JP2006094334A - 発振器及び半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 発振周波数が電源電圧に依存しない発振器を提供する。
【解決手段】
リング状に接続された複数のインバータを備えた発振器であって、複数のインバータに供給する電源電流を生成する電流生成部と、複数のインバータを駆動する電源電圧に比例して電源電流を生成するように電流生成部を制御する電流制御部と備えた発振器。当該発振器は、第1の抵抗体及び第2の抵抗体を有し、電源電圧を抵抗分割した所定の電圧を生成する電圧生成部をさらに備え、電流制御部は、所定の電圧に比例して電源電流を生成するように電流制御部を制御することが好ましい。
【選択図】 図1
【解決手段】
リング状に接続された複数のインバータを備えた発振器であって、複数のインバータに供給する電源電流を生成する電流生成部と、複数のインバータを駆動する電源電圧に比例して電源電流を生成するように電流生成部を制御する電流制御部と備えた発振器。当該発振器は、第1の抵抗体及び第2の抵抗体を有し、電源電圧を抵抗分割した所定の電圧を生成する電圧生成部をさらに備え、電流制御部は、所定の電圧に比例して電源電流を生成するように電流制御部を制御することが好ましい。
【選択図】 図1
Description
本発明は、発振器及び半導体装置に関する。本発明は、特に、発振周波数の変動を抑えることができる発振器及びそれを備えた半導体装置に関する。
従来のリングオシレータとして、特開平5−175793号公報(特許文献1)に開示されたものがある。上記特許文献1に開示された従来のリングオシレータは、複数のインバータと、リーク電流発生部と、該リーク電流発生部で発生したリーク電流に応じた電源電流を該インバータに供給する電流制御部とを備えており、リングオシレータの発振周波数を該リーク電流の大きさによって制御している。
しかしながら、上記従来のリングオシレータは、仮にリーク電流の大きさによりリングオシレータの発振周波数が制御できたとしても、電源電圧の変動に伴い、リングオシレータの発振周波数が変動してしまうという問題が生じていた。
よって、本発明は、上記の課題を解決することのできる発振器及び半導体装置を提供することを目的とする。この目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
上記目的を達成するため、本発明の第1の形態によれば、リング状に接続された複数のインバータを備えた発振器であって、複数のインバータに供給する電源電流を生成する電流生成部と、複数のインバータを駆動する電源電圧に比例して電源電流を生成するように電流生成部を制御する電流制御部とを備えたことを特徴とする発振器を提供する。
上記構成では、複数のインバータに供給される電源電流は、電圧生成部が電源電圧に応じて生成する電圧に比例することとなる。すなわち、上記構成では、電圧生成部が生成する電圧が変化した場合に、電流生成部が、当該変動に応じて複数のインバータに供給される電源電流を変化させることとなる。したがって、上記構成によれば、電圧生成部が生成する電圧が変動した場合であっても、当該発振器の発振周波数を略一定に保つことができる。すなわち、上記構成によれば、電源電圧が変化した場合であっても、発振周波数が当該変化に依存しない発振器を提供することができる。
上記発振器は、第1の抵抗体及び第2の抵抗体を有し、電源電圧を抵抗分割した所定の電圧を生成する電圧生成部をさらに備え、電流制御部は、所定の電圧に比例して電源電流を生成するように電流制御部を制御することが好ましい。
上記構成では、複数のインバータに供給される電源電流を生成するための所定の電圧は、抵抗分割により生成されることとなる。すなわち、当該所定の電圧は、第1の抵抗体と第2の抵抗体との抵抗比によって定まることとなる。そして、上記構成では、プロセス変動等により抵抗体の抵抗値が変動したとしても、当該抵抗比はほとんど変動しない。したがって、上記構成によれば、複数のインバータに供給する電源電流を、電源電圧に比例して生成することができる。ひいては、当該発振器の発振周波数の変動をさらに抑えることができる。
上記発振器において、電流制御部は、ソースに電源電圧が供給されたトランジスタと、一方端がトランジスタのドレインに接続された第3の抵抗体と、所定の電圧が供給された第1の入力端、第3の抵抗体の一方端に接続された第2の入力端、及びトランジスタのゲートに接続された出力端を有するオペアンプとを有し、電流生成部は、オペアンプの出力に基づいて、電源電流を生成することが好ましい。この場合、電流生成部は、所定の電圧が第2の入力端の電圧と略等しくなるように第3の抵抗体を流れる電流を制御することが望ましい。
上記構成では、第3の抵抗体の一方端の電圧は、所定の電圧に比例、すなわち、電源電圧に比例する。そして、第3の抵抗体を流れる電流は、電源電圧に比例するため、電源電流も電源電圧に比例することとなる。また、上記構成では、第3の抵抗体の抵抗値を調整したり、また、例えば、電流生成部がカレントミラー回路を有して構成される場合には、それを構成するトランジスタ及び電流制御部のトランジスタのサイズを調整したりすることにより、電源電流の大きさを容易に制御することができる。
本発明の第2の形態によれば、上記発振器を備えたことを特徴とする半導体装置を提供する。ここで、半導体装置とは、本発明に係る発振器を備えた、半導体により構成された装置一般をいい、その構成に特に限定は無いが、例えば、上記発振器を備えた強誘電体メモリ装置、DRAM、フラッシュメモリ等の記憶装置等の発振信号を必要とするあらゆる装置が含まれる。
以下、図面を参照しつつ、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものではなく、また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせのすべてが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図1は、本発明の一実施形態にかかる発振器100の回路構成を示す図である。発振器100は、リング状に接続された複数のインバータ112を有するインバータ部110と、電流生成部120と、電圧生成部130と、電流制御部140とを備えて構成される。
電流生成部120は、インバータ部110を構成する複数のインバータ112に供給する電源電流I1を生成する。電流生成部120は、p型MOSトランジスタ122及び126と、n型MOSトランジスタ124及び128とを有して構成される。
p型MOSトランジスタ122は、ソースに電源電圧VDDが供給され、ドレインがn型MOSトランジスタ124のドレインに接続されており、ゲートが電流制御部140に接続されている。n型MOSトランジスタ124は、ゲートがドレインに接続されており、ソースが接地されている。
p型MOSトランジスタ126及びn型MOSトランジスタ128は、複数のインバータ112のそれぞれ対して設けられている。具体的には、各p型MOSトランジスタ126は、ソースにVDDが供給され、ドレインが対応するインバータ112に接続されており、ゲートが電流制御部140に接続されている。各n型MOSトランジスタ128は、ソースが接地され、ドレインが対応するインバータ112に接続されており、ゲートがn型MOSトランジスタ124のゲート及びドレインに接続されている。
すなわち、本実施形態において、電流生成部120は、p型MOSトランジスタ122及び126並びにn型MOSトランジスタ124及び128からなるカレントミラーを有する。そして、電流生成部120は、電流制御部140がp型MOSトランジスタ122及び126のゲートに供給した電圧に応じて、電源電流I1を生成する。
電圧生成部130は、所定の電圧の一例である、VDDに比例する電圧V1を生成する。電圧生成部130は、直列に接続された第1の抵抗体132及び第2の抵抗体134を有する。第1の抵抗体132は、一方端にVDDが供給されており、他方端が第2の抵抗体の一方端に接続されている。第2の抵抗体134は、その他方端が接地されている。すなわち、第1の抵抗体132及び第2の抵抗体134は、VDDと接地電位との間に直列に設けられている。そして、電圧生成部130は、第1の抵抗体132と第2の抵抗体134との接続点Aの電圧を、電圧V1として出力する。
電流制御部140は、インバータ112に供給される電源電流I1を制御する。電流制御部140は,p型MOSトランジスタ142と、第3の抵抗体144と、オペアンプ146とを有して構成される。
p型MOSトランジスタ142は、ソースにVDDが供給されており、ドレインが接続点Bにおいて第3の抵抗体144の一方端に接続されている。第3の抵抗体144は、他方端が接地されている。第3の抵抗体144は、その抵抗値R3が調整可能に設けられることが好ましい。例えば、第3の抵抗体144は、トリミング可能に設けられる。本実施形態において、インバータ112に供給される電流I1は、第3の抵抗体144の抵抗値R3に比例しており、抵抗値R3を調整することにより、電流I1を制御することができる。
オペアンプ146は、第1の入力端(−)、第2の入力端(+)、及び出力端を有する。第1の入力端(−)は、電圧生成部130の接続点A、すなわち、第1の抵抗体132の他方端及び第2の抵抗体134の一方端に接続されている。第2の入力端(+)は、接続点B、すなわち、p型MOSトランジスタ142のドレイン及び第3の抵抗体144の一方端に接続されている。オペアンプ146の出力端は、p型MOSトランジスタ142のゲート、及び電流生成部120に設けられたp型MOSトランジスタ122及び126のゲートにそれぞれ接続される。
次に、本実施形態の発振器100の発振周波数fについて説明する。電圧生成部130は、VDDを抵抗分割して電圧V1を生成する。電圧生成部130は、第1の抵抗体132及び第2の抵抗体134の抵抗値をそれぞれR1及びR2とすると、以下の式(1)で表される電圧V1を生成する。
V1=(R2/(R1+R2))*VDD (1)
V1=(R2/(R1+R2))*VDD (1)
本実施形態において、オペアンプ146は、電圧V2を電圧V1と比較し、電圧V2が電圧V1と略等しくなるように、p型MOSトランジスタ142のゲートに供給する電圧を制御する。
V2=V1 (2)
V2=V1 (2)
すなわち、オペアンプ146は、電圧V1が変動した場合、すなわち、VDDが変動した場合、その変動に応じて電圧V2が電圧V1と略等しくなるように、p型MOSトランジスタ142のゲートに供給する電圧を制御する。そして、第3の抵抗体R3を流れる電流I2は、以下の式(3)で表される。
I2=V2/R3 (3)
I2=V2/R3 (3)
すなわち、オペアンプ146は、第3の抵抗体R3を流れる電流I2が、電圧V2に比例するように、p型MOSトランジスタ142のゲートに供給する電圧を制御する。
I2∝V2=V1 (4)
また、電流I2は、式(1)〜(3)より以下となる。
I2=(R2*VDD)/(R3*(R1+R2)) (5)
I2∝V2=V1 (4)
また、電流I2は、式(1)〜(3)より以下となる。
I2=(R2*VDD)/(R3*(R1+R2)) (5)
一方、インバータ112は、それに供給される電源電圧VDD及び電源電流I1に応じて、出力波形の立ち上がり速度を変化させるため、発振器100は、電源電圧VDD及び電源電流I1に応じて、その発振周波数fを変化させる。
発振周波数f∝VDD/I1 (6)
発振周波数f∝VDD/I1 (6)
また、オペアンプ146は、p型MOSトランジスタ142に電流I2に流す電圧を供給するところ、当該電圧は、p型MOSトランジスタ126のゲートにも供給されている。したがって、p型MOSトランジスタ126は、電流I2に比例して電流I1を生成する。
I1∝I2 (6)
発振周波数f∝VDD/I1∝VDD/I2 (7)
I1∝I2 (6)
発振周波数f∝VDD/I1∝VDD/I2 (7)
したがって、式(5)及び(7)より、本実施形態の発振器100の発振周波数fは、電源電圧VDDにほとんど依存せず、抵抗値R1、R2、及びR3によって定まる。
発振周波数f∝(R3*(R1+R2))/R2 (8)
発振周波数f∝(R3*(R1+R2))/R2 (8)
本実施形態では、複数のインバータ112に供給される電源電流I1は、電圧生成部130が電源電圧VDDに応じて生成する電圧V1に比例することとなる。すなわち、本実施形態では、電圧V1が変化した場合に、電流生成部120が、当該変動に応じて複数のインバータ112に供給される電源電流I1を変化させることとなる。したがって、本実施形態によれば、電圧生成部130が生成する電圧V1が変動した場合であっても、発振器100の発振周波数fを略一定に保つことができる。すなわち、本実施形態によれば、電源電圧VDDが変動した場合であっても、発振周波数が当該変動に依存しない発振器100を提供することができる。
また、本実施形態では、発振器100の発振周波数fは、閾値電圧に代表されるトランジスタ特性の変動の影響を受けず、抵抗比のみによって決まるため、調整が容易で、電源電圧やトランジスタ特性のプロセス変動にに依存しない発振周波数を有するパルス信号を生成できる。
図2は、上述した実施形態の発振器100を、半導体装置の一例である強誘電体メモリ装置200に適用した例を示すブロック図である。強誘電体メモリ装置200は、発振器100と、チャージポンプ回路210と、ワード線駆動回路220と、強誘電体キャパシタを有する複数のメモリセルからなるメモリセルアレイ230と、センスアンプ240とを備えて構成される。
発振器100は、駆動電圧としてVDDが供給されており、発振周波数がVDDの変動にほとんど依存しないパルス信号を生成する。チャージポンプ回路210は、発振器100が生成したパルス信号を受け取り、当該発振周波数に基づいて、VDDを昇圧した電圧VPPを生成する。ワード線駆動回路220は、複数のメモリセルに接続された複数のワード線WLが接続されており、選択すべきメモリセルのアドレスを示すアドレス信号に基づいて、当該メモリセルが接続されたワード線WLに電圧VPPを供給して、当該ワード線WLを選択する。これにより、当該メモリセルの強誘電体キャパシタに記憶されたデータに基づいて、当該メモリセルに接続されたビット線BLの電位が変動する。センスアンプ240は、当該ビット線BLの電位の変動に基づいて、当該メモリセルに記憶されたデータを判定する。
上記発明の実施の形態を通じて説明された実施例や応用例は、用途に応じて適宜に組み合わせて、又は変更若しくは改良を加えて用いることができ、本発明は上述した実施形態の記載に限定されるものではない。そのような組み合わせ又は変更若しくは改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
100・・・発振器、110・・・インバータ部、112・・・インバータ、120・・・電流生成部、130・・・電圧生成部、132・・・第1の抵抗体、134・・・第2の抵抗体、140・・・電流制御部、144・・・第3の抵抗体、146・・・オペアンプ、200・・・強誘電体メモリ装置、210・・・チャージポンプ回路、220・・・ワード線駆動回路、230・・・メモリセルアレイ、240・・・センスアンプ
Claims (5)
- リング状に接続された複数のインバータを備えた発振器であって、
前記複数のインバータに供給する電源電流を生成する電流生成部と、
前記複数のインバータを駆動する電源電圧に比例して前記電源電流を生成するように前記電流生成部を制御する電流制御部と、
を備えたことを特徴とする発振器。 - 第1の抵抗体及び第2の抵抗体を有し、前記電源電圧を抵抗分割した所定の電圧を生成する電圧生成部をさらに備え、
前記電流制御部は、前記所定の電圧に比例して前記電源電流を生成するように前記電流制御部を制御することを特徴とする請求項1に記載の発振器。 - 前記電流制御部は、
ソースに前記電源電圧が供給されたトランジスタと、
一方端が前記トランジスタのドレインに接続された前記第3の抵抗体と、
前記所定の電圧が供給された第1の入力端、前記第3の抵抗体の前記一方端に接続された第2の入力端、及び前記トランジスタのゲートに接続された出力端を有するオペアンプと、
を有し、
前記電流生成部は、前記オペアンプの出力に基づいて、前記電源電流を生成することを特徴とする請求項2に記載の発振器。 - 前記電流生成部は、前記所定の電圧が前記第2の入力端の電圧と略等しくなるように前記第3の抵抗体を流れる電流を制御することを特徴とする請求項3に記載の発振器。
- 請求項1から4のいずれか1項に記載の発振器を備えたことを特徴とする半導体装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004279862A JP2006094334A (ja) | 2004-09-27 | 2004-09-27 | 発振器及び半導体装置 |
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JP2004279862A JP2006094334A (ja) | 2004-09-27 | 2004-09-27 | 発振器及び半導体装置 |
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Country Status (1)
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009005214A (ja) * | 2007-06-25 | 2009-01-08 | Ricoh Co Ltd | クロック位相制御装置 |
JP2009194599A (ja) * | 2008-02-14 | 2009-08-27 | Ricoh Co Ltd | 電圧比較回路、その電圧比較回路を有する半導体集積回路及び電子機器 |
JP2010220178A (ja) * | 2009-03-19 | 2010-09-30 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | ディレイ発生回路、定電流源回路 |
US7969253B2 (en) | 2008-09-22 | 2011-06-28 | Etron Technology, Inc. | VCO with stabilized reference current source module |
-
2004
- 2004-09-27 JP JP2004279862A patent/JP2006094334A/ja not_active Withdrawn
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