WO2013021572A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2013021572A1
WO2013021572A1 PCT/JP2012/004803 JP2012004803W WO2013021572A1 WO 2013021572 A1 WO2013021572 A1 WO 2013021572A1 JP 2012004803 W JP2012004803 W JP 2012004803W WO 2013021572 A1 WO2013021572 A1 WO 2013021572A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
unit
current
switch unit
signal
turn
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/004803
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
一大 村田
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Publication of WO2013021572A1 publication Critical patent/WO2013021572A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to its constant current control.
  • Switching power supply devices are required to stably supply output current when a device such as a charger or LED lighting is connected as a load.
  • a device such as a charger or LED lighting is connected as a load.
  • the part that controls the switch is insulated from the part that outputs the output current by the transformer. Therefore, it is difficult to feedback control the switch so that the output current is stably output.
  • a current detection resistor and a constant current control IC are provided on the secondary side of the transformer. Further, the primary side and the secondary side of the transformer are connected by a photocoupler so as to be able to transmit signals.
  • the constant current control IC measures the value of the output current using a current detection resistor.
  • the photocoupler transmits a signal indicating the measured output current to the primary side of the transformer by light. On the primary side of the transformer, on / off control of the switch is performed according to the signal so that the measured value of the output current is kept constant. In the conventional insulated switching power supply device, such feedback control of the switch is performed. However, since this control requires a constant current control IC and a photocoupler, it is difficult to further reduce the manufacturing cost of the switching power supply device.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the switching power supply device 800 disclosed in Patent Document 1.
  • this switching power supply device 800 is a flyback converter, and includes a transformer 801, a switch unit 802, an output voltage generation unit 803, and a control unit 804.
  • the control unit 804 turns on the switch unit 802 with a period T. Since the input voltage Vi is applied to both ends of the primary winding 811 of the transformer 801 during the ON period of the switch unit 802, the primary current Ip flows through the primary winding 811. However, the secondary current Is does not flow through the secondary winding 812. Thereby, energy is stored in the transformer 801. When the primary current Ip increases to a certain peak value, the control unit 804 turns off the switch unit 802.
  • the primary current Ip does not flow through the primary winding 811 of the transformer 801, but the secondary current Is flows through the secondary winding 812. Thereby, energy is released from the transformer 801 to the output voltage generation unit 803.
  • the output voltage generation unit 803 generates a substantially constant output voltage Vo and output current Io by storing the energy in the capacitor.
  • the output voltage Vo and the output current Io are supplied to the external load LD.
  • FIGS. 9A and 9B are waveform diagrams of the primary current Ip and the secondary current Is flowing through the transformer 801, respectively.
  • the switch unit 802 is repeatedly turned on with a period T.
  • the primary current Ip starts to increase.
  • the primary current Ip increases to a certain peak value Ipp, the switch unit 802 is turned off.
  • the secondary current Is starts to flow.
  • the secondary current Is has the largest value Isp at the beginning of flow, and decreases with time.
  • the time T2on during which the secondary current Is flows is referred to as “secondary conduction time”.
  • the switch unit 802 is turned on again after a while.
  • the period T from when the switch unit 802 is turned on once to when it is turned on includes a period Toff in which neither the primary current Ip nor the secondary current Is flows.
  • Such an operation of the switching power supply device is referred to as “non-continuous mode”.
  • the output current Io satisfies the following equation (1):
  • the constant Np is the number of turns of the primary winding 811, and the constant Ns is the number of turns of the secondary winding 812.
  • the transformer 801 includes a bias winding 813 in addition to the primary winding 811 and the secondary winding 812.
  • the voltage across the bias winding 813 changes in the same manner as the voltage across the secondary winding 812.
  • FIG. 9C is a waveform diagram of the voltage Vb across the bias winding 813.
  • the polarity of the voltage Vb across the bias winding 813 is opposite between the period in which the primary current Ip flows and the period T2on in which the secondary current Is flows.
  • the voltage Vb across the bias winding 813 is 0 in the period Toff in which neither the primary current Ip nor the secondary current Is flows.
  • Such a change in the voltage Vb across the bias winding 813 is detected by the bias winding voltage detection unit 805.
  • the conduction time measurement circuit 841 measures the secondary side conduction time T2on from the change in the voltage Vb across the bias winding 813 detected by the bias winding voltage detection unit 805.
  • the turn-on signal generation circuit 842 generates a turn-on signal TON with a period T.
  • the turn-on signal generation circuit 842 adjusts the period T of the turn-on signal TON so that the ratio T2on / T of the secondary conduction time T2on and the period T measured by the conduction time measurement circuit 841 is maintained constant.
  • the primary current Ip of the transformer 801 that is, the value of the current flowing through the switch unit 802 is measured by the current measurement circuit 843.
  • the peak current detection circuit 844 generates the turn-off signal TOF when the value of the primary current Ip measured by the current measurement circuit 843 reaches a certain peak value Ipp.
  • the switching control circuit 845 turns on the switch unit 802 in response to the turn-on signal TON, and turns off the switch unit 802 in response to the turn-off signal TOF.
  • the control unit 804 adjusts the turn-on cycle T of the switch unit 802 so that the ratio T2on / T between the secondary conduction time T2on and the cycle T of the turn-on signal TON is kept constant, thereby adjusting the secondary winding.
  • the on-duty D2on of 812 is kept constant.
  • the control unit 804 keeps the peak value Ipp of the primary current Ip constant by turning off the switch unit 802 every time the primary current Ip reaches the constant peak value Ipp.
  • 9D, 9E, and 9F are different waveform diagrams of the primary current Ip and the secondary current Is of the transformer 801 and the voltage Vb across the bias winding 813, respectively.
  • 9 (d)-(f) has a lower value of the output voltage Vo than (a)-(c) of FIG.
  • the peak value Ipp of the primary current Ip is common. Since the peak value Isp of the secondary current Is is proportional to the peak value Ipp of the primary current Ip, the peak value Isp of the secondary current Is is common in FIGS. 9B and 9E.
  • the decay rate of the secondary current Is is proportional to the output voltage Vo, the slope of the secondary current Is shown in FIG.
  • FIG. 9E is the slope shown in FIG. 9B. Smaller than. Accordingly, the secondary conduction time T2on shown in FIG. 9E is longer than the value shown in FIG. 9B. However, when the secondary-side conduction time T2on increases, the turn-on signal generation circuit 842 increases the cycle T of the turn-on signal TON. Therefore, as shown in FIG. Period T increases. Thereby, the on-duty D2on of the secondary winding 812 is maintained constant.
  • the constant current control by the switching power supply device disclosed in Patent Document 1 is based on Equation (1), it can be realized only in the discontinuous mode.
  • the operation of the switching power supply device has a continuous mode.
  • the switch unit 802 is turned on before the secondary current Is attenuates to zero.
  • the switching power supply device in the continuous mode can obtain the same power as that in the discontinuous mode from the smaller primary current Ip.
  • the continuous mode is more advantageous than the discontinuous mode. Therefore, it is desirable that the constant current control disclosed in Patent Document 1 is applicable to the continuous mode.
  • variable Iss represents the value of the secondary current Is immediately before the switch unit 802 is turned on
  • variable Ips represents the value of the primary current Ip immediately after the switch unit 802 is turned on. From the right side of Expression (2), in order to keep the output current Io constant, the variable Ips must be kept constant. However, this is difficult for the following two reasons. First, it is difficult to measure and control both the variables Iss and Ips. Second, in the continuous mode, the on-duty D2on of the secondary winding 812 cannot be determined by the control unit 804.
  • the on-duty Don of the switch unit 802 and the on-duty D2on of the secondary winding 812 when the switch unit 802 operates stably and stably depend on the input voltage Vi and the output voltage Vo. .
  • the on-duty Don of the switch unit 802 and the on-duty D2on of the secondary winding 812 are respectively Represented by equations (3) and (4):
  • An object of the present invention is to solve the above-described problem, and in particular, to provide a switching power supply device capable of constant current control even in a continuous mode without complicating the structure of the output portion.
  • the switching power supply device includes an input unit, an energy transmission unit, a switch unit, an output voltage generation unit, an output unit, an energy output period detection unit, and a control unit.
  • the input unit receives an input voltage.
  • the energy transfer unit accumulates energy during a period when the input voltage is received from the input unit, and outputs the energy during a period when the input voltage is not received.
  • the switch unit controls the supply of the input voltage from the input unit to the energy transfer unit by turning on and off according to the control signal.
  • the output voltage generation unit generates a DC voltage using energy output from the energy transmission unit.
  • the output unit applies the DC voltage generated by the output voltage generation unit to the load.
  • the energy output period detection unit outputs a detection signal indicating a period during which the energy transmission unit outputs energy.
  • the control unit instructs the switch unit on / off timing of the switch unit with a control signal.
  • a control part measures the conduction
  • the control unit further controls the ON / OFF of the switch unit so that the product of the ratio of the conduction time with respect to the cycle in which the switch unit is turned ON and the amount of current flowing through the switch unit when half of the ON time of the switch unit has elapsed is constant. Determine the timing.
  • the switching power supply device maintains a constant product of the ratio of the conduction time with respect to the cycle in which the switch unit is turned on and the amount of current flowing through the switch unit when half of the on time of the switch unit has elapsed . Thereby, the switching power supply device can perform constant current control even in the continuous mode without complicating the structure of the output portion.
  • FIG. 1 It is a block diagram of the switching power supply device by Embodiment 1 of this invention.
  • A is a graph which shows the relationship between secondary side conduction
  • B is a graph showing the relationship between the secondary side conduction time T2on and the on-duty D2on of the secondary winding 122;
  • C is a graph showing the relationship between the secondary-side conduction time T2on and the first threshold current Iph.
  • 2 is a graph showing a relationship between an output voltage Vo supplied from an output unit 105 shown in FIG. 1 to an external load LD and an output current Io.
  • (A), (b), and (c) are respectively the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123 in the second region M2 shown in FIG. It is a waveform diagram.
  • (D), (e), and (f) are other waveform diagrams of the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123, respectively, in the second region M2.
  • (G), (h), and (i) are respectively the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123 in the third region M3 shown in FIG. It is a waveform diagram.
  • (A), (b), and (c) are respectively the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123 in the fourth region M4 shown in FIG. It is a waveform diagram.
  • (D), (e), and (f) are other waveform diagrams of the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123, respectively, in the fourth region M4.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a switching power supply device 800 disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. (A), (b) is a wave form diagram of primary current Ip and secondary current Is which flow through transformer 801 shown in Drawing 8, respectively.
  • (C) is a waveform diagram of the voltage Vb across the bias winding 813 shown in FIG. (D)
  • (e), and (f) are other waveform diagrams of the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 801 and the voltage Vb across the bias winding 813, respectively.
  • FIG. 1 is a block diagram of a switching power supply device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the switching power supply device 100 is a flyback converter, and includes an input unit 101, a transformer 102, a switch unit 103, an output voltage generation unit 104, an output unit 105, a control unit 106, and a bias winding voltage.
  • a detection unit 107 is provided.
  • the input unit 101 receives, for example, a DC voltage smoothed from an external commercial AC power source or a DC voltage from a battery as an input voltage Vi.
  • the transformer 102 includes a primary winding 121, a secondary winding 122, and a bias winding 123. One end of the primary winding 121 is connected to the input unit 101, and the other end is connected to the input terminal of the switch unit 103.
  • the switch unit 103 includes an n-channel MOSFET.
  • the switch unit 103 may include other switching elements such as a p-channel MOSFET.
  • An input terminal, for example, a drain terminal of the switch unit 103 is connected to the primary winding 121 of the transformer 102, and an output terminal, for example, a source terminal is connected to the input unit 101.
  • a control terminal for example, a gate terminal of the switch unit 103 is connected to the control unit 106.
  • the switch unit 103 is turned on / off in accordance with a control signal applied from the control unit 106 to the control terminal. Since the input voltage Vi is applied to the primary winding 121 during a period in which the switch unit 103 is on (hereinafter referred to as an on period of the switch unit 103), the primary current Ip flows. In a period during which the switch unit 103 is off (hereinafter referred to as an off period of the switch unit 103), the input voltage Vi is not applied to the primary winding 121, so the primary current Ip is cut off.
  • the output voltage generator 104 is connected between both ends of the secondary winding 122 of the transformer 102.
  • Output voltage generation unit 104 includes a diode 141 and a smoothing capacitor 142.
  • the anode of the diode 141 is connected to one end of the secondary winding 122, and the cathode is connected to the output unit 105.
  • the smoothing capacitor 142 is connected between the cathode of the diode 141 and the other end of the secondary winding 122.
  • the other end of the secondary winding 122 is further connected to the output unit 105.
  • a primary current Ip flows through the primary winding 121, thereby inducing a voltage across the secondary winding 122.
  • the secondary current Is does not flow through the secondary winding 122. Therefore, the energy supplied from the input unit 101 is accumulated in the transformer 102. During the OFF period of the switch unit 103, the primary current Ip is cut off, so that the polarity of the voltage induced across the secondary winding 122 is reversed. Accordingly, since the diode 141 is turned on, the secondary current Is flows through the secondary winding 122, and the energy moves from the transformer 102 to the smoothing capacitor 142. The smoothing capacitor 142 is charged while the diode 141 is on, and is discharged while the diode 141 is off.
  • the output unit 105 is connected to an external load LD, and supplies an output voltage Vo and an output current Io from the output voltage generation unit 104 to the external load LD.
  • the bias winding voltage detection unit 107 is connected between both ends of the bias winding 123 of the transformer 102.
  • the polarity of the voltage Vb across the bias winding 123 is inverted at the same timing as the voltage across the secondary winding 122. That is, the polarity of the voltage Vb across the bias winding 123 is opposite between the period in which the primary current Ip flows and the period in which the secondary current Is flows. Further, the voltage Vb across the bias winding 123 is 0 during a period in which neither the primary current Ip nor the secondary current Is flows. Further, the higher the absolute value of the voltage across the secondary winding 122, the higher the absolute value of the voltage across the bias winding 123.
  • the bias winding voltage detection unit 107 detects a period during which the secondary current Is flows through the secondary winding 122 by detecting the voltage Vb across the bias winding 123.
  • the bias winding voltage detector 107 further generates a detection signal DTS indicating the detected period and sends it to the controller 106.
  • the bias winding voltage detection unit 107 transmits to the control unit 106 the voltage Vb across the bias winding 123 during the period in which the secondary current Is flows through the secondary winding 122.
  • the control unit 106 is connected to a control terminal of the switch unit 103, and controls on / off of the switch unit 103 by sending a control signal to the control terminal.
  • the control unit 106 is mounted on a single semiconductor device.
  • the control unit 106 includes a conduction time measurement circuit 161, a turn-on signal generation circuit 162, a current threshold determination circuit 163, a current measurement circuit 164, an on-time detection circuit 165, an output voltage measurement circuit 166, a peak current.
  • a detection circuit 167, a turn-off signal selection circuit 168, and a switching control circuit 169 are included.
  • the conduction time measuring circuit 161 receives a control signal output from the switching control circuit 169 to the control terminal of the switch unit 103, and detects a time point when the switch unit 103 is turned off from the control signal. From this point, the secondary current Is starts to flow through the secondary winding 122 of the transformer 102.
  • the conduction time measuring circuit 161 further receives the detection signal DTS from the bias winding voltage detection unit 107, and detects the time point when the secondary current Is stops from the detection signal DTS. Specifically, a time point when the voltage Vb across the bias winding 123 falls below a threshold value is detected.
  • the conduction time measuring circuit 161 measures the time during which the secondary current Is flows through the secondary winding 122, that is, the secondary conduction time T2on. Subsequently, the conduction time measuring circuit 161 generates a voltage signal representing the measured secondary conduction time T2on and sends it to the turn-on signal generation circuit 162 and the current threshold value determination circuit 163.
  • the turn-on signal generation circuit 162 generates a turn-on signal TON and passes it to the switching control circuit 169.
  • the turn-on signal generation circuit 162 receives the voltage signal from the conduction time measurement circuit 161 and adjusts the cycle T of the turn-on signal TON according to the secondary-side conduction time T2on indicated by the voltage signal.
  • FIG. 2A is a graph showing the relationship between the secondary conduction time T2on and the cycle T of the turn-on signal TON.
  • the turn-on signal generation circuit 162 compares the secondary side conduction time T2on with a predetermined threshold Tth. As shown in FIG.
  • the turn-on signal generation circuit 162 maintains the cycle T of the turn-on signal TON at a constant value T1.
  • the turn-on signal generation circuit 162 extends the cycle T of the turn-on signal TON in accordance with the increase in the secondary conduction time T2on.
  • 2B is a graph showing the relationship between the secondary conduction time T2on and the on-duty D2on of the secondary winding 122.
  • the cycle T of the turn-on signal TON is maintained at a constant value T1
  • the on-duty D2on of the secondary winding 122 is proportional to the secondary-side conduction time T2on.
  • the cycle T of the turn-on signal TON is extended as the secondary-side conduction time T2on increases, so the on-duty D2on of the secondary winding 122 is kept constant. Is done.
  • the current threshold value determination circuit 163 receives the voltage signal from the conduction time measurement circuit 161 and determines the first threshold current Iph according to the secondary side conduction time T2on indicated by the voltage signal.
  • FIG. 2C is a graph showing the relationship between the secondary side conduction time T2on and the first threshold current Iph.
  • the current threshold value determination circuit 163 monotonously decreases the first threshold current Iph so as to be inversely proportional to the secondary side conduction time T2on. As a result, the product of the first threshold current Iph and the on-duty D2on of the secondary winding 122 is maintained substantially constant.
  • the current threshold determination circuit 163 maintains the first threshold current Iph constant. At that time, as shown in FIG. 2B, since the on-duty D2on of the secondary winding 122 is constant, the first threshold current Iph and the on-duty D2on of the secondary winding 122 The product is kept substantially constant.
  • the current threshold determination circuit 163 generates a voltage signal representing the determined first threshold current Iph and sends it to the on-time detection circuit 165.
  • the current measuring circuit 164 is connected to the input terminal of the switch unit 103, and measures the amount of the primary current Ip flowing through the primary winding 121 of the transformer 102 and the switch unit 103.
  • the current measurement circuit 164 further generates a voltage signal representing the measured current amount and sends it to the on-time detection circuit 165 and the peak current detection circuit 167.
  • the on-time detection circuit 165 receives a control signal output from the switching control circuit 169 to the control terminal of the switch unit 103, and detects the timing at which the switch unit 103 is turned on from the control signal.
  • the on-time detection circuit 165 further receives voltage signals from the current threshold determination circuit 163 and the current measurement circuit 164, and compares the first threshold current Iph indicated by each voltage signal with the amount of the primary current Ip. . Accordingly, the on-time detection circuit 165 measures a time Th (hereinafter referred to as a half-on time) from when the switch unit 103 is turned on until the amount of the primary current Ip reaches the first threshold current Iph. .
  • the on-time detection circuit 165 subsequently generates the first turn-off signal TOF1 and selects the turn-off signal when the half-on time Th further elapses from the time when the amount of the primary current Ip reaches the first threshold current Iph. Send to circuit 168.
  • the output voltage measurement circuit 166 measures the voltage Vb across the bias winding 123 transmitted from the bias winding voltage detection unit 107.
  • the output voltage measurement circuit 166 further determines a second threshold current according to the measured voltage Vb. Specifically, the second threshold current is set lower as the absolute value of the voltage Vb is higher.
  • the higher the absolute value of the voltage Vb across the bias winding 123 during the period when the secondary current Is flows through the secondary winding 122 the higher the absolute value of the voltage across the secondary winding 122 during that period. Therefore, the output voltage Vo applied from the output unit 105 to the external load LD is high. Therefore, the second threshold current is lower as the output voltage Vo is higher.
  • the output voltage measurement circuit 166 generates a voltage signal representing the determined second threshold current and sends it to the peak current detection circuit 167.
  • the peak current detection circuit 167 receives voltage signals from the current measurement circuit 164 and the output voltage measurement circuit 166, and compares the amount of the primary current Ip indicated by each voltage signal with the second threshold current. When the amount of the primary current Ip reaches the second threshold current, the peak current detection circuit 167 generates a second turn-off signal TOF2 and sends it to the turn-off signal selection circuit 168.
  • the turn-off signal selection circuit 168 receives the first turn-off signal TOF1 from the on-time detection circuit 165 and the second turn-off signal TOF2 from the peak current detection circuit 167. The turn-off signal selection circuit 168 further selects one of the turn-off signals TOF1 and TOF2 whichever is received first as the third turn-off signal TOF3 and sends it to the switching control circuit 169.
  • the switching control circuit 169 receives the turn-on signal TON from the turn-on signal generation circuit 162 and the third turn-off signal TOF3 from the turn-off signal selection circuit 168.
  • the switching control circuit 169 further controls the control signal sent to the control terminal of the switch unit 103 to turn on the switch unit 103 according to the turn-on signal TON, and the switch unit 103 according to the third turn-off signal TOF3. Control to turn off.
  • the switch unit 103 repeats turn-on with the same cycle as the cycle T of the turn-on signal TON.
  • the switch unit 103 is turned off in synchronization with the first turn-off signal TOF1 or the second turn-off signal TOF2 that is generated first. That is, the switch unit 103 is turned off when twice the half-on time Th has elapsed since the switch unit 103 was turned on, or when the amount of the primary current Ip has reached the second threshold current.
  • FIG. 3 is a graph showing the relationship between the output voltage Vo supplied from the output unit 105 to the external load LD and the output current Io.
  • FIG. 3 four regions M1, M2, M3, and M4 are shown.
  • the operation of the switching power supply device 100 is different in each region.
  • the operation of the switching power supply device 100 will be described for each region.
  • the switching power supply device 100 operates as follows. Since the output voltage Vo is sufficiently high, the second threshold current is sufficiently low. Therefore, after the switch unit 103 is turned on, the generation of the second turn-off signal TOF2 by the peak current detection circuit 167 is earlier than the generation of the first turn-off signal TOF1 by the on-time detection circuit 165. Therefore, the switch unit 103 is turned off when the amount of the primary current Ip reaches the second threshold current. In particular, the peak value of the primary current Ip is equal to the second threshold current.
  • the second threshold current is adjusted so as to cancel the fluctuation of the output voltage Vo.
  • the second threshold current decreases, and when the output voltage Vo decreases, the second threshold current increases.
  • the output power and the output current Io change according to the state of the load LD while the output voltage Vo is maintained substantially constant.
  • the period T that is, the frequency of the turn-on signal TON is constant as shown in FIG.
  • the switching power supply device 100 operates as follows. After the switch section 103 is turned on, the generation of the first turn-off signal TOF1 by the on-time detection circuit 165 is earlier than the generation of the second turn-off signal TOF2 by the peak current detection circuit 167. Therefore, when the half-on time Th elapses from the turn-on of the switch unit 103, the amount of the primary current Ip reaches the first threshold current Iph, and when the half-on time Th elapses from that point, the switch unit 103 is turned off. To do.
  • 4A, 4B, and 4C are waveform diagrams of the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123, respectively, in the second region M2. .
  • the amount of the primary current Ip is equal to the minimum value Ips.
  • the primary current Ip increases to the first threshold current Iph.
  • the primary current Ip reaches the peak value Ipp.
  • the switch unit 103 is turned off, so that the primary current Ip is cut off.
  • the secondary current Is starts to flow.
  • the secondary current Is exhibits a peak value Isp immediately after the switch unit 103 is turned off, and then decays with time.
  • the switch unit 103 is turned on. Thereby, the secondary current Is stops.
  • the switching power supply device 100 operates in the continuous mode.
  • the voltage Vb across the bias winding 123 is kept negative until twice the half-on time Th elapses after the switch unit 103 is turned on, that is, during the on period of the switch unit 103.
  • the voltage Vb across the bias winding 123 is maintained positive.
  • the secondary side conduction time T2on is smaller than the threshold Tth. Accordingly, as shown in FIG. 2A, the cycle T of the turn-on signal TON is maintained at a constant value T1. On the other hand, as shown in FIG. 2C, the first threshold current Iph is set to be inversely proportional to the secondary side conduction time T2on.
  • 4D, 4E, and 4F are different waveform diagrams of the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123, respectively, in the second region M2. It is.
  • the output voltage Vo is lower than in (a)-(c). Therefore, the secondary current Is attenuation rate shown in FIG. 4 (e) is lower than the value shown in FIG. 4 (b), so the secondary-side conduction time T2on increases. Since the cycle T of the turn-on signal TON is maintained at a constant value T1, as shown in FIG. 2B, the on-duty D2on of the secondary winding 122 increases the secondary-side conduction time T2on. It increases with it.
  • the first threshold current Iph is inversely proportional to the secondary side conduction time T2on, it decreases as the secondary side conduction time T2on increases. Therefore, the product of the first threshold current Iph and the on-duty D2on of the secondary winding 122 is kept constant.
  • the first threshold current Iph is equal to the amount of the primary current Ip at the midpoint of the ON period Ton of the switch unit 103. Therefore, the first threshold current Iph is expressed by the following equation (5) using the amount Ips of the primary current Ip and the peak value Ipp of the primary current Ip immediately after the switch unit 103 is turned on:
  • the switching power supply device 100 operates in the continuous mode, but the output current Io can be obtained without directly controlling the amount Ips of the primary current Ip immediately after the switch unit 103 is turned on. Can be kept constant. Further, since the cycle T of the turn-on signal TON is maintained at a constant value T1, if the secondary-side conduction time T2on is expressed by a voltage signal, the on-duty D2on of the secondary winding 122 itself is expressed by a voltage signal. There is no need to
  • the on-time detection circuit 165 In the operation in the first region M1 and the operation in the second region M2, after the switch unit 103 is turned on, the on-time detection circuit 165 generates the first turn-off signal TOF1, and the peak current detection circuit 167 generates the second Which is faster is the generation of the turn-off signal TOF2. That is, adjustment of the cycle T of the turn-on signal TON is not required for switching between these operations.
  • the output current Io is kept constant at a sufficiently large value in the range where the output voltage Vo is lower than that in the second region M2.
  • the switching power supply device 100 operates in the same manner as in the second region M2.
  • the half-on time Th elapses from the turn-on of the switch unit 103 the amount of the primary current Ip reaches the first threshold current Iph, and when the half-on time Th elapses from that point, the switch unit 103 is turned off. To do.
  • the secondary current Is drops to 0 during the OFF period of the switch unit 103. That is, the switching power supply device 100 operates in the discontinuous mode.
  • the secondary current Is exhibits a peak value Isp immediately after the switch unit 103 is turned off, and then decays with time. Before the switch unit 103 is turned on again, the secondary current Is drops to zero. Thereafter, the switch unit 103 is turned on after a period Toff in which neither the primary current Ip nor the secondary current Is flows. Thus, in the third region M3, the switching power supply device 100 operates in the discontinuous mode.
  • the voltage Vb across the bias winding 123 is maintained negative.
  • the voltage Vb across the bias winding 123 is maintained positive until the secondary conduction time T2on elapses after the switch unit 103 is turned off. In the period Toff from when the secondary current Is stops until the switch unit 103 is turned on, the voltage Vb across the bias winding 123 is maintained at zero.
  • the secondary side conduction time T2on is smaller than the threshold Tth. Accordingly, as shown in FIG. 2A, the cycle T of the turn-on signal TON is maintained at a constant value T1. Therefore, as shown in FIG. 2B, the on-duty D2on of the secondary winding 122 increases as the secondary-side conduction time T2on increases.
  • the first threshold current Iph is set to be inversely proportional to the secondary side conduction time T2on. Therefore, the product of the first threshold current Iph and the on-duty D2on of the secondary winding 122 is kept constant.
  • the switching power supply device 100 operates as follows. After the switch section 103 is turned on, the generation of the first turn-off signal TOF1 by the on-time detection circuit 165 is earlier than the generation of the second turn-off signal TOF2 by the peak current detection circuit 167. Therefore, when the half-on time Th elapses from the turn-on of the switch unit 103, the amount of the primary current Ip reaches the first threshold current Iph, and when the half-on time Th elapses from that point, the switch unit 103 is turned off. To do. Since the output voltage Vo is sufficiently low, the secondary current Is drops to 0 during the OFF period of the switch unit 103. That is, the switching power supply device 100 operates in the discontinuous mode.
  • 5A, 5B, and 5C are waveform diagrams of the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123, respectively, in the fourth region M4. .
  • the switch unit 103 Immediately after the switch unit 103 is turned on, the amount of the primary current Ip is zero. When twice the half-on time Th has elapsed since that time, the primary current Ip reaches the peak value Ipp. At that time, the switch unit 103 is turned off, so that the primary current Ip is cut off.
  • the secondary current Is starts to flow. The secondary current Is exhibits a peak value Isp immediately after the switch unit 103 is turned off, and then decays with time.
  • the switching power supply device 100 operates in the discontinuous mode.
  • the voltage Vb across the bias winding 123 is maintained negative.
  • the voltage Vb across the bias winding 123 is maintained positive until the secondary conduction time T2on elapses after the switch unit 103 is turned off.
  • the voltage Vb across the bias winding 123 is maintained at zero.
  • the secondary conduction time T2on increases and exceeds the threshold Tth. Therefore, as shown in FIG. 2A, the cycle T of the turn-on signal TON increases as the secondary-side conduction time T2on increases. Thereby, as shown in FIG. 2B, the on-duty D2on of the secondary winding 122 is kept constant. On the other hand, as shown in FIG. 2C, the first threshold current Iph is kept constant.
  • FIG. 5 are different waveform diagrams of the primary current Ip and secondary current Is of the transformer 102 and the voltage Vb across the bias winding 123 in the fourth region M4, respectively. It is.
  • the output voltage Vo is lower than in (a)-(c).
  • the secondary conduction time T2on increases.
  • the cycle T of the turn-on signal TON is extended.
  • the period Toff in which neither the primary current Ip nor the secondary current Is flows is extended.
  • the on-duty D2on of the secondary winding 122 is kept constant.
  • the first threshold current Iph is equal to the amount of the primary current Ip at the midpoint of the ON period Ton of the switch unit 103, as shown in FIGS. Therefore, when the first threshold current Iph is kept constant, the peak value Ipp of the primary current Ip is also kept constant.
  • the fact that both the on-duty D2on of the secondary winding 122 and the peak value Ipp of the primary current Ip are kept constant means that the right side of the equation (1) is kept constant. That is, the output current Io is kept constant regardless of the fluctuation of the output voltage Vo.
  • the switching power supply device 100 can output the output voltage Vo in the continuous mode in the second region M2 as in the discontinuous mode in the third region M3 and the fourth region M4. Regardless, the output current Io can be kept constant. In particular, by causing the control unit 106 to use the bias winding 123 of the transformer 102, constant current control can be realized even if a constant current control IC and a photocoupler are not installed on the secondary side of the transformer 102. As described above, since the switching power supply device 100 can support the continuous mode, the current rating of the transformer 102 and the switch unit 103 can be reduced as compared with a device that can only support the discontinuous mode. . Therefore, both the size and the manufacturing cost of the switching power supply device 100 can be reduced. Further, since the switching power supply device 100 has high efficiency, it is advantageous as a power supply for a small charger and LED lighting.
  • FIG. 6 is a graph showing fluctuations in the output current Io due to fluctuations in the ratio a between the length of the ON period Ton (ON time) and the half ON time Th of the switch section 103 in the second region M2.
  • the rectangle, circle, and triangle shown in the graph of FIG. 6 are when the length of the ON period Ton of the switch unit 103 is 2.00 times, 1.50 times, and 2.50 times the half-on time Th, respectively.
  • the on-time detection circuit 165 may output the first turn-off signal when the on-time of the switch unit 103 reaches a predetermined number of times other than 2 that is the half-on time Th. Further, the current threshold value determination circuit 163 may change the first threshold current Iph along a monotonously decreasing curve other than the inverse proportional curve as the secondary side conduction time T2on increases.
  • the output voltage Vo is kept constant by keeping the peak value Ipp of the primary current Ip constant.
  • the output voltage Vo may be maintained constant by adjusting the length of the ON period Ton of the switch unit 103.
  • the conduction time measuring circuit 161 detects the time point when the switch unit 103 is turned off by the control signal output from the switching control circuit 169. In addition, the conduction time measuring circuit 161 may detect the time when the voltage Vb across the bias winding 123 rises above a predetermined threshold as the time when the switch unit 103 is turned off. Further, the conduction time measuring circuit 161 may detect a time point when the voltage Vb across the bias winding 123 changes using a differentiation circuit.
  • the conduction time measuring circuit 161 detects the time when the voltage Vb across the bias winding 123 falls below a predetermined threshold as the time when the secondary current Is ends. In that case, the conduction time measuring circuit 161 may detect a time point when the voltage Vb across the bias winding 123 changes using a differentiation circuit. Not limited to this, the conduction time measuring circuit 161 may use other means as long as it can detect the time point when the secondary current Is ends.
  • FIG. 7 is a block diagram of a switching power supply device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the switching power supply device 200 is a polarity inversion type chopper, and includes an input unit 201, an inductor 202, a switch unit 203, an output voltage generation unit 204, an output unit 205, a control unit 206, and diode both-end voltage detection.
  • a unit 207 is provided.
  • the input unit 201 receives, for example, a DC voltage smoothed from an external commercial AC power supply or a DC voltage from a battery as an input voltage Vi.
  • One end of the inductor 202 is connected to the input unit 201, and the other end is connected to the output terminal of the switch unit 203.
  • the switch unit 203 includes an n-channel MOSFET.
  • the switch unit 203 may include other switching elements such as a p-channel MOSFET.
  • An input terminal, for example, a drain terminal of the switch unit 203 is connected to the input unit 201, and an output terminal, for example, a source terminal is connected to one end of the inductor 202.
  • a control terminal for example, a gate terminal of the switch unit 203 is connected to the control unit 206.
  • the switch unit 203 is turned on / off in accordance with a control signal applied from the control unit 206 to the control terminal. Since the input voltage Vi is applied to the inductor 202 while the switch unit 203 is on, the current Ip flows between the input unit 201 and the inductor 202. During the period when the switch unit 203 is off, the input voltage Vi is not applied to the inductor 202, and thus the current Ip does not flow between the input unit 201 and the inductor 202.
  • the output voltage generator 204 is connected between both ends of the inductor 202.
  • Output voltage generation unit 204 includes a diode 241 and a smoothing capacitor 242.
  • the cathode of the diode 241 is connected to one end of the inductor 202, and the anode is connected to the output unit 205.
  • the smoothing capacitor 242 is connected between the anode of the diode 241 and the other end of the inductor 202.
  • the other end of the inductor 202 is further connected to the output unit 205.
  • the energy supplied from the input unit 201 is accumulated in the inductor 202.
  • the current Ip flowing between the input unit 201 and the inductor 202 is cut off, thereby inducing a voltage across the inductor 202.
  • the diode 241 is turned on by the voltage, so that a current Is flows through the diode 241 and energy is transferred from the inductor 202 to the smoothing capacitor 242.
  • the smoothing capacitor 242 is charged while the diode 241 is on and is discharged while it is off. Thereby, both the output voltage Vo and the output current Io of the output voltage generation unit 204 are maintained substantially constant.
  • the output unit 205 is connected to an external load LD, and supplies an output voltage Vo and an output current Io from the output voltage generation unit 204 to the external load LD.
  • the diode both-end voltage detector 207 is connected between both ends of the diode 241.
  • the voltage across the diode 241 inverts the polarity in synchronization with the on / off of the switch unit 103. That is, the polarity of the voltage across the diode 241 is opposite between the on period and the off period of the switch unit 103. Further, the voltage across the diode 241 is 0 during the period in which no current flows through the inductor 202.
  • the diode both-end voltage detection unit 207 detects a period during which the current Is flows between the diode 241 and the inductor 202 by detecting the voltage across the diode 241.
  • the diode both-end voltage detection unit 207 further generates a detection signal indicating the detected period and sends the detection signal to the control unit 206. In addition, the diode both-end voltage detection unit 207 transmits the both-ends voltage of the diode 241 to the control unit 206 while the diode 241 is on.
  • the control unit 206 is connected to a control terminal of the switch unit 203, and controls on / off of the switch unit 203 by sending a control signal to the control terminal.
  • the control unit 206 is mounted on a single semiconductor device.
  • the components of the control unit 206 are exactly the same as those of the control unit 106 according to the first embodiment shown in FIG. Therefore, the description about the thing by Embodiment 1 is used for the description about the detail of those similar components.
  • the control unit 206 uses the time from when the switch unit 203 is turned off until the diode 241 is turned off, instead of the secondary conduction time T2on according to the first embodiment.
  • the switching power supply apparatus 200 according to the second embodiment operates in exactly the same manner as the switching power supply apparatus 100 according to the first embodiment in each of the regions M1 to M4 shown in FIG.
  • the waveform diagram of the current flowing through the inductor 202 during the ON period of the switch unit 103 is exactly the same as the waveform diagram of the primary current Ip of the transformer 102 shown in FIGS.
  • the waveform diagram of the current flowing through the inductor 202 during the OFF period of the switch unit 103 is exactly the same as the waveform diagram of the secondary current Is of the transformer 102 shown in FIGS.
  • the waveform diagram of the voltage across the diode 241 is exactly the same as the waveform diagram of the voltage Vb across the bias winding 123 shown in FIGS. Therefore, the switching power supply device 200 according to the second embodiment can output the continuous mode in the second region M2 regardless of the output voltage Vo as in the discontinuous mode in the third region M3 and the fourth region M4.
  • the current Io can be kept constant.
  • the present invention may be characterized from the following viewpoints.
  • the control unit includes a current measurement circuit, a turn-on signal generation circuit, a conduction time measurement circuit, a current threshold value determination circuit, an on-time detection circuit, and a switching control circuit.
  • the current measurement circuit measures the amount of current flowing through the switch unit.
  • the turn-on signal generation circuit generates a turn-on signal having a desired frequency.
  • the conduction time measuring circuit measures the conduction time based on the detection signal output by the energy output period detection unit.
  • the current threshold value determination circuit determines the first threshold value so that the first threshold value decreases monotonously as the ratio of the conduction time to the turn-on signal period increases.
  • the on-time detection circuit measures the time from when the switch unit is turned on until the amount of current measured by the current measurement circuit reaches the first threshold, and the on-time of the switch unit is a predetermined amount of the measured time. When it reaches several times, it outputs the first turn-off signal.
  • the switching control circuit controls the control signal to turn on the switch unit in response to the turn-on signal, and controls the control signal to turn off the switch unit in response to the first turn-off signal.
  • the turn-on signal generation circuit may keep the frequency of the turn-on signal constant. In that case, the current threshold value determination circuit need not determine the ratio of the conduction time to the cycle of the turn-on signal, that is, the on-duty, and may determine the first threshold value only from the conduction time. As a result, the circuit can be further simplified.
  • the turn-on signal generation circuit keeps the frequency of the turn-on signal constant, and the current threshold determination circuit has the first threshold value as the ratio of the conduction time to the cycle of the turn-on signal increases.
  • the first threshold value is determined so as to decrease monotonously.
  • the turn-on signal generation circuit changes the frequency of the turn-on signal so that the ratio of the conduction time to the cycle of the turn-on signal is kept constant, and the current threshold value determination circuit One threshold is kept constant. Thereby, the range of the output voltage can be further expanded, and in particular, a lower output voltage can be supplied.
  • the frequency of the turn-on signal, the conduction time, and the first threshold at the time of switching from the mode for controlling the frequency of the turn-on signal to the mode for controlling the ratio of the conduction time to the cycle of the turn-on signal to be constant, It does not depend on parameters such as input voltage set for elements other than the control unit. Therefore, the switching can be performed smoothly and easily.
  • the switching power supply device may further include an output voltage measuring unit that measures the DC voltage generated by the output voltage generating unit.
  • the control unit further includes a peak current detection circuit.
  • the peak current detection circuit determines a second threshold according to the value of the DC voltage measured by the output voltage measuring unit, and the second current is measured when the amount of current measured by the current measuring unit reaches the second threshold.
  • the switching control circuit controls the control signal so as to turn off the switch unit according to whichever of the first turn-off signal and the second turn-off signal is input first. Thereby, it is possible to smoothly transition between the constant voltage control in the first region M1 shown in FIG. 3 and the constant current control in the other regions M2-M4. In addition, since both the constant voltage control and the constant current control are performed by adjusting the turn-off timing of the switch unit, the switching between them is smooth.
  • the on-time of the switch unit may be 1.50 to 2.50 times the time measured by the on-time detection circuit. Within this range, the reliability of constant current control can be maintained sufficiently high.
  • a semiconductor device is mounted on a switching power supply.
  • the switching power supply device includes an input unit, an energy transmission unit, a switch unit, an output voltage generation unit, an output unit, and an energy output period detection unit.
  • the input unit receives an input voltage.
  • the energy transfer unit accumulates energy during a period when the input voltage is received from the input unit, and outputs the energy during a period when the input voltage is not received.
  • the switch unit controls the supply of the input voltage from the input unit to the energy transfer unit by turning on and off according to the control signal.
  • the output voltage generation unit generates a DC voltage using energy output from the energy transmission unit.
  • the output unit applies the DC voltage generated by the output voltage generation unit to the load.
  • the energy output period detection unit outputs a detection signal indicating a period during which the energy transmission unit outputs energy.
  • This semiconductor device includes a control unit.
  • the control unit instructs the switch unit on / off timing of the switch unit with a control signal. Based on the detection signal output from the energy output period detection unit, the control unit measures the conduction time, which is the time during which the energy transmission unit continuously outputs energy, and the ratio of the conduction time to the cycle in which the switch unit is turned on The ON / OFF timing of the switch unit is determined so that the product of the current amount flowing through the switch unit when a half of the ON time of the switch unit has elapsed is constant.
  • This semiconductor device can further facilitate the design of the switching power supply device according to the above aspect of the present invention. Further, it is effective for downsizing the switching power supply device.
  • the present invention relates to a switching power supply device and performs constant current control even in a continuous mode as described above.
  • the present invention is clearly industrially applicable.

Abstract

　スイッチング電源装置のエネルギー伝達部は、入力電圧を受けている期間ではエネルギーを蓄積し、入力電圧を受けていない期間ではエネルギーを出力する。スイッチ部は、制御信号に応じてオンオフすることにより、エネルギー伝達部への入力電圧の供給を制御する。出力電圧生成部は、エネルギー伝達部から出力されるエネルギーを利用して直流電圧を生成する。エネルギー出力期間検出部は、エネルギー伝達部がエネルギーを出力する期間を検出信号で表す。制御部は、スイッチ部にオンオフのタイミングを制御信号で指示すると共に、エネルギー出力期間検出部から出力される検出信号に基づいて、エネルギー伝達部がエネルギーを連続して出力する時間を測定する。制御部は、スイッチ部がオンする周期に対するその時間の割合と、スイッチ部のオン時間の半分が経過した時にスイッチ部を流れる電流量との積が一定であるように、スイッチ部のオンオフのタイミングを決める。

Description

スイッチング電源装置
　本発明はスイッチング電源装置に関し、特にその定電流制御に関する。
　スイッチング電源装置には、充電器やＬＥＤ照明等の機器が負荷として接続される場合において、出力電流の安定供給が求められる。しかし、トランスを用いた絶縁型スイッチング電源装置では、スイッチを制御する部分が、トランスによって、出力電流を出力する部分から絶縁されている。従って、出力電流が安定に出力されるように、スイッチをフィードバック制御することが難しい。
　従来の絶縁型スイッチング電源装置では、トランスの２次側に電流検出抵抗と定電流制御ＩＣとが設けられている。また、トランスの１次側と２次側との間がフォトカプラによって信号伝達可能に接続されている。定電流制御ＩＣは、電流検出抵抗を利用して出力電流の値を測定する。フォトカプラは、出力電流の測定値を示す信号をトランスの１次側に光で伝達する。トランスの１次側では、その信号に従って、出力電流の測定値が一定に維持されるように、スイッチのオンオフ制御が行われる。従来の絶縁型スイッチング電源装置では、このようなスイッチのフィードバック制御が行われている。しかし、この制御には定電流制御ＩＣとフォトカプラとが必要であるので、スイッチング電源装置の製造コストを更に低減させるのが困難である。
　従来の絶縁型スイッチング電源装置にはその他に、例えば特許文献１に開示されたものが知られている。このスイッチング電源装置では、トランスの２次側に定電流制御ＩＣを設置するのに代えて、トランスにバイアス巻線が設けられている。トランスの１次側でバイアス巻線の両端電圧が測定されることにより、定電流制御が以下のように実現される。
　図８は、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置800の回路図である。図８を参照するに、このスイッチング電源装置800はフライバック型コンバータであって、トランス801、スイッチ部802、出力電圧生成部803、及び制御部804を含む。制御部804は、スイッチ部802を周期Tでオンさせる。スイッチ部802のオン期間中、トランス801の１次巻線811の両端には入力電圧Viが印加されるので、１次巻線811には１次電流Ipが流れる。しかし、２次巻線812には２次電流Isが流れない。それにより、トランス801にはエネルギーが蓄積される。１次電流Ipが一定のピーク値まで増加したとき、制御部804はスイッチ部802をオフさせる。スイッチ部802のオフ期間中、トランス801の１次巻線811には１次電流Ipが流れないが、２次巻線812には２次電流Isが流れる。それにより、トランス801から出力電圧生成部803へエネルギーが放出される。出力電圧生成部803はそのエネルギーをコンデンサに蓄積することにより、実質的に一定の出力電圧Voと出力電流Ioとを生成する。出力電圧Voと出力電流Ioとは外部の負荷LDへ供給される。
　図９の（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、トランス801を流れる１次電流Ipと２次電流Isとの波形図である。スイッチ部802は周期Tでターンオンを繰り返す。スイッチ部802がオンすると、１次電流Ipが増加し始める。１次電流Ipが一定のピーク値Ippまで増加したとき、スイッチ部802がオフする。それにより、２次電流Isが流れ始める。２次電流Isは流れ始めの値Ispが最も大きく、時間の経過と共に減少する。２次電流Isが流れている時間T2onを「２次側導通時間」という。図９の（ａ）、（ｂ）に示されている例では、２次電流Isが０まで減少した後、しばらく時間が経過してからスイッチ部802が再びオンする。すなわち、スイッチ部802が一度オンしてから次にオンするまでの期間Tには、１次電流Ipと２次電流Isとが共に流れない期間Toffが含まれる。このようなスイッチング電源装置の動作を「非連続モード」という。非連続モードでは、出力電流Ioが次式（１）を満たす：
　Io＝0.5×Isp×D2on＝0.5×Ipp×(Np／Ns)×D2on。　　　　　　（１）
　ここで、変数Ispは２次電流Isのピーク値であって、１次電流Ipのピーク値Ippに比例する：Isp＝Ipp×(Np／Ns)。定数Npは１次巻線811の巻数であり、定数Nsは２次巻線812の巻数である。変数D2onは２次巻線812のオンデューティであり、スイッチ部802のターンオンの周期Tに対する２次側導通時間T2onの割合をいう：D2on＝T2on／T。
　図８を再び参照するに、トランス801は、１次巻線811と２次巻線812との他に、バイアス巻線813を含む。バイアス巻線813の両端電圧は２次巻線812の両端電圧と同様に変化する。図９の（ｃ）は、バイアス巻線813の両端電圧Vbの波形図である。１次電流Ipが流れている期間と２次電流Isが流れている期間T2onとでは、バイアス巻線813の両端電圧Vbの極性が反対である。１次電流Ipと２次電流Isとが共に流れない期間Toffでは、バイアス巻線813の両端電圧Vbは０である。バイアス巻線813の両端電圧Vbのこのような変化は、バイアス巻線電圧検出部805によって検出される。
　制御部804では、導通時間測定回路841が、バイアス巻線電圧検出部805によって検出されたバイアス巻線813の両端電圧Vbの変化から２次側導通時間T2onを測定する。ターンオン信号生成回路842はターンオン信号TONを周期Tで生成する。ターンオン信号生成回路842は特に、導通時間測定回路841によって測定された２次側導通時間T2onと周期Tとの比T2on／Tが一定に維持されるように、ターンオン信号TONの周期Tを調節する。一方、トランス801の１次電流Ip、すなわちスイッチ部802を流れる電流の値が、電流測定回路843によって測定される。ピーク電流検出回路844は、電流測定回路843によって測定された１次電流Ipの値が一定のピーク値Ippに達したとき、ターンオフ信号TOFを生成する。スイッチング制御回路845は、ターンオン信号TONに応じてスイッチ部802をオンさせ、ターンオフ信号TOFに応じてスイッチ部802をオフさせる。
　制御部804は、２次側導通時間T2onとターンオン信号TONの周期Tとの比T2on／Tが一定に維持されるようにスイッチ部802のターンオンの周期Tを調節することにより、２次巻線812のオンデューティD2onを一定に維持する。制御部804は更に、１次電流Ipが一定のピーク値Ippに達するごとにスイッチ部802をオフさせることにより、１次電流Ipのピーク値Ippを一定に維持する。その結果、式（１）の右辺に含まれる変数D2on、Ippがいずれも一定に維持されるので、式（１）の左辺、すなわち出力電流Ioが一定に維持される。
　図９の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、トランス801の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線813の両端電圧Vbの別の波形図である。図９の（ｄ）－（ｆ）は図９の（ａ）－（ｃ）と比べて出力電圧Voの値が低い。図９の（ａ）と（ｄ）とでは１次電流Ipのピーク値Ippは共通である。２次電流Isのピーク値Ispは１次電流Ipのピーク値Ippに比例するので、図９の（ｂ）と（ｅ）とでは２次電流Isのピーク値Ispが共通である。一方、２次電流Isの減衰する割合は出力電圧Voに比例するので、図９の（ｅ）に示されている２次電流Isの傾きは、図９の（ｂ）に示されている傾きよりも小さい。従って、図９の（ｅ）に示されている２次側導通時間T2onは、図９の（ｂ）に示されている値よりも長い。しかし、２次側導通時間T2onが増大した場合、ターンオン信号生成回路842はターンオン信号TONの周期Tを増大させるので、図９の（ｄ）に示されているように、スイッチ部802のターンオンの周期Tが増大する。それにより、２次巻線812のオンデューティD2onが一定に維持される。
特許第３９７３６５２号公報
　特許文献１に開示されたスイッチング電源装置による定電流制御は式（１）を前提とするので、非連続モードでしか成立しない。一方、スイッチング電源装置の動作には、連続モードがある。連続モードでは、２次電流Isが０まで減衰するよりも先にスイッチ部802がオンする。それにより、連続モードのスイッチング電源装置は、非連続モードのものと同じ電力を、より小さい１次電流Ipから得ることができる。従って、トランス801とスイッチ部802とのいずれの電流定格をも小さくすることができるので、スイッチング電源装置のサイズと製造コストとをいずれも削減することができる。また、効率の面でも、連続モードは非連続モードよりも有利である。それ故、特許文献１に開示された定電流制御は連続モードにも適用可能であることが望ましい。
　連続モードでは、出力電流Ioは次式（２）を満たす：
　Io＝0.5×(Isp＋Iss)×D2on＝0.5×(Ipp＋Ips)×(Np／Ns)×D2on。　（２）
　ここで、変数Issは、スイッチ部802がオンする直前における２次電流Isの値を表し、変数Ipsは、スイッチ部802がオンした直後における１次電流Ipの値を表す。式（２）の右辺から、出力電流Ioを一定に維持するには、変数Ipsを一定に維持しなければならない。しかし、それは、次に述べる２つの理由で困難である。第一に、変数Iss、Ipsのいずれの測定及び制御も困難である。第二に、連続モードでは、２次巻線812のオンデューティD2onを制御部804によっては決定することができない。実際、連続モードでは、スイッチ部802が定常的に安定に動作するときにおけるスイッチ部802のオンデューティDonと２次巻線812のオンデューティD2onとが、入力電圧Viと出力電圧Voとに依存する。具体的には、出力電圧生成部803内のダイオードの順方向電圧とスイッチ部802のオン電圧等を無視すると、スイッチ部802のオンデューティDonと２次巻線812のオンデューティD2onとはそれぞれ、式（３）、（４）で表される：
　Don ＝Vo×(Np／Ns)／(Vo×(Np／Ns)＋Vi)、　　　　　　　　（３）
　D2on＝Vi／(Vo×(Np／Ns)＋Vi)。　　　　　　　　　　　　　（４）
　式（４）に示されているように、２次巻線812のオンデューティD2onが出力電圧Voに依存するので、式（２）から、出力電圧Voの変動に抗して出力電流Ioを一定に維持することができない。
　本発明の目的は、上記の課題を解決することであって、特に、出力部分の構造を複雑化させることなく、連続モードにおいても定電流制御が可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
　本発明の１つの観点によるスイッチング電源装置は、入力部、エネルギー伝達部、スイッチ部、出力電圧生成部、出力部、エネルギー出力期間検出部、及び制御部を備えている。入力部は入力電圧を受ける。エネルギー伝達部は、入力部から入力電圧を受けている期間ではエネルギーを蓄積し、入力電圧を受けていない期間ではそのエネルギーを出力する。スイッチ部は、制御信号に応じてオンオフすることによって、入力部からエネルギー伝達部への入力電圧の供給を制御する。出力電圧生成部は、エネルギー伝達部から出力されるエネルギーを利用して直流電圧を生成する。出力部は、出力電圧生成部によって生成された直流電圧を負荷に対して印加する。エネルギー出力期間検出部は、エネルギー伝達部がエネルギーを出力する期間を示す検出信号を出力する。制御部は、スイッチ部のオンオフのタイミングを制御信号でスイッチ部に指示する。制御部は、エネルギー出力期間検出部から出力される検出信号に基づいて、エネルギー伝達部がエネルギーを連続して出力する時間である導通時間を測定する。制御部は更に、スイッチ部がオンする周期に対する導通時間の割合と、スイッチ部のオン時間の半分が経過した時にスイッチ部を流れる電流量との積が一定であるように、スイッチ部のオンオフのタイミングを決める。
　本発明の上記の観点によるスイッチング電源装置は、スイッチ部がオンする周期に対する導通時間の割合と、スイッチ部のオン時間の半分が経過した時にスイッチ部を流れる電流量との積を一定に維持する。それにより、このスイッチング電源装置は、出力部分の構造を複雑化させることなく、連続モードにおいても定電流制御が可能である。
本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置のブロック図である。 （ａ）は、２次側導通時間T2onとターンオン信号TONの周期Tとの間の関係を示すグラフである。（ｂ）は、２次側導通時間T2onと２次巻線122のオンデューティD2onとの間の関係を示すグラフである。（ｃ）は、２次側導通時間T2onと第一の閾値電流Iphとの間の関係を示すグラフである。 図１に示されている出力部105から外部の負荷LDへ供給される出力電圧Voと出力電流Ioとの間の関係を示すグラフである。 （ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、図３に示されている第二の領域M2におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの波形図である。（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、第二の領域M2におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの別の波形図である。（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）はそれぞれ、図３に示されている第三の領域M3におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの波形図である。 （ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、図３に示されている第四の領域M4におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの波形図である。（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、第四の領域M4におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの別の波形図である。 図３に示されている第二の領域M2において、図１に示されているスイッチ部103のオン期間Tonの長さと半オン時間Thとの間の比aの変動による出力電流Ioの変動を示すグラフである。 本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置のブロック図である。 特許文献１に開示されたスイッチング電源装置800の回路図である。 （ａ）、（ｂ）はそれぞれ、図８に示されているトランス801を流れる１次電流Ipと２次電流Isとの波形図である。（ｃ）は、図８に示されているバイアス巻線813の両端電圧Vbの波形図である。（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、トランス801の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線813の両端電圧Vbの別の波形図である。
　以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
　《実施形態１》
　図１は、本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置のブロック図である。図１を参照するに、このスイッチング電源装置100はフライバック型コンバータであり、入力部101、トランス102、スイッチ部103、出力電圧生成部104、出力部105、制御部106、及びバイアス巻線電圧検出部107を備えている。
　入力部101は、例えば外部の商用交流電源から平滑化された直流電圧、又は電池から直流電圧を入力電圧Viとして受ける。トランス102は、１次巻線121、２次巻線122、及びバイアス巻線123を含む。１次巻線121の一端は入力部101に接続され、他端はスイッチ部103の入力端子に接続されている。スイッチ部103はｎチャネルのＭＯＳＦＥＴを含む。スイッチ部103は、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ等、他のスイッチング素子を含んでいてもよい。スイッチ部103の入力端子、例えばドレイン端子はトランス102の１次巻線121に接続され、出力端子、例えばソース端子は入力部101に接続されている。更に、スイッチ部103の制御端子、例えばゲート端子は制御部106に接続されている。スイッチ部103は、制御部106から制御端子へ印加される制御信号に従ってオンオフする。スイッチ部103がオンしている期間（以下、スイッチ部103のオン期間という。）では、１次巻線121に対して入力電圧Viが印加されるので、１次電流Ipが流れる。スイッチ部103がオフしている期間（以下、スイッチ部103のオフ期間という。）では、１次巻線121に対して入力電圧Viが印加されないので、１次電流Ipが遮断される。
　出力電圧生成部104はトランス102の２次巻線122の両端間に接続されている。出力電圧生成部104はダイオード141と平滑コンデンサ142とを含む。ダイオード141のアノードは２次巻線122の一端に接続され、カソードは出力部105に接続されている。平滑コンデンサ142はダイオード141のカソードと２次巻線122の他端との間に接続されている。２次巻線122の他端は更に、出力部105にも接続されている。スイッチ部103のオン期間では、１次巻線121に１次電流Ipが流れることにより、２次巻線122の両端間に電圧が誘起される。その電圧はダイオード141に逆バイアスをかけるので、２次巻線122には２次電流Isが流れない。従って、トランス102には、入力部101から供給されるエネルギーが蓄積される。スイッチ部103のオフ期間では、１次電流Ipが遮断されることにより、２次巻線122の両端間に誘起される電圧の極性が反転する。従って、ダイオード141がオンするので、２次巻線122に２次電流Isが流れ、エネルギーがトランス102から平滑コンデンサ142へ移動する。平滑コンデンサ142は、ダイオード141がオンしている間に充電され、オフしている間に放電する。それにより、出力電圧生成部104の出力電圧Voと出力電流Ioとがいずれも、実質的に一定に維持される。出力部105は外部の負荷LDに接続され、出力電圧生成部104から外部の負荷LDへ出力電圧Voと出力電流Ioとを供給する。
　バイアス巻線電圧検出部107は、トランス102のバイアス巻線123の両端間に接続されている。バイアス巻線123の両端電圧Vbは２次巻線122の両端電圧と同じタイミングで極性を反転させる。すなわち、１次電流Ipが流れている期間と２次電流Isが流れている期間とでは、バイアス巻線123の両端電圧Vbの極性が反対である。また、１次電流Ipと２次電流Isとが共に流れない期間では、バイアス巻線123の両端電圧Vbは０である。更に、２次巻線122の両端電圧の絶対値が高いほど、バイアス巻線123の両端電圧の絶対値は高い。バイアス巻線電圧検出部107はバイアス巻線123の両端電圧Vbを検出することにより、２次巻線122に２次電流Isが流れている期間を検出する。バイアス巻線電圧検出部107は更に、検出された期間を示す検出信号DTSを生成して、制御部106へ送る。バイアス巻線電圧検出部107はその他に、２次巻線122に２次電流Isが流れている期間におけるバイアス巻線123の両端電圧Vbを制御部106へ伝える。
　制御部106はスイッチ部103の制御端子に接続され、その制御端子に制御信号を送ることによって、スイッチ部103のオンオフを制御する。制御部106は単一の半導体装置に実装されている。図１を更に参照するに、制御部106は、導通時間測定回路161、ターンオン信号生成回路162、電流閾値決定回路163、電流測定回路164、オン時間検出回路165、出力電圧測定回路166、ピーク電流検出回路167、ターンオフ信号選択回路168、及びスイッチング制御回路169を含む。
　導通時間測定回路161は、スイッチング制御回路169からスイッチ部103の制御端子へ出力される制御信号を受けて、その制御信号から、スイッチ部103がオフする時点を検出する。この時点から、トランス102の２次巻線122には２次電流Isが流れ始める。導通時間測定回路161は更に、バイアス巻線電圧検出部107から検出信号DTSを受けて、その検出信号DTSから、２次電流Isが止まる時点を検出する。具体的には、バイアス巻線123の両端電圧Vbが閾値以下に降下する時点が検出される。こうして、導通時間測定回路161は、２次巻線122に２次電流Isが流れている時間、すなわち２次側導通時間T2onを測定する。導通時間測定回路161は続いて、測定された２次側導通時間T2onを表す電圧信号を生成して、ターンオン信号生成回路162と電流閾値決定回路163とへ送る。
　ターンオン信号生成回路162はターンオン信号TONを生成してスイッチング制御回路169へ渡す。ターンオン信号生成回路162は特に、導通時間測定回路161から電圧信号を受けて、その電圧信号の示す２次側導通時間T2onに応じてターンオン信号TONの周期Tを調節する。図２の（ａ）は、２次側導通時間T2onとターンオン信号TONの周期Tとの間の関係を示すグラフである。ターンオン信号生成回路162は２次側導通時間T2onを所定の閾値Tthと比較する。図２の（ａ）に示されているように、２次側導通時間T2onが閾値Tthよりも小さいときには、ターンオン信号生成回路162はターンオン信号TONの周期Tを一定値T1に維持する。一方、２次側導通時間T2onが閾値Tthよりも大きいときには、ターンオン信号生成回路162は２次側導通時間T2onの増大に合わせてターンオン信号TONの周期Tを延長する。それにより、ターンオン信号生成回路162は、ターンオン信号TONの周期Tに対する２次側導通時間T2onの割合、すなわち２次巻線122のオンデューティD2on＝T2on／Tを一定に維持する。図２の（ｂ）は、２次側導通時間T2onと２次巻線122のオンデューティD2onとの間の関係を示すグラフである。２次側導通時間T2onが閾値Tthよりも小さいとき、ターンオン信号TONの周期Tは一定値T1に維持されているので、２次巻線122のオンデューティD2onは２次側導通時間T2onに比例して増大する。２次側導通時間T2onが閾値Tthよりも大きいとき、２次側導通時間T2onの増大に合わせてターンオン信号TONの周期Tが延長されるので、２次巻線122のオンデューティD2onは一定に維持される。
　電流閾値決定回路163は、導通時間測定回路161から電圧信号を受けて、その電圧信号の示す２次側導通時間T2onに応じて第一の閾値電流Iphを決定する。図２の（ｃ）は、２次側導通時間T2onと第一の閾値電流Iphとの間の関係を示すグラフである。２次側導通時間T2onが閾値Tthよりも小さいとき、電流閾値決定回路163は第一の閾値電流Iphを、２次側導通時間T2onと反比例するように単調に減少させる。それにより、第一の閾値電流Iphと２次巻線122のオンデューティD2onとの積が実質上、一定に維持される。一方、２次側導通時間T2onが閾値Tthよりも大きいとき、電流閾値決定回路163は第一の閾値電流Iphを一定に維持する。そのとき、図２の（ｂ）に示されているように、２次巻線122のオンデューティD2onは一定であるので、第一の閾値電流Iphと２次巻線122のオンデューティD2onとの積が実質上、一定に維持される。電流閾値決定回路163は、決定された第一の閾値電流Iphを表す電圧信号を生成して、オン時間検出回路165へ送る。
　電流測定回路164はスイッチ部103の入力端子に接続され、トランス102の１次巻線121とスイッチ部103とを流れる１次電流Ipの量を測定する。電流測定回路164は更に、測定された電流量を表す電圧信号を生成して、オン時間検出回路165とピーク電流検出回路167とへ送る。
　オン時間検出回路165は、スイッチング制御回路169からスイッチ部103の制御端子へ出力される制御信号を受けて、その制御信号から、スイッチ部103がオンするタイミングを検出する。オン時間検出回路165は更に、電流閾値決定回路163と電流測定回路164とのそれぞれから電圧信号を受けて、各電圧信号の示す第一の閾値電流Iphと１次電流Ipの量とを比較する。それにより、オン時間検出回路165は、スイッチ部103がオンしてから、１次電流Ipの量が第一の閾値電流Iphに達するまでの時間Th（以下、半オン時間という。）を測定する。オン時間検出回路165は続いて、１次電流Ipの量が第一の閾値電流Iphに達した時点から半オン時間Thが更に経過したとき、第一のターンオフ信号TOF1を生成してターンオフ信号選択回路168へ送る。
　出力電圧測定回路166は、バイアス巻線電圧検出部107から伝えられたバイアス巻線123の両端電圧Vbを測定する。出力電圧測定回路166は更に、その測定された電圧Vbに応じて第二の閾値電流を決定する。具体的には、その電圧Vbの絶対値が高いほど、第二の閾値電流は低く設定される。ここで、２次巻線122に２次電流Isが流れている期間におけるバイアス巻線123の両端電圧Vbの絶対値が高いほど、その期間における２次巻線122の両端電圧の絶対値が高いので、出力部105から外部の負荷LDへ印加される出力電圧Voが高い。従って、出力電圧Voが高いほど、第二の閾値電流は低い。出力電圧測定回路166は、決定された第二の閾値電流を表す電圧信号を生成して、ピーク電流検出回路167へ送る。
　ピーク電流検出回路167は、電流測定回路164と出力電圧測定回路166とのそれぞれから電圧信号を受けて、各電圧信号の示す１次電流Ipの量と第二の閾値電流とを比較する。１次電流Ipの量が第二の閾値電流に達している場合、ピーク電流検出回路167は第二のターンオフ信号TOF2を生成して、ターンオフ信号選択回路168へ送る。
　ターンオフ信号選択回路168は、オン時間検出回路165からは第一のターンオフ信号TOF1を受け、ピーク電流検出回路167からは第二のターンオフ信号TOF2を受ける。ターンオフ信号選択回路168は更に、それらのターンオフ信号TOF1、TOF2のうち、いずれか先に受けた方を第三のターンオフ信号TOF3として選択して、スイッチング制御回路169へ送る。
　スイッチング制御回路169は、ターンオン信号生成回路162からはターンオン信号TONを受け、ターンオフ信号選択回路168からは第三のターンオフ信号TOF3を受ける。スイッチング制御回路169は更に、スイッチ部103の制御端子へ送られる制御信号を、ターンオン信号TONに応じてスイッチ部103をオンさせるように制御し、第三のターンオフ信号TOF3に応じてスイッチ部103をオフさせるように制御する。それにより、スイッチ部103は、ターンオン信号TONの周期Tと同じ周期でターンオンを繰り返す。一方、スイッチ部103は、第一のターンオフ信号TOF1と第二のターンオフ信号TOF2とのうち、いずれか先に生成された方に同期してオフする。すなわち、スイッチ部103がオンしてから半オン時間Thの２倍が経過した時点、又は、１次電流Ipの量が第二の閾値電流に達した時点に、スイッチ部103はオフする。
　図３は、出力部105から外部の負荷LDへ供給される出力電圧Voと出力電流Ioとの間の関係を示すグラフである。図３には、４つの領域M1、M2、M3、M4が示されている。各領域ではスイッチング電源装置100の動作が異なる。以下、領域ごとにスイッチング電源装置100の動作について説明する。
　［第一の領域M1：定電圧制御］
　図３を参照するに、第一の領域M1では、出力電流Ioにかかわらず、出力電圧Voが十分に高い値に一定に維持されている。この領域M1ではスイッチング電源装置100は次のように動作する。出力電圧Voが十分に高いので、第二の閾値電流が十分に低い。従って、スイッチ部103のターンオン後、ピーク電流検出回路167による第二のターンオフ信号TOF2の生成が、オン時間検出回路165による第一のターンオフ信号TOF1の生成よりも早い。それ故、１次電流Ipの量が第二の閾値電流に達した時点でスイッチ部103はオフする。特に、１次電流Ipのピーク値は第二の閾値電流に等しい。ここで、第二の閾値電流は、出力電圧Voの変動を打ち消すように調節される。具体的には、出力電圧Voが上昇するとき、第二の閾値電流は減少し、出力電圧Voが降下するとき、第二の閾値電流は増加する。こうして、出力電圧Voがほぼ一定に維持されたまま、負荷LDの状態に応じて、出力電力と出力電流Ioとが変化する。尚、第一の領域M1では、２次側導通時間T2onは閾値Tthよりも小さいので、図２の（ａ）に示されているとおり、ターンオン信号TONの周期T、すなわち周波数は一定である。
　［第二の領域M2：定電流制御（連続モード）］
　図３を参照するに、第二の領域M2では、出力電圧Voが比較的高い範囲で、出力電流Ioが十分に大きい値に一定に維持されている。この領域M2ではスイッチング電源装置100は次のように動作する。スイッチ部103のターンオン後、オン時間検出回路165による第一のターンオフ信号TOF1の生成が、ピーク電流検出回路167による第二のターンオフ信号TOF2の生成よりも早い。従って、スイッチ部103のターンオンから半オン時間Thが経過して１次電流Ipの量が第一の閾値電流Iphに達し、更にその時点から半オン時間Thが経過した時点でスイッチ部103はオフする。
　図４の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、第二の領域M2におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの波形図である。スイッチ部103のターンオン直後、１次電流Ipの量は最小値Ipsに等しい。その時点から半オン時間Thが経過した時、１次電流Ipは第一の閾値電流Iphまで増大する。更に、その時点から半オン時間Thが経過した時、１次電流Ipはピーク値Ippまで達する。その時点でスイッチ部103はオフするので、１次電流Ipは遮断される。それと同時に、２次電流Isが流れ始める。２次電流Isは、スイッチ部103のターンオフ直後にピーク値Ispを示し、その後、時間の経過と共に減衰する。２次電流Isが最小値Issまで達した時、スイッチ部103がオンする。それにより、２次電流Isは止まる。このように、第二の領域M2ではスイッチング電源装置100は連続モードで動作する。スイッチ部103がオンしてから半オン時間Thの２倍が経過するまで、すなわち、スイッチ部103のオン期間では、バイアス巻線123の両端電圧Vbは負に維持される。一方、スイッチ部103のオフ期間では、バイアス巻線123の両端電圧Vbは正に維持される。
　第二の領域M2では、２次側導通時間T2onは閾値Tthよりも小さい。従って、図２の（ａ）に示されているように、ターンオン信号TONの周期Tは一定値T1に維持される。一方、図２の（ｃ）に示されているように、第一の閾値電流Iphは、２次側導通時間T2onに反比例するように設定される。
　図４の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、第二の領域M2におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの別の波形図である。図４の（ｄ）－（ｆ）では、（ａ）－（ｃ）と比べて出力電圧Voが低い。従って、図４の（ｅ）に示されている２次電流Isの減衰率は、図４の（ｂ）に示されている値よりも低下するので、２次側導通時間T2onが増大する。ターンオン信号TONの周期Tは一定値T1に維持されているので、図２の（ｂ）に示されているように、２次巻線122のオンデューティD2onが２次側導通時間T2onの増大に伴って増大する。一方、第一の閾値電流Iphは２次側導通時間T2onに反比例するので、２次側導通時間T2onの増大に伴って減少する。従って、第一の閾値電流Iphと２次巻線122のオンデューティD2onとの積は一定に維持される。ここで、第一の閾値電流Iphは、図４の（ａ）、（ｄ）に示されているように、スイッチ部103のオン期間Tonの中間点における１次電流Ipの量に等しい。従って、第一の閾値電流Iphは、スイッチ部103のターンオン直後における１次電流Ipの量Ipsと１次電流Ipのピーク値Ippとを用いて次式（５）で表される：
　Iph＝0.5×(Ipp＋Ips)。　　　　　　　　　　　　　　（５）
　第一の閾値電流Iphと２次巻線122のオンデューティD2onとの積が一定に維持されることは、式（５）から、式（２）の右辺が一定に維持されることを意味する。すなわち、出力電圧Voの変動にかかわらず、出力電流Ioが一定に維持される。
　こうして、第二の領域M2においてスイッチング電源装置100は、連続モードで動作するにもかかわらず、スイッチ部103のターンオン直後における１次電流Ipの量Ipsを直に制御しなくても、出力電流Ioを一定に維持することができる。また、ターンオン信号TONの周期Tが一定値T1に維持されているので、２次側導通時間T2onが電圧信号で表現されれば、２次巻線122のオンデューティD2onそのものが電圧信号で表現される必要はない。
　第一の領域M1における動作と第二の領域M2における動作とでは、スイッチ部103のターンオン後、オン時間検出回路165による第一のターンオフ信号TOF1の生成と、ピーク電流検出回路167による第二のターンオフ信号TOF2の生成とのいずれが早いかが異なる。すなわち、それらの動作の切り換えには、ターンオン信号TONの周期Tの調整は要求されない。
　［第三の領域M3：定電流制御（非連続モード、ターンオン信号の周波数：一定）］
　図３を参照するに、第三の領域M3では、第二の領域M2よりも出力電圧Voが低い範囲で、出力電流Ioが十分に大きい値に一定に維持されている。第三の領域M3では、スイッチング電源装置100は第二の領域M2と同様に動作する。特に、スイッチ部103のターンオンから半オン時間Thが経過して１次電流Ipの量が第一の閾値電流Iphに達し、更にその時点から半オン時間Thが経過した時点でスイッチ部103はオフする。しかし、出力電圧Voが十分に低いので、スイッチ部103のオフ期間中に２次電流Isが０まで降下する。すなわち、スイッチング電源装置100は非連続モードで動作する。
　図４の（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）はそれぞれ、第三の領域M3におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの波形図である。スイッチ部103のターンオン直後、１次電流Ipの量は０である。その時点から半オン時間Thが経過した時、１次電流Ipは第一の閾値電流Iphまで増大する。更に、その時点から半オン時間Thが経過した時、１次電流Ipはピーク値Ippまで達する。その時点でスイッチ部103はオフするので、１次電流Ipは遮断される。一方、それと同時に２次電流Isが流れ始める。２次電流Isは、スイッチ部103のターンオフ直後にピーク値Ispを示し、その後、時間の経過と共に減衰する。スイッチ部103が再びオンするよりも前に、２次電流Isは０まで降下する。その後、１次電流Ipと２次電流Isとがいずれも流れない期間Toffを経て、スイッチ部103がオンする。このように、第三の領域M3ではスイッチング電源装置100は非連続モードで動作する。スイッチ部103のオン期間では、バイアス巻線123の両端電圧Vbは負に維持される。一方、スイッチ部103がオフしてから２次側導通時間T2onが経過するまでは、バイアス巻線123の両端電圧Vbは正に維持される。２次電流Isが止まってからスイッチ部103がオンするまでの期間Toffでは、バイアス巻線123の両端電圧Vbは０に維持される。
　第三の領域M3では、２次側導通時間T2onは閾値Tthよりも小さい。従って、図２の（ａ）に示されているように、ターンオン信号TONの周期Tは一定値T1に維持される。それ故、図２の（ｂ）に示されているように、２次巻線122のオンデューティD2onが２次側導通時間T2onの増大に伴って増大する。一方、図２の（ｃ）に示されているように、第一の閾値電流Iphは、２次側導通時間T2onに反比例するように設定される。従って、第一の閾値電流Iphと２次巻線122のオンデューティD2onとの積は一定に維持される。ここで、第一の閾値電流Iphは、図４の（ｇ）に示されているように、スイッチ部103のオン期間Tonの中間点における１次電流Ipの量に等しい。従って、第一の閾値電流Iphは１次電流Ipのピーク値Ippの半分に等しい：Iph＝0.5×Ipp。それ故、第一の閾値電流Iphと２次巻線122のオンデューティD2onとの積が一定に維持されることは、式（１）の右辺が一定に維持されることを意味する。すなわち、出力電圧Voの変動にかかわらず、出力電流Ioが一定に維持される。
　［第四の領域M4：定電流制御（非連続モード、ターンオン信号の周波数：可変）］
　図３を参照するに、第四の領域M4では、出力電圧Voが低い範囲で、出力電流Ioが十分に大きい値に一定に維持されている。この領域M4ではスイッチング電源装置100は次のように動作する。スイッチ部103のターンオン後、オン時間検出回路165による第一のターンオフ信号TOF1の生成が、ピーク電流検出回路167による第二のターンオフ信号TOF2の生成よりも早い。従って、スイッチ部103のターンオンから半オン時間Thが経過して１次電流Ipの量が第一の閾値電流Iphに達し、更にその時点から半オン時間Thが経過した時点でスイッチ部103はオフする。出力電圧Voが十分に低いので、スイッチ部103のオフ期間中に２次電流Isが０まで降下する。すなわち、スイッチング電源装置100は非連続モードで動作する。
　図５の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、第四の領域M4におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの波形図である。スイッチ部103のターンオン直後、１次電流Ipの量は０である。その時点から半オン時間Thの２倍が経過した時、１次電流Ipはピーク値Ippまで達する。その時点でスイッチ部103はオフするので、１次電流Ipは遮断される。一方、それと同時に２次電流Isが流れ始める。２次電流Isは、スイッチ部103のターンオフ直後にピーク値Ispを示し、その後、時間の経過と共に減衰する。スイッチ部103が再びオンするよりも前に、２次電流Isは０まで降下する。その後、１次電流Ipと２次電流Isとがいずれも流れない期間Toffを経て、スイッチ部103がオンする。このように、第四の領域M4ではスイッチング電源装置100は非連続モードで動作する。スイッチ部103のオン期間では、バイアス巻線123の両端電圧Vbは負に維持される。一方、スイッチ部103がオフしてから２次側導通時間T2onが経過するまでは、バイアス巻線123の両端電圧Vbは正に維持される。２次電流Isが止まってからスイッチ部103がオンするまでの期間Toffでは、バイアス巻線123の両端電圧Vbは０に維持される。
　第四の領域M4では、出力電圧Voの低下に伴って２次側導通時間T2onが増大し、閾値Tthを超える。従って、図２の（ａ）に示されているように、ターンオン信号TONの周期Tは、２次側導通時間T2onの増大に伴って増大する。それにより、図２の（ｂ）に示されているように、２次巻線122のオンデューティD2onが一定に維持される。一方、図２の（ｃ）に示されているように、第一の閾値電流Iphは一定に維持される。
　図５の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、第四の領域M4におけるトランス102の１次電流Ipと２次電流Is、及びバイアス巻線123の両端電圧Vbの別の波形図である。図５の（ｄ）－（ｆ）では、（ａ）－（ｃ）と比べて出力電圧Voが低い。従って、図５の（ｅ）に示されている２次電流Isの減衰率は、図５の（ｂ）に示されている値よりも低下するので、２次側導通時間T2onが増大する。その増大に合わせて、ターンオン信号TONの周期Tは延長される。特に、図５の（ｂ）に示されているように、１次電流Ipと２次電流Isとがいずれも流れない期間Toffが延長される。その結果、図２の（ｂ）に示されているように、２次巻線122のオンデューティD2onが一定に維持される。一方、第一の閾値電流Iphは、図５の（ａ）、（ｄ）に示されているように、スイッチ部103のオン期間Tonの中間点における１次電流Ipの量に等しい。従って、第一の閾値電流Iphが一定に維持されるとき、１次電流Ipのピーク値Ippも一定に維持される。２次巻線122のオンデューティD2onと１次電流Ipのピーク値Ippとがいずれも一定に維持されることは、式（１）の右辺が一定に維持されることを意味する。すなわち、出力電圧Voの変動にかかわらず、出力電流Ioが一定に維持される。
　上記のとおり、本発明の実施形態１によるスイッチング電源装置100は、第二の領域M2における連続モードでも、第三の領域M3と第四の領域M4とにおける非連続モードと同様に、出力電圧Voにかかわらず、出力電流Ioを一定に維持することができる。特に、制御部106にトランス102のバイアス巻線123を利用させることにより、トランス102の２次側に定電流制御ＩＣ及びフォトカプラが設置されなくても、定電流制御を実現することができる。このように、スイッチング電源装置100は連続モードにも対応可能であるので、非連続モードにしか対応できない装置と比べて、トランス102とスイッチ部103とのいずれの電流定格をも小さくすることができる。従って、スイッチング電源装置100のサイズと製造コストとをいずれも削減することができる。また、スイッチング電源装置100は効率が高いので、小型の充電器及びＬＥＤ照明用の電源として有利である。
　《補足》
　（A）制御部106の構造を複雑化させないようにするには、第四の領域M4における２次巻線122のオンデューティD2onの値を、入力電圧Vi等、スイッチング電源装置100の外部の状況で決まるパラメータには依存させないこと、つまり、制御部106の設定のみでオンデューティD2onが決められていることが重要である。そのためには、第三の領域M3と第四の領域M4との間の切り換え点において、２次巻線122のオンデューティD2onを同じ値に維持することが重要である。第三の領域M3において一定に維持されるターンオン信号TONの周期T、及び２次側導通時間T2onに対する閾値Tthはいずれも、入力電圧Vi等のパラメータには依存しない。従って、第三の領域M3と第四の領域M4との間の切り換え点において、２次巻線122のオンデューティD2onは同じ値に維持される。
　（B）第二の領域M2では、スイッチ部103がオンしてから半オン時間Thの２倍が経過した時、制御部106はスイッチ部103をオフさせる。しかし、実際には、スイッチ部103をオフさせるタイミングが変動しても、その変動に起因する出力電流Ioの変動はわずかである。図６は、第二の領域M2において、スイッチ部103のオン期間Tonの長さ（オン時間）と半オン時間Thとの間の比aの変動による出力電流Ioの変動を示すグラフである。このグラフは、次の動作条件において計算されている：ターンオン信号TONの周期T＝１０μ秒、スイッチ部103のオン期間Tonにおける１次電流Ipの時間変化率＝０．０２Ａ／μ秒、出力電圧Voが５Ｖであるときの２次側導通時間T2on＝５μ秒、出力電圧Voが５Ｖであるときの出力電流Io＝１．０Ａ。図６のグラフに示されている矩形、丸、三角形はそれぞれ、スイッチ部103のオン期間Tonの長さが半オン時間Thの２．００倍、１．５０倍、２．５０倍であるとき（a＝2.00、1.50、2.50）における出力電流Ioと出力電圧Voとの間の関係を示す。図６を参照するに、スイッチ部103のオン時間が半オン時間Thの２倍から外れるとき、出力電流Ioは、出力電圧Voが５Ｖから２Ｖへと低下するのに伴って元の値１．０Ａから外れる。しかし、その変動の大きさは２．４％程度である。従って、スイッチ部103のオン期間Tonの長さが半オン時間Thの２倍から外れても、出力電流Ioは実質上、出力電圧Voにかかわらず一定である。それ故、オン時間検出回路165は、スイッチ部103のオン時間が半オン時間Thの、２以外の所定数倍に達した時に第一のターンオフ信号を出力してもよい。また、電流閾値決定回路163は、２次側導通時間T2onの増大に伴って第一の閾値電流Iphを、反比例曲線以外の単調減少曲線に沿って変化させてもよい。
　（C）第一の領域M1では、１次電流Ipのピーク値Ippを一定に維持することによって、出力電圧Voを一定に維持している。その他に、スイッチ部103のオン期間Tonの長さを調節することによって、出力電圧Voを一定に維持してもよい。
　（D）導通時間測定回路161は、スイッチ部103がオフする時点を、スイッチング制御回路169から出力される制御信号によって検出する。その他に、導通時間測定回路161は、バイアス巻線123の両端電圧Vbが所定の閾値以上に上昇する時点を、スイッチ部103がオフする時点として検出してもよい。また、導通時間測定回路161が微分回路を利用して、バイアス巻線123の両端電圧Vbが変化する時点を検出してもよい。
　（E）導通時間測定回路161は、バイアス巻線123の両端電圧Vbが所定の閾値以下に下降する時点を、２次電流Isが流れ終わる時点として検出する。その場合、導通時間測定回路161は微分回路を利用して、バイアス巻線123の両端電圧Vbが変化する時点を検出してもよい。それに限らず、導通時間測定回路161は、２次電流Isが流れ終わる時点を検出することができる手段であれば、その他の手段を利用しても構わない。
　《実施形態２》
　図７は、本発明の実施形態２によるスイッチング電源装置のブロック図である。図２を参照するに、このスイッチング電源装置200は極性反転型チョッパであり、入力部201、インダクタ202、スイッチ部203、出力電圧生成部204、出力部205、制御部206、及びダイオード両端電圧検出部207を備えている。
　入力部201は、例えば外部の商用交流電源から平滑化された直流電圧、又は電池から直流電圧を入力電圧Viとして受ける。インダクタ202の一端は入力部201に接続され、他端はスイッチ部203の出力端子に接続されている。スイッチ部203はｎチャネルのＭＯＳＦＥＴを含む。スイッチ部203は、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ等、他のスイッチング素子を含んでいてもよい。スイッチ部203の入力端子、例えばドレイン端子は入力部201に接続され、出力端子、例えばソース端子はインダクタ202の一端に接続されている。更に、スイッチ部203の制御端子、例えばゲート端子は制御部206に接続されている。スイッチ部203は、制御部206から制御端子へ印加される制御信号に従ってオンオフする。スイッチ部203がオンしている期間では、インダクタ202に対して入力電圧Viが印加されるので、入力部201とインダクタ202との間に電流Ipが流れる。スイッチ部203がオフしている期間では、インダクタ202に対して入力電圧Viが印加されないので、入力部201とインダクタ202との間に電流Ipが流れない。
　出力電圧生成部204はインダクタ202の両端間に接続されている。出力電圧生成部204はダイオード241と平滑コンデンサ242とを含む。ダイオード241のカソードはインダクタ202の一端に接続され、アノードは出力部205に接続されている。平滑コンデンサ242はダイオード241のアノードとインダクタ202の他端との間に接続されている。インダクタ202の他端は更に、出力部205にも接続されている。スイッチ部203のオン期間では、入力電圧Viはダイオード241に逆バイアスをかけるので、ダイオード241には電流Isが流れない。従って、インダクタ202には、入力部201から供給されるエネルギーが蓄積される。スイッチ部203のオフ期間では、入力部201とインダクタ202との間を流れる電流Ipが遮断されることにより、インダクタ202の両端間に電圧が誘起される。その電圧によって、ダイオード241がオンするので、ダイオード241に電流Isが流れ、エネルギーがインダクタ202から平滑コンデンサ242へ移動する。平滑コンデンサ242は、ダイオード241がオンしている間に充電され、オフしている間に放電する。それにより、出力電圧生成部204の出力電圧Voと出力電流Ioとがいずれも、実質的に一定に維持される。出力部205は外部の負荷LDに接続され、出力電圧生成部204から外部の負荷LDへ出力電圧Voと出力電流Ioとを供給する。
　ダイオード両端電圧検出部207はダイオード241の両端間に接続されている。ダイオード241の両端電圧はスイッチ部103のオンオフに同期して極性を反転させる。すなわち、スイッチ部103のオン期間とオフ期間とでは、ダイオード241の両端電圧の極性が反対である。また、インダクタ202に電流が流れない期間では、ダイオード241の両端電圧は０である。ダイオード両端電圧検出部207はダイオード241の両端電圧を検出することにより、ダイオード241とインダクタ202との間に電流Isが流れている期間を検出する。ダイオード両端電圧検出部207は更に、検出された期間を示す検出信号を生成して、制御部206へ送る。ダイオード両端電圧検出部207はその他に、ダイオード241がオンしている期間におけるダイオード241の両端電圧を制御部206へ伝える。
　制御部206はスイッチ部203の制御端子に接続され、その制御端子に制御信号を送ることによって、スイッチ部203のオンオフを制御する。制御部206は単一の半導体装置に実装されている。制御部206の構成要素は、図１に示されている実施形態１による制御部106の構成要素と全く同様である。従って、それら同様な構成要素の詳細についての説明は、実施形態１によるものについての説明を援用する。
　制御部206は、実施形態１による２次側導通時間T2onの代わりに、スイッチ部203がオフしてからダイオード241がオフするまでの時間を利用する。それにより、実施形態２によるスイッチング電源装置200は、図３に示されている各領域M1－M4において、実施形態１によるスイッチング電源装置100と全く同様に動作する。特に、スイッチ部103のオン期間にインダクタ202を流れる電流の波形図は、図４、５に示されているトランス102の１次電流Ipの波形図と全く同様である。また、スイッチ部103のオフ期間にインダクタ202を流れる電流の波形図は、図４、５に示されているトランス102の２次電流Isの波形図と全く同様である。更に、ダイオード241の両端電圧の波形図は、図４、５に示されているバイアス巻線123の両端電圧Vbの波形図と全く同様である。従って、実施形態２によるスイッチング電源装置200は、第二の領域M2における連続モードでも、第三の領域M3と第四の領域M4とにおける非連続モードと同様に、出力電圧Voにかかわらず、出力電流Ioを一定に維持することができる。
　《付記》
　本発明の上記の実施形態に基づいて、本発明は以下の観点から特徴づけられても良い。
　制御部は、電流測定回路、ターンオン信号生成回路、導通時間測定回路、電流閾値決定回路、オン時間検出回路、及びスイッチング制御回路を有する。電流測定回路は、スイッチ部を流れる電流量を測定する。ターンオン信号生成回路は、所望の周波数のターンオン信号を生成する。導通時間測定回路は、エネルギー出力期間検出部によって出力された検出信号に基づいて、導通時間を測定する。電流閾値決定回路は、ターンオン信号の周期に対する導通時間の割合が上昇するにつれて、第一の閾値が単調に減少するように、第一の閾値を決定する。オン時間検出回路は、スイッチ部がオンしてから、電流測定回路によって測定された電流量が第一の閾値に達するまでの時間を測定し、スイッチ部のオン時間が、測定された時間の所定数倍に達した時に第一のターンオフ信号を出力する。スイッチング制御回路は、ターンオン信号に応じてスイッチ部をオンさせるように制御信号を制御し、第一のターンオフ信号に応じてスイッチ部をオフさせるように制御信号を制御する。
　ターンオン信号生成回路は、ターンオン信号の周波数を一定に維持してもよい。その場合、電流閾値決定回路は、ターンオン信号の周期に対する導通時間の割合、すなわちオンデューティを求める必要がなく、導通時間のみから第一の閾値を決定すればよい。その結果、回路を更に簡単化することができる。
　導通時間が所定値よりも小さい場合、ターンオン信号生成回路はターンオン信号の周波数を一定に維持し、電流閾値決定回路は、ターンオン信号の周期に対する導通時間の割合が上昇するにつれて、第一の閾値が単調に減少するように、第一の閾値を決定する。一方、導通時間が所定値を超えた場合、ターンオン信号生成回路は、ターンオン信号の周期に対する導通時間の割合が一定に維持されるように、ターンオン信号の周波数を変化させ、電流閾値決定回路は第一の閾値を一定に維持する。それにより、出力電圧の範囲を更に拡大することができ、特により低い出力電圧を供給することができる。また、ターンオン信号の周波数を一定に制御するモードから、ターンオン信号の周期に対する導通時間の割合を一定に制御するモードへの切り換え時における、ターンオン信号の周波数、導通時間、及び第一の閾値が、入力電圧等、制御部以外の要素に設定されるパラメータには依存しない。従って、その切り換えをスムーズに、かつ容易に行うことができる。
　本発明の１つの観点によるスイッチング電源装置は、出力電圧生成部によって生成された直流電圧を測定する出力電圧測定部を更に備えていてもよい。その場合、制御部はピーク電流検出回路を更に有する。ピーク電流検出回路は、出力電圧測定部によって測定された直流電圧の値に応じて第二の閾値を決定し、電流測定部によって測定された電流量が第二の閾値に達した時に第二のターンオフ信号を出力する。スイッチング制御回路は、第一のターンオフ信号と第二のターンオフ信号とのうち、いずれか先に入力された方に応じて、スイッチ部をオフさせるように制御信号を制御する。それにより、図３に示されている第一の領域M1における定電圧制御と、他の領域M2－M4における定電流制御との間をスムーズに移行することができる。また、定電圧制御と定電流制御とはいずれも、スイッチ部のターンオフのタイミングを調節することによって行われるので、それらの間の切り換えがスムーズである。
　オン時間検出回路が第一のターンオフ信号を出力する時、スイッチ部のオン時間が、オン時間検出回路によって測定された時間の１．５０～２．５０倍であってもよい。この範囲であれば、定電流制御の信頼性を十分に高く維持することができる。
　本発明の１つの観点による半導体装置はスイッチング電源装置に搭載される。そのスイッチング電源装置は、入力部、エネルギー伝達部、スイッチ部、出力電圧生成部、出力部、及びエネルギー出力期間検出部を備えている。入力部は、入力電圧を受ける。エネルギー伝達部は、入力部から入力電圧を受けている期間ではエネルギーを蓄積し、入力電圧を受けていない期間ではそのエネルギーを出力する。スイッチ部は、制御信号に応じてオンオフすることによって、入力部からエネルギー伝達部への入力電圧の供給を制御する。出力電圧生成部は、エネルギー伝達部から出力されるエネルギーを利用して直流電圧を生成する。出力部は、出力電圧生成部によって生成された直流電圧を負荷に対して印加する。エネルギー出力期間検出部は、エネルギー伝達部がエネルギーを出力する期間を示す検出信号を出力する。この半導体装置は制御部を備えている。制御部は、スイッチ部のオンオフのタイミングを制御信号でスイッチ部に指示する。制御部は、エネルギー出力期間検出部から出力される検出信号に基づいて、エネルギー伝達部がエネルギーを連続して出力する時間である導通時間を測定し、スイッチ部がオンする周期に対する導通時間の割合と、スイッチ部のオン時間の半分が経過した時にスイッチ部を流れる電流量との積が一定であるように、スイッチ部のオンオフのタイミングを決める。この半導体装置は、本発明の上記の観点によるスイッチング電源装置の設計を更に容易にすることができる。また、そのスイッチング電源装置の小型化に有効である。
　本発明はスイッチング電源装置に関し、上記のとおり、連続モードにおいても定電流制御を行う。このように、本発明は明らかに産業上利用可能である。
　101  入力部
　102  トランス
　121  １次巻線
　122  ２次巻線
　123  バイアス巻線
　103  スイッチ部
　104  出力電圧生成部
　141  ダイオード
　142  平滑コンデンサ
　105  出力部
　106  制御部
　161  導通時間測定回路
　162  ターンオン信号生成回路
　163  電流閾値決定回路
　164  電流測定回路
　165  オン時間検出回路
　166  出力電圧測定回路
　167  ピーク電流検出回路
　168  ターンオフ信号選択回路
　169  スイッチング制御回路
　107  バイアス巻線電圧検出部
　Vi　入力電圧
　Vo　出力電圧
　Ip　１次電流
　Is　２次電流
　Io　出力電流
　LD　負荷
　DTS  検出信号
　Vb　バイアス巻線123の両端電圧
　TON  ターンオン信号
　TOF1　第一のターンオフ信号
　TOF2　第二のターンオフ信号
　TOF3　第三のターンオフ信号

Claims (7)

  1. 　入力電圧を受ける入力部、
    　前記入力部から前記入力電圧を受けている期間ではエネルギーを蓄積し、前記入力電圧を受けていない期間では前記エネルギーを出力するエネルギー伝達部、
    　制御信号に応じてオンオフすることによって、前記入力部から前記エネルギー伝達部への前記入力電圧の供給を制御するスイッチ部、
    　前記エネルギー伝達部から出力される前記エネルギーを利用して直流電圧を生成する出力電圧生成部、
    　前記出力電圧生成部によって生成された前記直流電圧を負荷に対して印加する出力部、
    　前記エネルギー伝達部が前記エネルギーを出力する期間を示す検出信号を出力するエネルギー出力期間検出部、並びに、
    　前記スイッチ部のオンオフのタイミングを前記制御信号で前記スイッチ部に指示する制御部、
    を備え、
    　前記制御部は、
    　前記エネルギー出力期間検出部から出力される前記検出信号に基づいて、前記エネルギー伝達部が前記エネルギーを連続して出力する時間である導通時間を測定し、
    　前記スイッチ部がオンする周期に対する前記導通時間の割合と、前記スイッチ部のオン時間の半分が経過した時に前記スイッチ部を流れる電流量との積が一定であるように、前記スイッチ部のオンオフのタイミングを決定する、
    スイッチング電源装置。
  2. 　前記制御部は、
    　前記スイッチ部を流れる電流量を測定する電流測定回路、
    　所望の周波数のターンオン信号を生成するターンオン信号生成回路、
    　前記検出信号に基づいて、前記導通時間を測定する導通時間測定回路、
    　前記ターンオン信号の周期に対する前記導通時間の割合が上昇するにつれて、第一の閾値が単調に減少するように、前記第一の閾値を決定する電流閾値決定回路、
    　前記スイッチ部がオンしてから、前記電流測定回路によって測定された電流量が前記第一の閾値に達するまでの時間を測定し、前記スイッチ部のオン時間が、測定された時間の所定数倍に達した時に第一のターンオフ信号を出力するオン時間検出回路、及び、
    　前記ターンオン信号に応じて前記スイッチ部をオンさせるように前記制御信号を制御し、前記第一のターンオフ信号に応じて前記スイッチ部をオフさせるように前記制御信号を制御するスイッチング制御回路、
    を有する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記ターンオン信号生成回路は前記所望の周波数を一定に維持する、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記導通時間が所定値よりも小さい場合、前記ターンオン信号生成回路は前記所望の周波数を一定に維持し、前記電流閾値決定回路は、前記ターンオン信号の周期に対する前記導通時間の割合が上昇するにつれて、第一の閾値が単調に減少するように、前記第一の閾値を決定し、
    　前記導通時間が前記所定値を超えた場合、前記ターンオン信号生成回路は、前記ターンオン信号の周期に対する前記導通時間の割合が一定に維持されるように、前記ターンオン信号の周波数を変化させ、前記電流閾値決定回路は前記第一の閾値を一定に維持する、
    請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記出力電圧生成部によって生成された前記直流電圧を測定する出力電圧測定部を更に備え、
    　前記制御部は、
    　前記出力電圧測定部によって測定された前記直流電圧の値に応じて第二の閾値を決定し、前記電流測定部によって測定された電流量が前記第二の閾値に達した時に第二のターンオフ信号を出力するピーク電流検出回路、
    を更に有し、
    　前記スイッチング制御回路は、前記第一のターンオフ信号と前記第二のターンオフ信号とのうち、いずれか先に入力された方に応じて、前記スイッチ部をオフさせるように前記制御信号を制御する、
    請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記オン時間検出回路が前記第一のターンオフ信号を出力する時、前記スイッチ部のオン時間が、前記オン時間検出回路によって測定された時間の１．５０～２．５０倍である、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  7. 　入力電圧を受ける入力部、
    　前記入力部から前記入力電圧を受けている期間ではエネルギーを蓄積し、前記入力電圧を受けていない期間では前記エネルギーを出力するエネルギー伝達部、
    　制御信号に応じてオンオフすることによって、前記入力部から前記エネルギー伝達部への前記入力電圧の供給を制御するスイッチ部、
    　前記エネルギー伝達部から出力される前記エネルギーを利用して直流電圧を生成する出力電圧生成部、
    　前記出力電圧生成部によって生成された前記直流電圧を負荷に対して印加する出力部、及び、
    　前記エネルギー伝達部が前記エネルギーを出力する期間を示す検出信号を出力するエネルギー出力期間検出部、
    を備えたスイッチング電源装置に搭載される半導体装置であって、
    　前記スイッチ部のオンオフのタイミングを前記制御信号で前記スイッチ部に指示する制御部、
    を備え、
    　前記制御部は、
    　前記エネルギー出力期間検出部から出力される前記検出信号に基づいて、前記エネルギー伝達部が前記エネルギーを連続して出力する時間である導通時間を測定し、
    　前記スイッチ部がオンする周期に対する前記導通時間の割合と、前記スイッチ部のオン時間の半分が経過した時に前記スイッチ部を流れる電流量との積が一定であるように、前記スイッチ部のオンオフのタイミングを決める、
    半導体装置。
PCT/JP2012/004803 2011-08-10 2012-07-27 スイッチング電源装置 WO2013021572A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-175048 2011-08-10
JP2011175048A JP2014200119A (ja) 2011-08-10 2011-08-10 スイッチング電源装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013021572A1 true WO2013021572A1 (ja) 2013-02-14

Family

ID=47668112

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/004803 WO2013021572A1 (ja) 2011-08-10 2012-07-27 スイッチング電源装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2014200119A (ja)
WO (1) WO2013021572A1 (ja)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07322612A (ja) * 1993-07-30 1995-12-08 At & T Corp スイッチモード電源用電流推定回路
JP2007020393A (ja) * 2005-07-08 2007-01-25 Power Integrations Inc スイッチング電源における最大スイッチ電流を制限する方法および装置
JP3973652B2 (ja) * 2004-05-24 2007-09-12 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07322612A (ja) * 1993-07-30 1995-12-08 At & T Corp スイッチモード電源用電流推定回路
JP3973652B2 (ja) * 2004-05-24 2007-09-12 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP2007020393A (ja) * 2005-07-08 2007-01-25 Power Integrations Inc スイッチング電源における最大スイッチ電流を制限する方法および装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2014200119A (ja) 2014-10-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6631277B2 (ja) スイッチング電源装置
US9093908B2 (en) Bidirectional DC-DC converter and method of controlling bidirectional DC-DC converter
US9859788B2 (en) Power factor correction circuit and switching power supply apparatus
JP6004197B2 (ja) 電力変換器
US8379413B2 (en) Circuits and methods for controlling power converters including transformers
JP5828273B2 (ja) スイッチング電源装置
US8335092B2 (en) Isolated switching power supply apparatus
US20160156271A1 (en) Switching power supply device
JP5991078B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2004242377A (ja) スイッチング電源回路の定電流出力制御方法と定電流出力制御装置
US20140211515A1 (en) Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter
JP2008259418A (ja) 電力変換器の最大出力電力を制御するための方法及び装置
US9397579B2 (en) Full-bridge switching DC/DC converters and controllers thereof
JP2016502830A (ja) 負荷を駆動する駆動装置及び駆動方法
US9160238B2 (en) Power converter with current feedback loop
US9831786B2 (en) Switching power-supply device
JP2010226807A (ja) Ｄｃ電源装置
JP2011166941A (ja) スイッチング電源装置
US9276482B2 (en) Forward type DC-DC converter
JP2014099948A (ja) スイッチング電源装置
JP2013153620A5 (ja)
TW202110053A (zh) 功率轉換器電路中電子開關驅動方法及功率轉換器電路
JP6172014B2 (ja) 送電機器及び非接触電力伝送装置
WO2013021572A1 (ja) スイッチング電源装置
KR101816290B1 (ko) 전원 공급 시스템

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12821925

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12821925

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP