およびコンデンサが並列に接続された回路の、前記第１のスイッチ手段の他端と前記基準電源の基準電位端子の間にインダクタを接続し、前記第１のスイッチ手段および前記第２のスイッチ手段をそれぞれ導通時間Ｔ１，Ｔ２で交互に導通させながら、前記抵抗および前記インダクタの電圧，電流および消費電力の少なくとも一部を測定し、その結果から前記インダクタンスのインピーダンスを算出するインピーダンス測定方法であることを特徴とする。
請求項２に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記抵抗に流れる電流、前記抵抗で消費する電力、前記インダクタに流れる電流、および前記第２のスイッチ手段の導通時間Ｔ２より前記インダクタのインダクタンスを算出するインピーダンス測定方法であることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項２に係る発明において、前記抵抗に流れる電流ＩＲ、前記抵抗で消費する電力ＰＲ、前記インダクタに流れる電流の最大値と最小値の差ＩＬｐｐをそれぞれ求め、さらにこれらの値と前記第２のスイッチ手段の導通時間Ｔ２より前記インダクタのインダクタンスＬを下記（Ｉ）式により算出するインピーダンス測定方法であることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１ないし３のいずれかに係る発明において、前記インダクタで消費される電力および前記インダクタに流れる電流より、前記インダクタの損失抵抗を算出するインピーダンス測定方法であることを特徴とする。
請求項５に係る発明は、請求項４に係る発明において、前記インダクタで消費される電力をＰＬとし、前記インダクタに流れる電流の実効値をＩＬｒｍｓとすると、前記インダクタの損失抵抗Ｒを下記（ＩＩ）式により算出するインピーダンス測定方法であることを特徴とする。

請求項６に係る発明は、請求項５に係る発明において、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２，前記インダクタに流れる電流をｉＬ，前記インダクタの両端電圧をｖＬとすると、前記インダクタで消費される電力ＰＬを下記（ＩＩＩ）式で算出するインピーダンス測定方法ことを特徴とする。

この発明の測定方法は、基準電源，抵抗，コンデンサおよびスイッチング手段から構成される測定回路にインピーダンスを測定しようとするインダクタを接続し、実使用状態に近い動作（方形波電圧および三角波電流による大振幅励磁動作）をさせながらインダクタに流れる電流および両端電圧を測定することにより、他のインダクタを用いることなく被測定インダクタのインダクタンスＬを求めることができる。さらに、インダクタ電流の実効値よりインダクタの損失抵抗Ｒを求めることができる。また、本発明により求められるインピーダンスを用いれば、当該インダクタを用いる回路をより正確に設計することができる。

以下、図面を用いて本発明の測定方法について説明する。

図１に本発明の測定方法に用いられる測定回路の例を示す。図１においてＬがそのインピーダンスを測定しようとするインダクタであり、直流電圧電源ＶｉおよびスイッチＳ１と直列に接続されて閉回路をなしている。また、可変抵抗ＲＬおよびコンデンサＣの並列回路とスイッチＳ２が直列接続された回路が、インダクタＬと並列に接続されている。図１の測定回路は昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを模したものになっていて、インダクタＬを実際のスイッチング電源と同じもしくはできるだけ近い状態、すなわち方形波電圧および三角波電流により大振幅でインダクタＬを励磁させてインダクタンスおよび損失抵抗を測定するものである。
次に、図１に示す測定回路を用いた本発明に係る測定方法について説明する。ます、測定はスイッチＳ１，Ｓ２を交互にオン（導通）・オフ（遮断）させながら行う。図２に、測定時にインダクタＬに流れる電流（インダクタ電流）ｉＬおよびインダクタＬの両端の電圧（インダクタ電圧）ｖＬの波形を示す。可変抵抗ＲＬに流れる電流ＩＲはコンデンサＣにより平滑されて直流電流が支配的になり、ｉＬの平均値ＩＬと等しくなる（ＩＬ＝ＩＲ）。

インダクタＬのインピーダンスを測定する励磁周波数はスイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ周波数で決定する。インダクタ電圧ｖＬの最大値Ｖｉは直流電圧電源Ｖｉにより調整し、最小値ＶＲはスイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ時比率で調整する。Ｓ１のオン時比率をＤ１，Ｓ２のオン時比率をＤ２とすると、Ｄ２は概ねＶｉ・Ｄ１／Ｄ２となる。なお、図２に示すようにスイッチＳ１のオン時間をＴ１，スイッチＳ２のオン時間をＴ２とすると、Ｄ１＝Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２），Ｄ２＝Ｔ２／（Ｔ１＋Ｔ２）で表わされる。インダクタＬの直流重畳電流ＩＬ（＝ＩＲ）は可変抵抗ＲＬの抵抗値により調整する。上述の設定により、特性を把握したいインダクタＬの動作状態を実動作を模したものに整える。
このようにインダクタＬの動作状態を調節した後、デジタルシンクロスコープなどによりインダクタ電流ｉＬの波形，インダクタ電圧ｖＬの波形，インダクタ電流ｉＬの平均値ＩＬ（＝ＩＲ），インダクタ電流ｉＬの実効値ＩＬｒｍｓ（ｉＬの自乗平均の平方根），インダクタ電流ｉＬの振幅ＩＬｐｐ＝Ｉｔ−Ｉｂ（ＩｔはｉＬの最大値、ＩｂはｉＬの最小値）および可変抵抗ＲＬの両端電圧ＶＲを測定する。これらの測定結果より、インダクタンスＬのインピーダンスを以下のように算出する。

最初にインダクタンスの算出方法を説明する。定常状態においてインダクタＬに蓄積されるエネルギは抵抗ＲＬで消費されるエネルギに等しい。インダクタＬの励磁電流をＩとすると、１周期Ｔ（＝Ｔ１＋Ｔ２）にインダクタが蓄えるエネルギＷＬは（１）式となる。ここで、便宜上インダクタＬの純粋インダクタンス成分もＬとした。

一方、抵抗ＲＬにより１周期Ｔに消費されるエネルギＷＲは（２）式で表わされる。

ここで、上述のようにＷＬ＝ＷＲであるから、（１）式および（２）式よりインダクタンスＬは次の（３）式で表わされる。

また、インダクタの損失を無視すると、図２のＴ２＝Ｄ２・Ｔの期間（Ｓ１：オフ、Ｓ２：オン）におけるインダクタ電流ｉＬの変化に関し、次の（４）式が成り立つ。

上の（４）式を変形するとインダクタＬは次の（５）式で表わされる。

（３）式および（５）式より、Ｉ²は次式で表わされる。

（３）式および（６）式よりインダクタＬは最終的に次の（７）式で表わすことができる。ここで、ＰＲ＝ＶＲ・ＩＲであり、ＰＲは抵抗ＲＬが単位時間に消費するエネルギ（消費電力）である。

（７）式により、抵抗ＲＬで消費される電力ＰＲおよび上述の測定結果からインダクタンスＬを算出することができる。
次に、損出抵抗Ｒの算出について説明する。損失抵抗Ｒはインダクタの損失（インダクタで消費される電力）ＰＬおよびインダクタ電流の実効値ＩＬｒｍｓより次式にて算出する。

ここでインダクタの損失ＰＬは次の（９）式により得られる。

（９）式において、積分範囲の０〜ＴはスイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ動作の１周期であり、インダクタが理想インダクタであればゼロになる。実際は損失分があるためゼロにはならず、その値から（８），（９）式により損失抵抗Ｒを算出するものである。

実施例１の測定方法によるインダクタのインピーダンス測定結果の例を図３に示す。また、図３に測定結果を示すインダクタＬを適用した図４の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、実測値，図３に示す測定値を用いたシミュレーションの結果および従来の測定方法による測定値を用いたシミュレーション結果を図５に示す。なお、図４に示す降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏを供給するものであり、図中ＰＭＯＳはスイッチングトランジスタ，ＮＭＯＳは同期整流トランジスタ，Ｌは図３に測定結果を示すインダクタ，Ｃｏは出力コンデンサである。また、図４に示す降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作条件は、スイッチング周波数１ＭＨｚ，入力電圧４Ｖ，出力電圧２Ｖとした。図５に示すように、本発明の測定方法により測定したインダクタのインピーダンス値を用いたシミュレーションの結果は、従来の測定方法による測定値を用いたシミュレーション結果より実測に近いものになっている。すなわち、本発明によれば、実動作時のインダクタのインピーダンスを正確に把握することができるものである。

本発明の測定方法に用いられる測定回路の例である。 測定時にインダクタＬに流れる電流ｉＬおよびインダクタＬの両端の電圧（インダクタ電圧）ｖＬの波形である。 本発明の測定方法によるインピーダンスの測定結果の例である。 図３に測定結果を示すインダクタＬを適用した降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図４の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する実測値およびシミュレーション結果である。 直流電流が重畳した状態で動作するインダクタのインピーダンスに関する従来の測定方法について説明するための図である。 従来の測定方法により測定されたインダクタンスＬと損失抵抗Ｒの直流重畳特性について説明するための図である。 インダクタを含む一般的な磁気素子の磁気特性を示す図である。 特許文献１に示されている測定装置の概要を示す図である。

符号の説明

Ｃ コンデンサ
Ｄ１ スイッチ手段Ｓ１のオン時比率
Ｄ２ スイッチ手段Ｓ２のオン時比率
Ｌ インダクタおよびそのインダクタンス
ｉＬ インダクタ電流
ＩＬ インダクタ電流ｉＬの平均値
ＩＬｒｍｓ インダクタ電流ｉＬの実効値
ＩＬｐｐ インダクタ電流ｉＬの振幅
Ｉｔ インダクタ電流ｉＬの最大値
Ｉｂ インダクタ電流ｉＬの最小値
ＩＲ 可変抵抗ＲＬに流れる電流
ＰＬ インダクタの損失（インダクタで消費される電力）
ＰＲ 可変抵抗ＲＬでの消費電力
Ｒ インダクタの損失抵抗
ＲＬ 可変抵抗
Ｓ１，Ｓ２ スイッチ手段
Ｔ スイッチング手段Ｓ１，Ｓ２のオン・オフ動作の周期（＝Ｔ１＋Ｔ２）
Ｔ１ スイッチ手段Ｓ１がオン、スイッチ手段Ｓ２がオフの期間
Ｔ２ スイッチ手段Ｓ１がオフ、スイッチ手段Ｓ２がオンの期間
ｖＬ インダクタ電圧
ＶＲ 可変抵抗ＲＬの両端電圧

Claims (6)

1. 基準電位端子および出力端子を有する基準電源と、該基準電源の出力端子に一端を接続された第１のスイッチ手段と、該第１のスイッチ手段の他端に一端が接続された第２のスイッチ手段と、該第２のスイッチ手段の他端と前記基準電源の基準電位端子の間に抵抗およびコンデンサが並列に接続された回路の、前記第１のスイッチ手段の他端と前記基準電源の前記基準電位端子の間にインダクタを接続し、前記第１のスイッチ手段および前記第２のスイッチ手段をそれぞれ導通時間Ｔ１，Ｔ２で交互に導通させながら、前記抵抗および前記インダクタの電圧，電流および消費電力の少なくとも一部を測定し、その結果から前記インダクタンスのインピーダンスを算出することを特徴とするインピーダンス測定方法。
2. 前記抵抗に流れる電流、前記抵抗で消費する電力、前記インダクタに流れる電流、および前記第２のスイッチ手段の導通時間Ｔ２より前記インダクタのインダクタンスを算出することを特徴とする請求項１に記載のインピーダンス測定方法。
3. 前記抵抗に流れる電流ＩＲ、前記抵抗で消費する電力ＰＲ、前記インダクタに流れる電流の最大値と最小値の差ＩＬｐｐをそれぞれ求め、さらにこれらの値と前記第２のスイッチ手段の導通時間Ｔ２より前記インダクタのインダクタンスＬを下記（Ｉ）式により算出することを特徴とする請求項２に記載のインピーダンス測定方法。
   

   
4. 前記インダクタで消費される電力および前記インダクタに流れる電流より、前記インダクタの損失抵抗を算出することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のインピーダンス測定方法。
5. 前記インダクタで消費される電力をＰＬとし、前記インダクタに流れる電流の実効値をＩＬｒｍｓとすると、前記インダクタの損失抵抗Ｒを下記（ＩＩ）式により算出することを特徴とする請求項４に記載のインピーダンス測定方法。
   

   
6. Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２，前記インダクタに流れる電流をｉＬと，前記インダクタの両端電圧をｖＬとすると、前記インダクタで消費される電力ＰＬを下記（ＩＩＩ）式で算出することを特徴とする請求項５に記載のインピーダンス測定方法。
   

   

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