JPH07322612A - スイッチモード電源用電流推定回路 - Google Patents

スイッチモード電源用電流推定回路

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JPH07322612A
JPH07322612A JP6178096A JP17809694A JPH07322612A JP H07322612 A JPH07322612 A JP H07322612A JP 6178096 A JP6178096 A JP 6178096A JP 17809694 A JP17809694 A JP 17809694A JP H07322612 A JPH07322612 A JP H07322612A
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switch
current
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mode power
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JP6178096A
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Douglas J Dromgoole
ジョン ドロムグール ダグラス
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Original Assignee
American Telephone and Telegraph Co Inc
AT&T Corp
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/40—Testing power supplies

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  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、電源スイッチ電流信号を用いて電
源のＤＣ出力電流信号を正確に測定する回路を提供す
る。 【構成】 スイッチモード電源において、電流が電源ス
イッチを介して流れている間、電源スイッチのスイッチ
電流がローパスフィルタネットワークに接続されてい
る。フィルタネットワークはスイッチ電流が流れていな
い場合には電源スイッチから切り離される。この技術
は、電源スイッチを介する平均電流がその導通状態にあ
る間は、電源の出力電流に等しいか、あるいは平均スイ
ッチ電流と固定した分離変圧器の巻き数比率である出力
電流との間に比例しているかのいずれかである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】発明の利用分野 本発明は電源およびその調整に関し、特に電源スイッチ
電流信号を用いて電源のＤＣ出力電流を正確に測定する
手段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決する課題】背景技術 電源の出力電流に関して信号を発生する旧来の方法は、
多くの場合不正確であるか、高価であるか、あるいは過
電力を浪費するかのいずれかを伴うものである。
【０００３】上記方法のうちで、電源出力リード線を直
列に（一般的には、出力フィルタ誘導子を直列に）入れ
た小型抵抗器を使用するものがある。この抵抗器の両端
に現れる電圧はその出力電流に正比例する。しかしなが
ら、本方法には不都合な点がある。高電流出力のためか
なりの電力を浪費するという点である。センス抵抗器の
両端に現れる信号が消費電力の減少を目的として小さく
なるならば、実用的なレベルまでその信号を正確に増幅
するために高価で精密なアンプを用いる必要がある。
【０００４】高価なエレクトロニクス、および電力の浪
費という不都合は、分離式スイッチモード電源の出力電
流を電源スイッチ電流信号から推量することによりある
程度克服されるかもしれない。電源スイッチの保護およ
び電源ユニットのダイナミック制御の目的で今までにも
しばしば使われているため、この電源スイッチ電流信号
の使用は好都合である。
【０００５】感知される電源スイッチ電流が逓降変換器
の一次スイッチの電流であるなら、あるいはそのスイッ
チ電流が電流感知変圧器の技術を用いて検出されるなら
ば、電源スイッチを介する電流の直流抵抗測定がセンス
抵抗要素中の電力浪費を減少させるという利点を有して
いる。しかしながら、スイッチ電流を検出することは信
号を変える時間を生じることになり、その平均はたいて
いの場合電源ユニットの入力電流に等しくなるけれど、
その出力電流には相当しない。従って、出力電流はスイ
ッチ電流信号から推量されなければならず、その一般的
な方法は、検出信号にまたがる標準ピーク検出回路を設
置することを含んでいる。しかしこの方法は二つの重大
な誤差原因を有しており、その一つは検出信号のピーク
を検出する点にあり、ＡＣ変圧器の磁気電流と出力誘導
子のリプル電流によってエラーが持ち込まれる。もう一
つの誤差原因はピーク検出ダイオードの順方向降下にあ
り、たいていの場合は検出された信号の振幅がほんのわ
ずかなものとなる。電源スイッチ電流信号から出力電流
を推定する、その正確さを向上するために用いられる技
術は、タイミング回路を入れることである。このタイミ
ング回路は、電流が電源スイッチを介して流れている間
隔の中間点を定め、その段階での検出信号をサンプリン
グする。しかしながら、この方法は複雑であり、スイッ
チ伝導の仕事比を本質的に変えて動作する、高周波数で
短周期の電源変換器と連結して使用される場合にタイミ
ング誤差を生じる傾向にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】発明の概要 ここで説明されるスイッチモード電源においては、電流
が電源スイッチを介して流れている間、電源スイッチか
らの電流に比例した電圧信号がローパスフィルタネット
ワークに接続される。このフィルタネットワークは、ス
イッチ電流が流れていない場合に電源スイッチから切り
離される。本技術は、電源スイッチを介して流れる平均
電流がその導通している間は、正確に識別されかつ不変
である比率要因のために電源の出力電流とほぼ比例する
という利点を有している。ここで説明される独特な手段
は、スイッチモード電源変換器の位相のなかの電源スイ
ッチ電流において存在し、重大なエラーを生じる電流が
フィルタリングネットワークにより逆に作用し妨害され
るという特性を有するという利点がある。
【０００７】装置を横断する制御式接続スイッチによ
り、あるいは、電源スイッチを介する電流に相当する電
圧信号を生成するその他の装置により、このフィルタ回
路は断続的に接続される。この接続スイッチは電源スイ
ッチを駆動する電圧信号によりその能力が与えられる。
接続スイッチに印加されるこのゲート電圧信号は、タイ
ミング同期およびその大小の幅において、電源スイッチ
の導通時以前にすでに存在している。
【０００８】
【実施例】実施例の詳細な説明 図１は分離式バック型変換器の概要を示し、ＤＣ電圧源
Ｖinが入力リード線１００および１０１にまたがって印
加されている。分離変圧器１０５の一次巻き線１０４に
おける一方の終端は入力リード線１００に接続し、他端
はリセットスイッチ１２２および電源スイッチ１１１の
両端に接続している。スイッチとしてＦＥＴ（電界効果
トランジスタ）半導体装置などが考えられる電源スイッ
チ１１１は、変圧器１０５の一次巻き線１０４を電流セ
ンス抵抗器１０７に接続する。電源スイッチが導通／非
導通となるようバイアスをかける駆動信号の印加は点線
１０３により略図で示す。そしてリセットスイッチ１２
２は、変圧器１０５の一次巻き線１０４をリセットコン
デンサー１２３に接続している。
【０００９】電源変圧器１０５の二次巻き線１０６は、
整流ダイオード１３１と１３２を介して出力フィルタ回
路に接続されている。このフィルタは、出力端子１１７
に直列に入れた誘導子１３３、および出力端子１１７と
１１８との間に分路を置くコンデンサー１３４から構成
されている。
【００１０】図３は図１の変換器の動作波形を示す。ｉ
l で示された波形３０１は出力フィルタ誘導子１３３を
介して流れる電流をグラフで表している。電源の平均出
力電流は点線３０２で示される。電流検出回路はリード
線１０８および１０９に接続され、電源スイッチ１１１
が導通する間に抵抗器１０７の両端の電圧を検出し、点
線３０２で示される平均電流レベル＜ｉL ＞を推量す
る。また、ｉp で示された波形３０５は電源変圧器１０
５の一次巻き線１０４を介して流れる電流を示してい
る。
【００１１】電源変圧器の一次電流は二つの成分を有し
ていると考えられる。図２は図１の電源変圧器１０５の
等価回路を示しており、この等価回路はＬm で示され、
Ｎp回の一次巻き数とＮs 回の二次巻き数を用いた理想
の変圧器２１０の一次巻き線とその分路において接続さ
れた磁気インダクタンス２０５を有している。この磁気
インダクタンスＬm は図３において波形３１０として示
される電流ｉlmを有していると考えられる。理想の変圧
器２１０の一次巻き線は波形３０７のｉx で示される電
流を有している。図３において、波形３０５で示される
電流ｉp は、理想の変圧器の一次巻き線を介して電流ｉ
x を加算し、Ｌm を通じて流れる磁気電流ｉlmの合計に
等しい。そして、変圧器コアリセット回路の特質によ
り、磁気電流ｉlmはスイッチ１１１が導通している間に
は平均値を保有していない。また、ｉx の波形の説明は
以下に示すようになる。電源スイッチ１１１が導通して
いる間は、出力フィルタ誘導子１３３からの電流が整流
ダイオード１３１を介し、理想の変圧器２１０の二次巻
き線を通して流れを生じるように、理想の変圧器２１０
の一次巻き線の両端に電圧がかけられる。電源スイッチ
１１１が導通する間は出力誘導子１３３を介し、一次変
圧器の巻き数に対する二次変圧器の巻き数の割り当て量
に相当する比率Ｎs ／Ｎp が積算され、理想の変圧器２
１０の一次巻き線からの電流が波形３０１に示す電流ｉ
l と等しくなる。
【００１２】図３において、ｉqlで示す波形３１１は電
源スイッチ１１１からの電流を示し、スイッチ１１１が
オフの状態（すなわち、非導通状態）にある時にはゼロ
であり、スイッチ１１１がオンの状態（すなわち、導通
状態）にある時には変圧器の一次電流ｉp に等しくな
る。また、図２における波形３１１の形は電流検出抵抗
器１０７の両端に現れる電圧波形Ｖrlの形を表してい
る。一定の比率が抵抗器１０７の値であるため、この電
圧は電源スイッチ１１１を介して流れる電流に比例す
る。そしてＶg で示される波形３１７は、電源スイッチ
１１１の導通時間に対応する波形Ｖg の正の値でもって
主電源スイッチ１１１の導通間隔を示している。
【００１３】図４に示すように、理想の平均出力電流検
出回路は理想のスイッチ４１１、抵抗器４０３およびコ
ンデンサー４０４からなるローパスフィルタ二ポートネ
ットワーク４０２から構成されている。図３において波
形Ｖrlで示されるような断続的なパルス電圧波形は、平
均出力電流検出回路の端子１０８および１０９の両端に
割り当てられる。そのパルス電圧波形は電源のスイッチ
装置を介して流れる電流の大きさに比例している。電圧
信号の傾斜部３１２は、電源において構成された誘導子
や変圧器などの磁気部品の作用に起因する入れ換え電流
に帰す。パルス電流はスイッチ１１１がオン（すなわ
ち、導通している）である場合のみ電源スイッチ１１１
を介して流れる。図３において波形３１７のＶg で示さ
れるように、電源スイッチ１１１を通って電流が流れる
度にパルス電圧は測定可能な量を有し、それゆえ、スイ
ッチ４１１の導通を制御するのに使用することができ
る。出力端子４０６および４０７での電圧は、図１にお
ける回路の出力電流ｉlfの平均値にほぼ比例するＤＣ電
圧である。その比率定数は固定したものであり、知られ
ている。
【００１４】あるタイプのスイッチモード電源変換器の
位相として、平均電流検出回路の出力端子両端に現れる
電圧値が、出力フィルタ誘導子を介する平均電流にほぼ
比例することが示される。スイッチ４１１が開いている
場合、コンデンサー４０４に流れ込む、あるいはコンデ
ンサー４０４から流れ出す電流はなく、平均電流検出ネ
ットワークの出力における電圧がこの間中固定された状
態にある。コンデンサー４１１両端に現れる電圧、平均
電流検出ネットワークにおいて成分を蓄えるエネルギー
のみの状態が、スイッチ４１１の開いている間は不変の
ままである。それゆえ、スイッチ４１１が開閉どちらの
状態にある場合にも備えて、スイッチ４１１が開いてい
る間は端子１０８および１０９両端の入力波形を無視す
ることにより、平均電流検出ネットワークの出力端子４
０６および４０７における電圧値が見出される。図５に
おいてＶa で示される波形５０１は、タイムスイッチ４
１１が取り外されて開いている間に存在する信号部分と
共に、平均電流検出ネットワークに対する出力信号を示
す。この信号は、図５に示された波形５０２のＶbと波
形５０３のＶc の二つの波形を合わせたものとして考え
られる。波形５０２のＶb はＤＣ信号であり、図１にお
けるセンス抵抗器１０７の値にタイミングを合わせ、変
圧器の一次巻き数に対する二次巻き数の割合Ｎs ／Ｎp
から導き出される値を比率要因として取るため、その値
は電源の平均出力電流に比例する。波形５０３のＶc は
電源変圧器のＡＣ磁気電流と出力フィルタ誘導子のＡＣ
リプル電流とを合わせたものであり、図１に示されたス
イッチモード電源用のＤＣ成分を含んでいない。
【００１５】フィルタ４０２のローパスネットワークは
線型であるから、平均電流検出ネットワークの出力であ
るコンデンサー両端の電圧のタイムレスポンスが、波形
Ｖbと波形Ｖc に対するフィルタネットワークのレスポ
ンスの重なりを考慮することにより見出される。ローパ
スネットワークは、電源の出力電流に比例する電圧であ
る波形Ｖb のＤＣ値を無視する。特に言及する点は、図
４の平均電流検出ネットワークがコンデンサー４０４の
インピーダンスと同等のＤＣインピーダンスを有し、そ
れゆえ平均電流推定にいかなる挿入エラーをも生じない
ということである。フィルター成分抵抗器４０３とコン
デンサー４０４が選ばれ、そのためフィルタロールオフ
周波数がＡＣ波形Ｖc の基礎周波数を十分に下回るなら
ば、平均電流検出ネットワークの出力の電圧に対するこ
の波形の大小付与量は任意に小さくさせられる。それゆ
え、平均電流検出ネットワークの出力における電圧は、
それ自身が電源の平均出力電流に比例する波形Ｖb の値
にほぼ相当する。
【００１６】図６はＦＥＴスイッチ６１１を用いて平均
電流検出回路の実際的な実行手段を示す。ＦＥＴ装置６
１１を用いて図４のスイッチ４１１に実行手段を提供す
ることは、半導体電圧降下の結果として平均スイッチ電
流検出回路の出力電圧にほぼ誤差のない電圧を加えるス
イッチング構成要素をもたらす。これはピーク検出回路
のダイオードの両端に差し込まれる電位降下とは著しく
違っており、たいていの場合にはスイッチ電流を表す電
圧信号と同等であるとみなされる。図７は平均電流検出
回路の他の実行手段を示し、その回路は抵抗器７０３、
スイッチ７１１およびコンデンサー７０４からなり、ス
イッチ７１１が抵抗器７０３をコンデンサー７０４に接
続している。このように平均電流検出回路を配列するこ
とは、ＦＥＴスイッチがオンしている際、ゲートを介し
てソースキャパシタンスに流れる電流パルスにより、端
子１０８および１０９の間に接続された電流検出手段の
インピーダンスを横切る電圧スパイク（急上昇）の出現
を阻止することになる。図８は平均電流検出回路のさら
に別の実際的な実行手段を示し、そこでスイッチ８１１
は出力端子８０８および８０９をコンデンサー８０４に
接続している。この実行手段においては、ＦＥＴスイッ
チ８１１のオン状態にある抵抗が、コンデンサー８０４
のキャパシタンスと連結するローパスフィルタネットワ
ークを形成すべく用いられる。
【００１７】図９の概要は平均電流検出回路のさらに他
の実行手段を示し、その回路はＮＰＮトランジスタ９１
０およびローパスフィルタ９３１からなり、抵抗器９１
２およびコンデンサー９１３を有している。この実行手
段は、ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ端子に
またがる飽和電圧降下により、誤差条件を有している。
【００１８】図１０は平均電流検出器を含んだ分離式バ
ック型変換器からなる電源回路を示している。ＦＥＴ電
源スイッチを介して流れる電流は、電流感知変圧器９０
７、ダイオード９１５および抵抗器９０６（電流感知リ
セットネットワークは図示せず）からなる回路によって
検出される。そして抵抗器９０６両端の電圧は電源スイ
ッチ９０１を介して流れる電流に比例する。端子９１６
および９１７にまたがる電源ＦＥＴスイッチ９０１のゲ
ート電圧は、ダイオード９１４をその分路に入れた抵抗
器９４３からなるネットワーク９２２を介してＦＥＴス
イッチ９１１の入力端子９２３に接続される。このネッ
トワークは、電源ＦＥＴスイッチ９０１を介するスイッ
チ電流の出現とまったく同時に、ＦＥＴスイッチ９１１
のゲート制御が起こるように調節するが、この電源ＦＥ
Ｔスイッチ９１１のゲート電圧は装置を介する電流の流
れに正確には一致しない。
【００１９】電源変圧器の磁気電流（図３におけるilm
）の平均、あるいはそれと等価なものがほぼゼロか、
あるいは平均出力電流にほぼ比例しているかのいずれか
であるような、分離式スイッチモード電源変換器の位相
のために、平均電流検出回路の出力はスイッチモード電
源の平均出力電流を正確に推量するように用いられる。
継続的な導通モードにおいて動作する非分離式バック、
ブースト、およびバック−ブースト誘導位相のために、
平均電流検出回路の出力がスイッチモード電源の平均出
力電流を正確に推量するように用いられる。その他の分
離式スイッチモード電源変換器のためには、半導体残留
偏差電圧の欠如を加算してスイッチ電流信号の作用を均
分する組み合わせが、従来の方法を用いて得られるより
もスイッチモード電源変換器の平均出力電流とより密接
に関係する出力を、平均電流検出回路で容易に生成する
ことを可能にする。
【００２０】図１１に示されるように、調整制御は集中
調整制御回路によって達成することができる。調整制御
回路１００１は上述した回路により決定される平均電流
を表し、入力１００２と１００３に供給される入力と、
入力１００４と１００５での出力電圧に応答する入力と
を受けるべく接続されている。基準電圧は入力リード線
１００６に加えられる。電源バイアス、あるいは駆動信
号はリード線１００７に供給されると共に、電源スイッ
チの制御入力に、あるいはゲートに供給される。
【００２１】また、調整制御は図１２に示されるような
回路によっても達成することができる。平均電流検出回
路の出力にかかる電圧は、端子１０１０と１０１１間
で、抵抗器１０１３を介して増幅器１０１６の反転入力
に供給される。基準電圧１０１２は増幅器１０１６の非
反転入力に加えられる。増幅器１０１６の出力から反転
入力側にかけて置かれたコンデンサー１０１４は、増幅
器１０１６の出力にかかる電圧が下がるような反転積分
器の機能をつくり出し、増幅器１０１６の反転入力にか
かる電圧が基準電圧１０１２の値を超えるたび、端子１
０１７と１０１１間にかかる電圧を降下させる。この回
路の出力、端子１０１７と１０１１間にかかる電圧は、
スイッチモード変換器のデューティサイクルを制御する
のに用いることができ、それゆえ限定的な制御が変換器
の平均出力電流の量を容易に超えることができる。ユニ
ットがある程度の電流レベルで動作している場合に、ダ
イオード１０１５が増幅器１０１６の出力を端子１０１
７から遮断するのに用いられる。
【００２２】図１３は電源スイッチ１１９を介して流れ
る電流を検出する代替の手段を示す。端子１３８および
１３９は図４の平均電流検出回路の端子１０８および１
０９に接続されている。その接続は、それら端子を電源
スイッチ１１９の主電流流路の両端に直接据える。図１
に示されるように、この電源スイッチは電源におけるス
イッチ１１１として接続されていてもよい。この構成に
おいては、ＦＥＴスイッチ１１９のオン状態にある抵抗
がＦＥＴスイッチを介して電流を電圧信号に変えるのに
用いられる。
【００２３】図１４の装置は、オン状態にあると識別さ
れたＦＥＴの抵抗を用いることにより、電源スイッチ１
２９の電流を検出する。ＦＥＴスイッチ１２９の導通端
子はスイッチ１２１を介して抵抗器１２８に接続されて
いる。第二のスイッチ１２１にバイアスを与えることに
より生じる起動は、スイッチ１２９用のバイアス起動と
同時発生すると共にそのバイアス起動に同調する。そし
て抵抗器１２８の両端にかかる電圧は電流検出信号とし
て用いられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】分離式バック型スイッチモード電源を示す回路
図である。
【図２】図１の回路の分離電源変圧器と同等の回路を示
す回路図である。
【図３】図１の回路の動作波形を示す波形図である。
【図４】本発明の様態を説明する回路図である。
【図５】本発明の動作と関連する波形を示す波形図であ
る。
【図６】本発明の電流検出回路の一実施例を示す回路図
である。
【図７】本発明の電流検出回路の他の一実施例を示す回
路図である。
【図８】本発明の電流検出回路の他の一実施例を示す回
路図である。
【図９】本発明の電流検出回路の他の一実施例を示す回
路図である。
【図１０】平均電流検出回路に組み入れられたスイッチ
モード電源の回路図である。
【図１１】ここで回路用のフィードバック装置を示す説
明図である。
【図１２】ここで電源回路に印加するのに適した他のフ
ィードバック回路を示す回路図である。
【図１３】電源スイッチにおける検出電流に対して付加
された装置を示す回路図である。
【図１４】電源スイッチにおける検出電流に対して付加
された装置を示す回路図である。

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力（１０６，１０１）および出力（１
    １７，１１８）と、入力から出力へのエネルギーの結合
    を可能にする電源スイッチ（１１１）とからなるスイッ
    チモード電源用電流推定回路において、 電源スイッチにおいて電流を検出するよう接続された電
    流検出手段（１０７）と、 時間の隔たりに備えて変化を生じることもなくフィルタ
    の状態が保持されるローパスフィルタを提供する手段
    と、 該ローパスフィルタを前記電流検出手段に接続する第二
    のスイッチ（４１１）と、 電源スイッチの導電力に同調して導電する前記第二のス
    イッチにバイアスを断続的に与える手段と、 前記ローパスフィルタの出力から信号にその個々の出力
    電流を供給するための手段（４０６，４０７）とを有
    し、出力における電流を推定することを特徴とするスイ
    ッチモード電源用電流推定回路。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、前記電流検出手段が電源スイッ
    チと直列接続する抵抗器（１０７）からなることを特徴
    とするスイッチモード電源用電流推定回路。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、前記ローパスフィルタを提供す
    る手段が、前記第二のスイッチとローパスフィルタ機能
    の出力を分流する充電蓄積コンデンサー（４０４）とに
    直列接続する抵抗性インピーダンス（４０３）を有する
    ことを特徴とするスイッチモード電源用電流推定回路。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、前記抵抗性インピーダンスが前
    記電流検出手段と前記第二のスイッチ間に接続されるこ
    とを特徴とするスイッチモード電源用電流推定回路。
  5. 【請求項５】 請求項３に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、前記抵抗性インピーダンスが前
    記第二のスイッチと前記充電蓄積コンデンサーとの間に
    接続されることを特徴とするスイッチモード電源用電流
    推定回路。
  6. 【請求項６】 請求項３に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、前記第二のスイッチがＦＥＴ装
    置（６１１）であることを特徴とするスイッチモード電
    源用電流推定回路。
  7. 【請求項７】 請求項３に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、ＦＥＴ（８１１）装置がローパ
    スフィルタ用前記抵抗性インピーダンスを提供すること
    を特徴とするスイッチモード電源用電流推定回路。
  8. 【請求項８】 請求項３に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、前記バイアスを断続的に与える
    前記手段が並列接続された抵抗器（９４３）と、前記電
    源スイッチの制御電極を前記第二のスイッチの制御電極
    に結合するダイオード（９０４）とを有することを特徴
    とするスイッチモード電源用電流推定回路。
  9. 【請求項９】 請求項３に記載のスイッチモード電源用
    電流推定回路において、前記電源スイッチがＦＥＴ装置
    であることを特徴とするスイッチモード電源用電流推定
    回路。
  10. 【請求項１０】 請求項３に記載のスイッチモード電源
    用電流推定回路において、スイッチモード電源が入力お
    よび出力間の電源変圧器（１０５）と、入力を前記電源
    変圧器に定期的に結合するようにバイアスがかけられる
    前記電源スイッチとを有することを特徴とするスイッチ
    モード電源用電流推定回路。
JP6178096A 1993-07-30 1994-07-29 スイッチモード電源用電流推定回路 Withdrawn JPH07322612A (ja)

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