JP2006067785A - Ｉ２ｔ関数または他の関数を利用した電子回路保護装置 - Google Patents

Abstract

【課題】短絡状態の迅速な保護、及び、時限トリッピングの両方を行うことが可能であり、且つ、従来の装置に遜色ない回路保護装置を提供する。
【解決手段】電流保護装置は、電源出力スイッチに接続されることによって、出力電流を表すフィードバック信号を供給するように適用された電流検知回路と、プリセット可能な基準レベルを越えるフィードバック信号に応答することによって、過電流警告信号を供給する過電流センサーと、フィードバック信号に応答することにより、プリセット関係関数に従った出力電流に関連する第１の信号を生成する関数生成部と、関数生成部の出力に接続することによって、前記過電流警告信号の生成が続いた経過時間をｔとした時に、第１の信号とｔとから得られるものを表す第２の信号を供給する積分回路と、電源スイッチのゲーティング回路を無効にする制御回路とを具備する。遮断信号は、その時の過電流信号の大きさに依存する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、回路保護装置に関し、特に、自動車、または他の用途のための電子システム内の半導体電源スイッチ及び配線を保護する、ヒューズまたはサーマルマグネティック型回路のような従来の二重素子のように機能する電子回路に関する。前記回路保護装置は、高い故障電流に応答して、電源スイッチの駆動回路を迅速に遮断するとともに、Ｉ^２ｔ関数または低レベルオーバーロードに応答して、他の所望の機能による時限遮断を行うことも可能である。本発明は、自動車電子システムに適用された場合について述べたものであるが、当業者には、本発明が他の半導体装置の用途にも有益であることが理解される。

この出願は、２００４年８月２日に出願された米国仮出願番号６０／５９８，１３０と２００４年１１月３日に出願された米国仮出願番号６０／６２４，５６２の優先権を主張するもので、そこで十分に説明されて開示されている全体は、この引用によりここに組み込まれる。

ヒューズは、例えば比率として約１０００％以上の使用限度の高い故障電流に応答して、実質的に瞬間的なトリッピング(tripping)を行う配線保護装置、または、比率として約５００％〜１０００％の過電流に応答して遅延トリッピングを行う配線保護装置として良く知られている。いわゆる二重素子ヒューズや機械的な回路ブレーカーもまた、１つの装置でこれら両方の機能を行うことが可能な装置として良く知られている。このことは、短絡状態における迅速な遮断、及び、一過性突入電流を調節するための時限トリッピングの両方が必要な場合に有利である。ヒューズ及び回路ブレーカーのこれらの機能を利用できる例は多数あるが、従来の装置が十分に機能したものはない。

例えば、自動車の用途に利用することが可能な場合、二重素子ヒューズであっても、自動車電気システムの保護のために、通常、動作が速いヒューズと、時間遅延ヒューズとが別々に使用されている。

時間遅延トリッピング機能が要求される用途の例に、ヘッドライト回路とモータがある。自動車のヘッドライトは、幅広い温度にさらされる。そして、非常に低い温度で点灯されると、非常に高い一過性突入電流、例えば、温度−４０Ｃにおいて通常動作電流の１０倍の電流を受ける可能性がある。モータもまた高い突入（開始）電流が発生する。

実際には、異なるタイプのヒューズを設けることで、直前に前もって短絡状態または過電流状態を保存しなければならないことはさておき、自動車内の切れたヒューズの交換は、しばしばヒューズが乗員区画とエンジン区画とから離れた場所に配置されているので、一般的に不便である。

従来の回路ブレーカーは、二重保護機能を備え、且つ簡単にリセットすることが可能であった。しかしながら、たとえ最小のサーマル−マグネティック回路ブレーカーと、それを取り付けるように設計されたパネルとでも、実際の自動車の用途としては十分小さくはないとともに、不自由な場所に配置されることになる。回路ブレーカーの価格は更に重要な問題となる。

類似の目的、すなわち、突入電流よりも低い電流における保護を行う構成は存在している。その原理は、電源スイッチがオンにされた後、所定の時間の間、高レベルの保護電流をセットするとともに、この所定の時間の後、低レベルの保護電流をセットするものである。この考え方の主な欠点は、動作が時間にしか関連しておらず、消費エネルギーには関連していないことである。例えば、電球のスイッチがオンの状態の際には、装置が電球の突入電流における保護モードになるので、保護電流は低下するとともに、電球は決して点灯することはない。

さらにより良い過電流保護のために、エネルギー消費に実際的に関連した制御を行った方が良い。

故に、短絡状態の迅速な保護、及び、一過性突入電流を調節するための時限トリッピングの両方を行うことが可能であり、且つ、従来の装置に遜色ない、自動車用途及びそれと同様な用途向けの、切り換え（switched）半導体電源装置の保護に適した回路保護装置が要望されている。

本発明は、自動車電気システム、または、負荷電流が過電流状態を表す第１プリセット限界を越えた時に時限遮断を行い、且つ、負荷電流が短絡状態を表す第２プリセット限界に達した時に即時遮断を行う類似の用途に用いることを意図した、回路保護装置及び切り替え半導体電源装置の回路保護方法によって、上述の要望に対応するものである。過電流遮断の時間遅延は、Iを負荷電流とし、ｔを経過時間とした場合に、負荷電流が、Ｉ²ｔの量を表す信号を生成することにより、どれだけ第１限界を越えたかによって決まる。一方、他の関連した関数を用いても良い。最も概念的には、ｆ（Ｉ）＝ａ＋ｂｉ^２＋ｃｉ^３…の式の多項式を用いても良い。以下の記載は、便宜上、Ｉ^２の関係を用いた限定されない実施形態である。

ある構成によれば、本発明は、電源スイッチに接続されるとともに、出力電流Ｉを表すフィードバック信号を供給する電流検知回路と、プリセット可能な基準レベルを超えた前記フィードバック信号に応答することにより過電流警告信号を供給する過電流センサーと、出力電流に応答することにより、Ｉ^２の関係（または他の所望の関係）によって表される第１信号を生成する関数生成回路と、前記関数生成回路の出力に接続されるとともに、過電流警告信号の生成が続いた経過時間をｔで表した場合に、前記第１信号と、ｔとで表される第２信号を供給する積分回路と、遮断信号を供給するために、前記第２信号のプリセット可能な値に応答することによって、電源出力スイッチのゲーティング回路を無効にする制御回路とを具備し、前記遮断信号は過電流信号の大きさに依存して１回供給されることを特徴とする回路保護装置である。

さらに第１の構成によれば、本発明は、第１信号関数が、調整された電流ソースと積分回路とを具備する区分的線形近似回路によって生成されることを特徴とする。また、第１の構成によれば、本発明は、前記制御回路が、前記電源スイッチの駆動回路を無効にするように設計されたラッチング回路であることを特徴とする。第１の構成のさらなる特徴によれば、本発明は、プリセット可能な短絡電流基準レベルを越える出力電流に応答するように設計されることにより、遅延無く駆動回路を無効にするように制御回路を動作させる。

変形させた第１の構成によれば、本発明は、電流フィードバック信号と、制御信号との間の所望の関係関数を、他の方法で実行しても良い。例えば、電流イメージをデジタルワードに変換することによって、一部または全部がデジタルで実行され、且つ、適切な計算によって生成される所望の関数で実行されても良い。

第２の構成によれば、本発明は、半導体電源出力スイッチを具備する電気システムまたは同等のものを保護する方法であって、電流検知回路を電源スイッチに接続することによって、前記電源の出力電流Ｉを表すフィードバック信号を取得するステップと、前記フィードバック信号を、過電流状態を表すプリセット可能な基準レベルと比較するステップと、過電流状態が存在した時に、ｆ（Ｉ）^２の関係による第１信号を生成するステップと、前記第１信号を積分することにより、前記第１信号と、過電流状態の開始からの経過時間ｔとの積を表す第２信号を供給するステップと、前記第２信号が、プリセット可能な第２基準レベルを越える時に、過電流の大きさに依存した制御信号を１回供給することによって、前記電源を無効にする制御信号を供給するステップとを含むことを特徴とする方法である。

さらに第２の構成によれば、本発明は、前記第２信号は、区分的線形近似によって、または、デジタル計算によって生成されることを特徴とする。また、第２の構成によれば、本発明は、前記制御信号が、前記出力電源スイッチの駆動回路を無効にするように設計されたラッチング回路を動作させることを特徴とする。第２の構成のさらなる特徴によれば、本発明は、前記制御信号が、出力電流がプリセット可能な短絡電流基準レベルを越えた時に、遅延無く生成されることを特徴とする。

第３の構成によれば、本発明は、フィードバック信号によって並列駆動され、かつ直列に(in the series)前記電流ミラーの出力に接続された一連の電流ミラー回路と、それぞれの電流ミラー回路のための電流基準ソースと、前記電流ミラー回路と前記電流基準ソースとに接続し、区分的加法式によって出力を供給する加算部とを具備し、第１信号を生成するために使用されることを特徴とする区分的線形近似回路である。

さらに第３の構成によれば、本発明は、ミラー比は、区分的近似のそれぞれの部分的な傾きを決定する。制限されない例によれば、前記ｎ番目の電流ミラーのミラー比Ｒ_ｎは、前記（ｎ−１）番目の電流ミラーのミラー比に対して、式Ｒ_ｎ＝２Ｒ_{（ｎ−１）}の関係を持つ。

付加的な第３の構成によれば、本発明は、前記電流基準レベルは、傾きが上側に変化する電流をそれぞれ決定するために選択されることを特徴とする。

第４の構成によれば、本発明は、二乗関数以外の一般式（ａ＋ｂｉ＋ｃｉ^２＋ｄｉ^３…）の生成関数が適用される区分的線形近似回路である。

本発明の他の特徴及び利点は、添付された図面を参照する本発明の以下の記載から明らかである。

図１は、ＭＯＳＦＥＴ電源スイッチを用いた典型的な回路を保護する本発明の適用例を示した全体的なブロック図である。

図２は、図１を実施する典型的なＩ^２ｔ関数を、より詳細に説明する図である。

図３は、Ｉ^２信号を供給する区分的線形近似回路の実施形態を示す図である。

図４は、図３に示された回路の動作を説明する波形図である。

図５は、装置全体の機能上の動作を説明する表である。

上記図面を通して、同一の要素には同じ参照符号が付してある。

ここで、図１を参照すると、符号１０で概略が示されるような回路保護装置は、ＭＯＳＦＥＴの図示を目的として示してある出力スイッチトランジスタ１２を駆動するが、この出力スイッチトランジスタ１２は、ＩＧＢＴでも、他の電源スイッチでも良い。図１は、ＭＯＳＦＥＴ１２を具備した集積回路としてのシステムの構造も示しているが、前記保護回路及び前記電源スイッチを共に具備して(copacked)も良い。また、別々の構成要素が用いられても良い。

前記電源回路は、ハイ側とロー側とのトランジスタスイッチが出力ノード５４に共に接続している、フルブリッジまたはハーフブリッジの形態でも良い。その場合、保護回路１０は、それぞれの出力スイッチと連携する。

保護装置１０は、あらゆる従来の構造、または所望の構造の駆動回路１４を経由して、ＭＯＳＦＥＴ１２の動作を制御することを意図するものである。従来のチャージポンプ１８と、適切なリバースバッテリー保護回路２０とを設けても良い。駆動部１４は、いつ駆動部１４を無効にするかを決定する保護論理回路に接続されている。

前記保護装置回路は、論理信号入力ピン２４と、シュミットトリガー回路２６と、ラッチングフリップフロップ２８と、ＡＮＤゲート１６とに接続された入力回路２２を具備している。

シュミットトリガー回路２６は、ラッチ回路２８のＳＥＴ入力を供給し、ＡＮＤゲート１６の入力のうちの１つもまた供給する。ラッチ回路２８のリセット入力は、ＯＲゲート３０によって供給される。これは、より詳細に以下で説明するように、時限過電流遮断信号を供給するＩ^２ｔ関数生成部３２から、第１入力を受信する。第２入力は、即時に短絡遮断信号を供給する、任意の適切なタイプの電流検知出力しきい値回路３４から供給される。第３入力は、装置内の温度が過度に上がらないように保護する温度センサ３６から供給される。

前記オーバーロード遮断機能は、コンパレータ３８と、Ｉ^２ｔ関数生成部３２とによって実施される。図２及び図３に、これらをより詳細に示す。コンパレータ３８は、基準電圧ソース４０、及び、ピン４２（図１を参照）の電流フィードバック信号からの供給を受ける。前記基準電圧ソース４０は、過電流状態を表す所望のしきい値をプリセットするとともに、ピン４２は、電源出力ＭＯＳＦＥＴ１２から出されている負荷電流を表すフィードバック信号を供給する。前記電流フィードバック信号は、ダイオード４４，４６と、トランジスタ４８，５０と、トランジスタ５０のゲート電極を駆動するＯＰアンプ５２とを具備する回路によって生成される。ＯＰアンプ５２の正の入力は、出力ピン５４によって供給され、且つ、負の入力は、トランジスタ４８，５０の間のノードから供給される。

図２に、コンパレータ３８と同様に過電流警告信号を出す、限定されない一般的な構造である、典型的なＩ^２ｔ関数生成部３２を示す。図３に、典型的なＩ^２区分的線形近似回路自身を示す。図２を参照すると、前記Ｉ^２信号ソースは、適切なトランジスタスイッチ５８を経由して、シュミットトリガー二重レベルしきい値回路６２に供電するキャパシタ６０と接続する、電流ソース５６として示されている。電圧ソース４０は、保護されている配線及びシステムの構成要素の名目上の比率を表すコンパレータ３８のしきい値レベルをセットすることにより、電流フィードバックピン４２におけるフィードバック信号で表される電流が過電流限界を超える度に、スイッチ５８の制御信号を供給する。スイッチ５８が閉じた場合、キャパシタ６０は、ソース５６からのＩ^２電流信号によって充電され、且つ、回路６２の上側しきい値レベルに達すると、ＯＲゲート３０の入力の１つとしてリード線６４に出力信号を供給し、ラッチ回路２８をリセットする。上記内容が起きると、ラッチ回路２８の出力Ｑは下がるとともに、ＡＮＤゲート１６の出力もまた下がり、且つ、リード線６６上の信号は、駆動部１４を無効にする。

前記電圧横断キャパシタ６０は、再スタート放電電流ソース６８によって制御される。キャパシタ６０は、十分に充電されることによって、回路６２の入力における電圧がしきい値の下限より下に下がるまでラッチング回路２８をセットさせないようにする。

駆動部１４を再スタートさせるためには、入力ピン２４の信号を再利用することによって、シュミットトリガー２６を経由してラッチ回路２８をセットしなければならない。これにより、ＡＮＤゲート１６の出力が、駆動部１４を再活性化させることができる。しかしながら、キャパシタ６０が十分に放電されることでトリガー回路６２の下側しきい値より下に下がるまでは、ＯＲゲート３０は、ラッチ回路２８がセットされないようにする。このように、一旦、フィードバック信号がコンパレータ３８の過電流しきい値より下に下がると、スイッチ５８が開くとともに、電流ソース６８はキャパシタ６０を放電させる。上述した回路の機能性を、処理状態と、入力ピン２４の信号と、出力ピン５４と、フィードバックピン４２の電圧を表にした図５の真理値表に示す。

図示された構成によって、電球が交換された場合に、回路がラッチオフのままでいることは、確実に不可能になる。このように、例えば、スイッチがオンの状態で電球が交換された場合、電流保護レベルは下がるが、装置は電球の突入電流のために保護モードのままでいることはできない。

ここで、図３に戻ると、区分的線形近似回路５６は、４つの電流ミラー回路Ｍ５６、Ｍ５７、Ｍ５８、Ｍ５９と、そのそれぞれと関連性を持っている、図に示すように接続された電流基準回路Ｍ５１、Ｍ５２、Ｍ５３、Ｍ５４とを具備する。電流フィードバックピン４２からの信号は、適切な方法で接続されることによって、抵抗Ｒ５３を経由して電流を供給し、抵抗Ｒ５３は、単一のミラー比を有する電流ミラー回路Ｍ５５に供給することにより、前述のミラー回路Ｍ５６〜Ｍ５９に入力する。後者は、二乗関数の合成に適した最適ミラー比を備えるように設計されている。ミラー回路Ｍ５６〜Ｍ５９のミラー比は、それぞれ１Ｘと、２Ｘと、４Ｘと、８Ｘとであることが望ましい。これらの比は、区分的近似要素の傾きを定義する。

前記電流基準Ｍ５１〜Ｍ５４は、それぞれ１：３：１６：６４の電流比によって、ミラー回路Ｍ５６〜Ｍ５９に電流信号を出す。これらは、近似要素の傾きが変化するミラー回路の電流レベルを決定する。

それ故、ミラー回路Ｍ５６〜Ｍ５９によって供給される電流の合計が、抵抗Ｒ５５で計算される。ダイオード回路Ｄ１７〜Ｄ２０は、電流ミラーと、関連する電流基準との間の電流差を考慮して、各ミラー回路の端部(leg)に設けられる。

さらに詳細には、例えば端部Ｍ５６−Ｍ５１を考えると、もし、Ｍ５６が流そうとする電流が、Ｍ５１が流そうとする電流より低いならば、ダイオードＤ１７のカソードにおける電圧は、ＶＤＤ電源に近くなる。そのため、電流は、前記ダイオードのブロッキング機能のおかげで、抵抗Ｒ５５を経由するこの区間には全く流れない。Ｍ５６が流そうとする電流が、Ｍ５１が流そうとする電流より高いならば、ダイオードＤ１７のカソードにおける電圧は、ＧＮＤに近くなる。そのため、Ｍ５６からの電流が、抵抗Ｒ５５を経由して流れる。

上記した前記ミラー比と基準電流比とに対する動作において、出力総和抵抗Ｒ５５によって供給される信号は、以下の１から４の式で示される。
（１） ＩＲ＜ＩＭ５１の場合：ＩＭ１６＝０
（２） ＩＭ５１＜ＩＲ５３＜ＩＭ５３の場合：ＩＲ５５＝（ＩＲ５３−ＩＭ５１）
（３） ＩＭ５２＜２ｘＩＲ５３＜ＩＭ５３の場合：ＩＴ５５＝（ＩＲ５３−ＩＭ５１）＋（２ｘＩＲ５３−ＩＭ５２）
（４） ＩＭ５３＜４ｘＩＲ５３＜ＩＭ５４の場合：ＩＲ５５＝（ＩＲ５３−ＩＭ５１）＋（２ｘＩＲ５３−ＩＭ５２）＋（４ｘＩＲ５３−ＩＭ５３）

図４に、回路５６によって与えられる区分的線形近似の効果を示す。ここで、電流Ｉに対応した、入力信号に対するＩ^２のシミュレーションである波形Ａを、実際のＩ^２関数を示す波形Ｂと比較して示す。波形Ｃ〜Ｆはそれぞれ、ダイオードＤ１７〜Ｄ２０によって行われる、シミュレーションの各段階における寄与を表す。観察してわかるように、上述のように最適化されたミラー比と電流基準に対して、この合成出力は、広範囲な入力の実際の二乗関数を近似するのに優れている。

前記Ｉ^２ｔ関数は、システムへ入力されるエネルギーに直接的に関連している、言い換えると、熱による潜在的なダメージに関連し得るので、非常に有益である。

前記区分的線形近似回路は、代わりに、Ｉ^３、ｌｎ（Ｉ）、ｃｏｓ（Ｉ）．．．のような他の関数を最適に近似するようにしても良い。この時、傾きの近似要素は、方向を変化させないことだけが制限される。このことは、計算によって、または、トライアルアンドエラーのシミュレーションによって、今後正しい方法で成し遂げられる。

本発明は、その特定の実施形態に関連して記載されているが、他の多くの変形、改造、その他の使用は当業者には明確である。それ故、本発明は、ここに開示した特定事項に限定されるものではないが、添付の特許請求の範囲によって認められる全ての範囲に与えられるものである。

ＭＯＳＦＥＴ電源スイッチを用いた典型的な回路を保護する本発明の適用例を示した全体的なブロック図である。 図１を実行した典型的なＩ^２ｔ機能をより詳細に説明する図である。 Ｉ^２信号を供給する区分的線形近似回路の実装を示す図である。 図３に示された回路の動作を説明する波形図である。 装置全体の機能上の動作を説明する表である。

符号の説明

１０ 回路保護装置
１２ 出力スイッチトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ、出力スイッチトランジスタ
１４ 駆動回路
１６ ＡＮＤゲート
１８ チャージポンプ
２０ リバースバッテリー保護回路
２２ 入力回路
２４ 入力ピン
２６ シュミットトリガー回路（シュミットトリガー）
２８ ラッチングフリップフロップ（ラッチ回路）
３０ ＯＲゲート
３２ Ｉ^２ｔ関数生成部
３４ 電流検知出力しきい値回路
３６ 温度センサ
３８ コンパレータ
４０ 基準電圧ソース（電圧ソース）
４２ ピン（電流フィードバックピン）
４４，４６ ダイオード
４８，５０ トランジスタ
５２ ＯＰアンプ
５４ 出力ノード（出力ピン）
５６ 電流ソース（ソース）
５８ スイッチ
６０ キャパシタ
６２ 回路
６４，６６ リード線
６８ 再スタート放電電流ソース（電流ソース）
Ｍ５１，Ｍ５２，Ｍ５３，Ｍ５４ 電流基準回路
Ｍ５６，Ｍ５７，Ｍ５８，Ｍ５９ 電流ミラー回路
Ｒ５３ 抵抗
Ｒ５５ 抵抗
Ｄ１７〜Ｄ２０ ダイオード回路

Claims (15)

1. 半導体電源出力スイッチを具備する電気システムのための回路保護装置であって、
   電源に接続されるとともに、前記電源の出力電流Ｉを表すフィードバック信号を供給する電流検知電子回路と、
   第１のプリセット可能な基準レベルを超えた前記フィードバック信号に応答することにより過電流警告信号を供給するしきい値装置と、
   前記フィードバック警告信号に応答することにより関係関数ｆ（Ｉ）で表される信号を生成する関数生成回路と、
   前記関数生成回路の出力に接続されるとともに、過電流警告信号の続いた結果の経過時間をtで表した場合に、ｆ（Ｉ）＊ｔの量で表される信号を供給する積分回路と、
   電源を無効にする遮断信号を供給するために、前記積分回路の出力の第１のしきい値に応答する制御回路と
   を具備することを特徴とする回路保護装置。
2. 前記制御回路は、前記電源スイッチの駆動回路を無効にする第１の状態にセットされ、且つ、前記電源スイッチ駆動回路を有効にする第２の状態にセットされるラッチング回路を具備することを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置。
3. 前記関数生成回路は、関係関数ｆ（Ｉ）＝Ｉ^２に従った信号を生成する二乗回路であることを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置。
4. 前記関数生成回路は、前記出力電流Ｉを表す入力関数として、Ｉ^２の区分的線形近似を供給することを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置。
5. 前記制御回路は、プリセット可能な第２短絡電流基準レベルを越える出力電流に応答することにより、前記電源スイッチの前記制御回路を実質的に遅延無く無効にすることを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置。
6. 前記積分回路のためのクリアリング回路を更に具備し、
   前記制御回路は、前記積分回路の出力が第２のしきい値以下の場合だけ、前記電源駆動回路を有効にすることを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置。
7. 前記関係関数の式はｆ（Ｉ）＝ａ＋ｂｉ^２＋ｃｉ^３…であることを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置。
8. 変動量Ｉで表される入力信号に応答することにより所望の関係関数ｆ（Ｉ）に従った量で表される出力信号を生成する区分的線形近似回路であって、
   それぞれが別々のミラー比で特徴付けられ、直列に接続された複数の電流ミラー回路と、
   それぞれの前記電流ミラー回路に対応する複数の電流基準ソースと、
   前記電流ミラー回路と、前記電流基準ソースとに接続されるとともに、前記複数の電流ミラー回路からの電流の組み合わせによる出力変動を表す出力信号を供給する加算回路と
   を具備し、
   前記電流ミラー回路は、前記入力変動信号Ｉによって、及び、直列の前記電流ミラーの出力によって、並列駆動され、それぞれの前記電流基準ソースは、別々の値を保持することを特徴とする区分的線形近似回路。
9. 前記ミラー比は、前記入力変動量に対する前記出力変動量を表す曲線の傾きの要素を決定するために選択され、
   前記電流基準値は、傾きが上側に変化する入力変動量のそれぞれの値を決定するために選択されることを特徴とする請求項８に記載の区分的線形近似回路。
10. 前記ミラー比と前記電流基準とは、前記入力変動量Ｉが、関係関数ｆ（Ｉ）＝Ｉ^２に従った出力変動量と関連するように選択されることを特徴とする請求項９に記載の区分的線形近似回路。
11. 前記関係関数の式はｆ（Ｉ）＝ａ＋ｂｉ^２＋ｃｉ^３…であることを特徴とする請求項８に記載の区分的線形近似回路。
12. 半導体電源出力スイッチを具備する電気システムまたは同等のものを保護する方法であって、
    電流検知回路を電源スイッチに接続することによって、前記電源スイッチの出力電流Ｉを表すフィードバック信号を取得するステップと、
    前記フィードバック信号と、過電流状態を表すプリセット可能な基準レベルとを比較するステップと、
    プリセット関係関数に従った電流Ｉに関連する第１信号を生成するステップと、
    前記第１信号を積分することにより、前記第１信号と、過電流状態が開始されてからの経過時間ｔとの積を表す第２信号を供給するステップと、
    前記第２信号がプリセット可能な第２基準レベルを越える時に、前記電源スイッチの駆動回路を無効にする制御信号を供給するステップとを具備し、
    前記制御信号は、過電流の大きさに依存した制御信号を１回供給されることを特徴とする方法。
13. Ｉが、短絡状態を表す第２プリセットレベルを越える場合、実質的に遅延無く駆動回路を無効にするステップを更に含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 前記関係関数の式は、ｆ（Ｉ）＝Ｉ^２であることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
15. 前記関係関数の式は、ｆ（Ｉ）＝ａ＋ｂＩ^２＋ｃＩ^３…であることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
    

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