JP2010279158A - 回路保護装置 - Google Patents

Abstract

【課題】キャパシタを用いることなく、簡単な回路構成で負荷電流又は負荷電流の二乗を積分した積分値が所定値を超えたときに遮断できるようにして、小型化、軽量化を図った回路保護装置を提供する。
【解決手段】複数の第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｐｍ４がそれぞれ、電流検出値ＶＭＯが第１〜第４基準電圧ＶＲＥＦ１〜ＶＲＥＦ４を超えたか否かを判定する。第１〜第４基準電圧ＶＲＥＦ１〜ＶＲＥＦ４は、互いに異なる値に設定されている。加減算回路１８は、第１コンパレータＣｍｐ１により第１基準電圧ＶＲＥＦ１以下であると判定されている間、所定時間毎に異常判定値から１を減算し、基準電圧を超えていると判定している第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４のうち最も大きな基準電圧に設定されているコンパレータに対応して予め定めたａ〜ｃを所定時間毎に異常判定値に加算する。異常判定値が所定値を超えたときに遮断回路１９が、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオフして負荷電流ＩＬの供給を遮断する。
【選択図】図１

Description

本発明は、回路保護装置に係り、特に、負荷電流の異常を検出したときに直流電源から負荷に対する電源供給を遮断して回路を保護する回路保護装置に関するものである。

一般に、車両において、車載バッテリからの電源はパワーＭＯＳＦＥＴ及び絶縁被覆により覆われた電源線を介して車両の各部に配されている負荷に供給されている。上述した電源線は、常時振動しているエンジンルーム内等において車体に沿って配索されるが、このとき、車体の角部に接近して位置されていると、振動により角部と断続的な接触を繰り返すようになり、これが長期間続くと電源線の絶縁被覆が車体の角部により徐々に削られて内部導線が微少ではあるが露出するようになる。

この電源線の露出部が車体と接触することに伴って、電源線にデッドショートやレアショートが起こり、過電流が流れるとパワーＭＯＳＦＥＴや電源線が加熱して熱破壊する事態に至るようになる。そこで、このような事態が至ることを未然に防止するために、特許文献１に記載された回路保護装置が提案されている。

この回路保護装置は、負荷電流ＩＬを表すフィードバック信号が基準電圧を超えている間に負荷電流ＩＬの２乗を積算し、その積算値であるＩＬ²×ｔが上限閾値レベルを超えたときにパワーＭＯＳＦＥＴをオフして車載バッテリから負荷に供給される電源を遮断する。詳しくは、この回路保護装置は、図５（Ａ）に示すように、電流ソース１０１と、ＩＬ²×ｔ生成部１０２と、シュミットトリガー二重レベル閾値回路１０３と、を備えている。

上記電流ソース１０１は、ＩＬ²に応じたＩＬ²電流信号を供給する回路である。上記ＩＬ²×ｔ生成部１０２は、上記電流ソース１０１によって供給されたＩＬ²電流信号を積算してＩＬ²×ｔに応じたＩＬ²×ｔ信号を生成する回路である。シュミットトリガー二重レベル閾値回路１０３は、ＩＬ²×ｔ信号が上側閾値レベルを超えたときにパワーＭＯＳＦＥＴをオフする遮断信号を出力する回路である。

次に、上記電流ソース１０１の詳細について、図５（Ｂ）を参照して説明する。上記電流ソース１０１は、複数の電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４と、複数の基準回路Ｍ２１〜Ｍ２４と、複数のダイオードＤ１〜Ｄ４と、抵抗Ｒ５５と、を備えている。複数の電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４は、互いに直列に接続されている。また、複数の電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４は、負荷電流ＩＬが入力され、ミラー比がそれぞれ１：２：４：８に設定されている。

上記複数の基準回路Ｍ２１〜Ｍ２４は、複数の電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４に対応して設けられている。複数の基準回路Ｍ２１〜Ｍ２４はそれぞれ、１：３：１６：６４の電流比となる基準電流を発生させる。ダイオードＤ１〜Ｄ４はそれぞれ、互いに対応して設けられた電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４と基準回路Ｍ２１〜Ｍ２４との両者に接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、接続された電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４の出力電流が基準回路Ｍ２１〜Ｍ２４の基準電流よりも高いときのみ抵抗Ｒ５５に電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４の出力電流を供給する。この抵抗Ｒ５５により、ダイオードＤ１〜Ｄ４を経由して供給された電流ミラー回路Ｍ１１〜Ｍ１４の出力電流が加算される。そして、この抵抗Ｒ５５に流れる電流がＩＬ²に応じたＩＬ²電流信号として出力される。

次に、上記ＩＬ²×ｔ生成部１０２の詳細について、図５（Ａ）を参照して以下説明する。ＩＬ²×ｔ生成部１０２は、キャパシタＣと、スイッチＳＷ１と、放電電流ソース１０２ａと、を備えている。上記キャパシタＣは、ＩＬ²電流信号によって充電される。このキャパシタＣの両端電圧Ｖｃａｐが、ＩＬ²×ｔに応じたＩＬ²×ｔ信号となる。上記スイッチＳＷ１は、電流ソース１０１とキャパシタＣとの間に接続されている。上記スイッチＳＷ１は、負荷電流ＩＬが増加してフィードバック信号が基準電圧を超えるとオンして、ＩＬ²電流信号によりキャパシタＣを充電する。放電電流ソース１０２ａは、一定の放電電流でキャパシタＣを放電する。

上述したＩＬ²×ｔ信号は、電源装置に発生するエネルギーに直接的に関連している。言い換えると、熱による潜在的なダメージに応じた値なので、非常に有益である。また、図５に示す回路保護装置は、ＩＬ²の積分値ＩＬ²×ｔが上限閾値レベル以上のときに遮断しているが、単にＩＬの積分値ＩＬ×ｔが所定値以上のときに遮断するものも提案されている（特許文献２）。

しかしながら、上述した特許文献１に記載された従来例では、ＩＬ²信号やＩＬ²×ｔ信号を得るために図５に示すように大掛かりな回路が必要なため装置が大型化してしまう。しかも、上述した従来例は何れも負荷電流ＩＬ又は負荷電流ＩＬの２乗を積分するためにキャパシタＣを用いているため、装置が大型化する、という問題点があった。特にスローブローヒューズのようにゆっくりと遮断する特性を得るためにはキャパシタＣの容量を大きくする必要がありさらに大型化してしまう。

特開２００６−６７７８５号公報 特開２００５−１０２４７４号公報

そこで、本発明は、キャパシタを用いることなく、簡単な回路構成で負荷電流又は負荷電流の二乗を積分した積分値が所定値を超えたときに遮断できるようにして、小型化、軽量化を図った回路保護装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、直流電源から負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記検出された負荷電流が閾値を超えたか否かを判定する、互いに異なる前記閾値が設定された複数の比較器と、前記閾値を超えていると判定している比較器のうち最も大きな閾値に設定されている比較器に対応して予め定めた加算値を所定時間毎に異常判定値に加算する加算回路と、前記異常判定値が所定値を超えたときに前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断する第１遮断手段と、を備えたことを特徴とする回路保護装置に存する。

請求項２記載の発明は、前記複数の比較器のうち最も小さい閾値に設定されている比較器により前記閾値以下であると判定されている間、前記所定時間毎に前記異常判定値から予め定めた減算値を減算する減算回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置に存する。

請求項３記載の発明は、前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定されたとき、直ちに前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断する第２遮断手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の回路保護装置に存する。

請求項４記載の発明は、前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定された状態が一定時間以上継続したとき、前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断する第２遮断手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の回路保護装置に存する。

請求項５記載の発明は、前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定されたとき、一旦前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断し、その後前記電源供給を再開させても、前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定されている場合、前記電源供給の遮断を継続する第２遮断手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の回路保護装置に存する。

請求項６記載の発明は、設定された閾値が大きい比較器ほど大きな加算値が設定され、
前記任意の比較器には、｛（当該比較器に設定された閾値）／（前記複数の比較器に設定された閾値のうちの最小）｝²以下の加算値が設定されていることを特徴とする請求項１〜６何れか１項に記載の回路保護装置に存する。

以上説明したように請求項１記載の発明によれば、複数の比較器と加算回路を構成する論理回路とで構成することにより、キャパシタを用いることなく、簡単な回路構成で負荷電流又は負荷電流の二乗を積分した積分値が所定値を超えたときに遮断できるようにして、小型化、軽量化を図った回路保護装置を得ることができる。

請求項２記載の発明によれば、減算回路により判定値を減算することにより、より一層、熱によるダメージに応じて適切に遮断する回路保護装置を得ることができる。

請求項３記載の発明によれば、第２遮断手段によりデッドショートが発生して大電流が流れると直ちに遮断されるので、より一層確実に回路を保護することができる回路保護装置を得ることができる。

請求項４及び５記載の発明によれば、ノイズの影響で大きな負荷電流が誤検出されたときに電源供給が遮断されてしまうのを防止することができる回路保護装置を得ることができる。

請求項６記載の発明によれば、負荷電流の二乗を積分した積分値が所定値を超えたときに遮断できるようにした回路保護装置を得ることができる。

本発明の回路保護装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。 第１〜第４ナンドゲート及び第１〜第４過電流信号の真理値表である。 スイッチのオンオフ状態、負荷電流、電流検出値、サンプリングクロック、第１〜第４過電流信号、過電流遮断信号、ラッチ回路の出力を示すタイムチャートである。 他の実施形態における本発明の回路保護装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。 （Ａ）は従来の回路保護装置の一例を示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）に示す電流ソースの詳細を示す回路図である。

以下、本発明の回路保護装置を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の回路保護装置を組み込んだ電源供給装置を示す回路図である。同図に示すように、電源供給装置は、図示しない車載バッテリと接続された電源端子ＶＢと、車載バッテリから電源が供給される負荷１０と、負荷１０に対する電源供給をオン／オフするマルチソース型のＭＯＳＦＥＴＱ１と、装置全体を過電流から保護する回路保護装置１１と、を備えている。

上述したＭＯＳＦＥＴＱ１は、メインＦＥＴＱ１１と、センスＦＥＴＱ１２と、が内蔵されたワンチップで構成され、ドレイン端子Ｄ、ゲート端子Ｇ、第１メインソース端子ＳＭ１、第２メインソース端子ＳＭ２及びセンスソース端子ＳＳの５つの外部接続端子が設けられている。上記メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２は、ＮチャンネルのＦＥＴであり、ドレイン及びゲート同士が互いに接続されると共に、それぞれがドレイン端子Ｄ及びゲート端子Ｇに接続されている。

また、メインＦＥＴＱ１１は、ソースが２つに分岐して第１メインソース端子ＳＭ１及び第２メインソース端子ＳＭ２に接続されている。センスＦＥＴＱ１２は、ソースがセンスソース端子ＳＳに接続されている。上述した内部構成のＭＯＳＦＥＴＱ１は、ドレイン端子Ｄが電源端子ＶＢに接続され、第１メインソース端子ＳＭ１が負荷１０に接続されると共に、ゲート端子Ｇが抵抗ＲＧを介してスイッチＳＷに接続されている。

スイッチＳＷは、駆動電源ＶＰの＋側に接続されたオン接点ｏｎと、グランドに接続されたオフ接点ｏｆｆと、を有している。上記駆動電源ＶＰは、−側が電源端子ＶＢに接続され、＋側がオン端子ｏｎに接続されている。以上の構成により、スイッチＳＷがオン接点ｏｎ側に切り換えられると、抵抗ＲＧを介してゲート端子Ｇに駆動電源ＶＰが供給されてメインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２がオンして、負荷１０に負荷電流ＩＬが供給される。一方、スイッチＳＷがオフ接点ｏｆｆ側に切り換えられると、抵抗ＲＧを介してゲート端子Ｇにグランドが接続されてメインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２がオフして、負荷１０に供給された負荷電流ＩＬが遮断される。

また、上記メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２は、素子面積がｎ：１の比率となるように、設けられている。このＭＯＳＦＥＴＱ１は、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＱ１２のゲート−ソース間電圧を互いに等しくすると、メインＦＥＴＱ１１のソースから流れる電流とセンスＦＥＴＱ１２のソースから流れる電流の比、即ち分流比がｎとなる特性がある。

また、上記回路保護装置１１は、電流検出手段としての電流検出回路１２と、複数の比較器としての第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４と、クロック発振回路１３と、第１〜第４ナンドゲートＮ１〜Ｎ４と、１ポイント減算指令部１４と、ａポイント加算指令部１５と、ｂポイント加算指令部１６と、ｃポイント加算指令部１７と、加算回路及び減算回路としての加減算回路１８と、第１遮断手段及び第２遮断手段としての遮断回路１９と、を備えている。上記電流検出回路１２は、車載バッテリから負荷１０に流れる負荷電流ＩＬを検出する回路であり、ＯＰアンプＡｍｐと、ＭＯＳＦＥＴＱ２と、センス抵抗Ｒｉｓと、から構成されている。

上記ＯＰアンプＡｍｐは、＋入力がＭＯＳＦＥＴＱ１の第２メインソース端子ＳＭ２に接続され、−入力がＭＯＳＦＥＴＱ１のセンスソース端子ＳＳに接続されている。上記ＦＥＴＱ２は、ゲートがＯＰアンプＡｍｐの出力に接続され、ソースがＯＰアンプＡｍｐの−入力に接続されている。よって、ＯＰアンプＡｍｐの出力がＦＥＴＱ２のゲート−ソース間を介して−入力にフィードバックされる。

このようにＯＰアンプＡｍｐの出力をフィードバックすることにより、ＯＰアンプＡｍｐの＋入力の電圧と−入力の電圧とがほとんど同じになるイマジナリーショート状態となる。このため、メインＦＥＴＱ１１及びセンスＦＥＴＦＥＴＱ１２のゲート−ソース間電圧を等しくすることができ、第１メインソース端子ＳＭ１から出力される負荷電流ＩＬの１／ｎの電流ＩｓがＭＯＳＦＥＴＱ１のセンスソース端子ＳＳから出力される。

上記センス抵抗Ｒｉｓは、一端がＦＥＴＱ２を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のセンスソース端子ＳＳに接続され、他端がグランドに接続される。よって、センス抵抗ＲｉｓにはＭＯＳＦＥＴＱ１のセンスソース端子ＳＳから出力される電流Ｉｓ（＝ＩＬ／ｎ）が供給され、その両端電圧が負荷電流ＩＬに応じた電流検出値ＶＭＯ（＝Ｒｉｓ×ＩＬ／ｎ）として後述する第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４の＋入力に供給される。

上記第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４はそれぞれ、−入力に第１〜第４基準電圧ＶＲＥＦ１〜ＶＲＥＦ２が供給されている。第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４はそれぞれ、電流検出値ＶＭＯが第１〜第４基準電圧ＶＲＥＦ１〜ＶＲＥＦ４（閾値）を超えたときにＨレベルの第１〜第４過電流信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する比較器である。第１〜第４基準電圧ＶＲＥ１〜ＶＲＥＦ４はそれぞれ、過電流を判断するための閾値であり、互いに異なる値に設定されている。

上記第１基準電圧ＶＦＥＲ１は、定常値の負荷電流ＩＬに対応する電流検出値ＶＭＯよりも大きい値に設定されると共に、マルチソース型ＭＯＳＦＥＴＱ１や負荷電線が長時間にわたって通電されても過熱することがないような電流に応じた値に設定されている。第２、第３、第４基準電圧ＶＲＥＦ２、ＶＲＥＦ３、ＶＲＥＦ４は、第１基準電圧ＶＲＥＦ１の２倍、３倍、４倍というように順に高く設定される。特許文献１のように第２、第３、第４基準電圧ＶＲＥＦ２、ＶＲＥＦ３、ＶＲＥＦ４を、第１基準電圧ＶＲＥＦ１の２倍、４倍、８倍というふうにしてもよい。第１〜第４基準電圧ＶＲＥＦ１〜ＶＲＥＦ４のうち最も大きい第４基準電圧ＶＲＥＦ４は、負荷１０に固有の突入電流よりも高い値に設定される。

上記クロック発振回路１３は、所定時間毎にＨレベルのサンプリングクロックＳＣを出力する回路である。クロック発振回路１３からのサンプリングクロックＳＣは、第１〜第４ナンドゲートＮ１〜Ｎ４の入力にそれぞれ供給されている。上記第１ナンドゲートＮ１の入力にはそれぞれ、サンプリングクロックＳＣ、反転された第１過電流信号Ｓ１、が入力されている。よって、図２に示すように、第１ナンドゲートＮ１は、第１〜第４過電流信号Ｓ１〜Ｓ４の何れも出力されていない間、即ち電流検出値ＶＭＯ≦第１基準電圧ＶＲＥＦ１の間のみ、サンプリングクロックＳＣが出力される毎に、Ｈレベルを出力する。

上記第２ナンドゲートＮ２の入力にはそれぞれ、サンプリングクロックＳＣ、第１過電流信号Ｓ１、反転された第２過電流信号Ｓ２、が入力されている。よって、図２に示すように、第２ナンドゲートＮ２は、第１過電流信号Ｓ１のみが出力され、第２〜第４過電流信号Ｓ２〜Ｓ４が出力されていない間、即ち第１基準電圧ＶＲＥＲ１＜電流検出値ＶＭＯ≦第２基準電圧ＶＲＥＦ２の間のみ、サンプリングクロックＳＣが出力される毎に、Ｈレベルを出力する。

上記第３ナンドゲートＮ３の入力にはそれぞれ、サンプリングクロックＳＣ、第２過電流信号Ｓ２、反転された第３過電流信号Ｓ３、が入力されている。よって、図２に示すように、第３ナンドゲートＮ３は、第１及び第２過電流信号Ｓ１、Ｓ２が出力され、第３及び第４過電流信号Ｓ３、Ｓ４が出力されていない間、即ち第２基準電圧ＶＲＥＦ２＜電流検出値ＶＭＯ≦第３基準電圧ＶＲＥＦ３の間のみ、サンプリングクロックＳＣが出力される毎に、Ｈレベルを出力する。

上記第４ナンドゲートＮ４の入力にはそれぞれ、サンプリングクロックＳＣ、第３過電流信号Ｓ３、反転された第４過電流信号Ｓ４、が入力されている。よって、図２に示すように、第４ナンドゲートＮ４は、第１〜第３過電流信号Ｓ１〜Ｓ３が出力され、第４過電流信号Ｓ４が出力されていない間、即ち第３基準電圧ＶＲＥＦ３＜電流検出値ＶＭＯ≦第４基準電圧ＶＲＥＦ４の間のみ、サンプリングクロックＳＣが出力される毎に、Ｈレベルを出力する。これら第１〜第４ナンドゲートＮ１〜Ｎ４の出力はそれぞれ、１ポイント減算指令部１４、ａ〜ｃポイント加算指令部１５〜１７に供給されている。

上記１ポイント減算指令部１４は、第１ナンドゲートＮ１の出力がＨレベルのとき、即ち第１〜第４過電流信号Ｓ１〜Ｓ４が何れも出力されていないときに１ポイント減算命令を後述する加減算回路１８に供給する。ａポイント加算指令部１５は、第２ナンドゲートＮ２の出力がＨレベルのとき、即ち第１過電流信号Ｓ１が出力され、第２〜第４過電流信号Ｓ２〜Ｓ４が出力されていないときにａポイント加算命令を後述する加減算回路１８に供給する。ａの値をＶＲＥＦ２をＶＲＥＦ１の２倍に設定した場合は、１〜４｛＝（ＶＲＥＦ２／ＶＲＥＦ１）²｝の値とする。ａの最大値が４の理由は、加減算回路１８で特許文献１と同様にＩＬ²×Ｔを積分するためである。過電流が発生してから遮断までの遅れを短く設定したいときは４、長くしたいときは１とすればよい。平均的な制御を狙って２．５としてもよい。

ｂポイント加算指令部１６は、第３ナンドゲートＮ３の出力がＨレベルのとき、即ち第１及びＳ２過電流信号Ｓ１、Ｓ２が出力され、第３及び第４過電流信号Ｓ３、Ｓ４が出力されていないときにｂポイント加算命令を後述する加減算回路１８に供給する。ｂの値をＶＲＥＦ２をＶＲＥＦ１の２倍、ＶＲＥＦ３をＶＲＥＦ１の３倍に設定した場合は、４〜９｛＝（ＶＲＥＦ３／ＶＲＥＦ１）²｝の値とする。

ｃポイント加算指令部１７は、第４ナンドゲートＮ４の出力がＨレベルのとき、即ち第１〜Ｓ３過電流信号Ｓ１〜Ｓ３が出力され、第４過電流信号Ｓ４が出力されていないときにｃポイント加算命令を後述する加減算回路１８に供給する。ｃの値をＶＲＥＦ３をＶＲＥＦ１の３倍、ＶＲＥＦ４をＶＲＥＦ１の４倍に設定した場合は、９〜１６｛＝（ＶＲＥＦ４／ＶＲＥＦ１）²｝の値とする。

上記加減算回路１８は、例えば図示しない互いに出力が接続された公知の減算器及び加算器とデジタルコンパレータとから構成されている。減算器は、２入力の一方に出力が供給され、他方に１ポイント減算命令である「１」を表すデジタル値が供給される。よって、図示しない減算器は、１ポイント減算命令が供給されると出力から「１」を減算した値を異常判定値として出力する。即ち、減算器は、最も小さい基準電圧が設定された第１コンパレータＣｍｐ１により電流検出値ＶＭＯが第１基準電圧ＶＲＥＦ１以下であると判定されている間、所定時間毎に異常判定値から「１」を減算する。

上記加算器は、２入力の一方に出力が供給され、他方にａ〜ｃポイント加算命令である「ａ」〜「ｃ」を表すデジタル値が供給される。よって、図示しない加算器は、ａ〜ｃポイント加算命令が供給されると出力に「ａ」〜「ｃ」を加算した値を異常判定値として出力する。即ち、加算器は、電流検出値ＶＭＯが第１〜第４基準電圧ＶＲＥＦ１〜ＶＲＥＦ４を超えていると判定している第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４のうち最も大きな基準電圧が設定された第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４に対応した予め定めた加算値である「ａ」〜「ｃ」を所定時間毎に異常判定値に加算する。

図示しないデジタルコンパレータは、上記加算器及び減算器により加減算された異常判定値が所定値を超えたときにＨレベルの過電流遮断信号Ｓ５を後述する遮断回路１９に対して出力する。

上記遮断回路１９は、オアゲートＯ１と、ラッチ回路２０と、ＭＯＳＦＥＴＱ３と、を備えている。オアゲートＯ１は、２入力の一方に過電流遮断信号Ｓ５が供給され、他方に第４過電流信号Ｓ４が供給されている。オアゲートＯ１の出力は、ラッチ回路２０に供給されている。このラッチ回路２０の出力は、過電流遮断信号Ｓ５及び第４過電流信号の何れか一方が出力されるとＬレベルからＨレベルとなり、その後過電流遮断信号Ｓ５、第４過電流信号が出力されなくなってもＨレベルを維持する。ＭＯＳＦＥＴＱ３は、ドレインがＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートにソースがＭＯＳＦＥＴＱ１のソースに接続されている。ラッチ回路２０の出力がＨレベルになると、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソースが短絡されてＭＯＳＦＥＴＱ１がオフする。このＭＯＳＦＥＴＱ１のオフによる負荷１０に対する車載バッテリからの電源供給が遮断される。

次に、上述した構成の電源供給装置の動作を図３のタイムチャートを参照して説明する。なお、図３においては、電流検出値＝０．１×ＩＬ、ａ＝１、ｂ＝４、ｃ＝１６、加減算回路１８の図示しないデジタルコンパレータに設定した上記所定値＝１００としている。まず、スイッチＳＷがオフ接点ｏｆｆ側に切り換えられている間は、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフとなり、負荷電流ＩＬが流れていないので電流検出値ＶＭＯ＝０となっている。よって、第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４からは第１〜第４過電流信号Ｓ１〜Ｓ４の何れも出力されていないので、１ポイント減算指令部１７からはサンプリングクロックＳＣに同期して１ポイント減算指令が出ているが、加減算回路１８の異常判定値はすでに０なので０のままである。

スイッチＳＷがオンされるとＭＯＳＦＥＴＱ１がオンして、負荷１０に負荷電流ＩＬが供給される。最初は突入電流が流れて電流検出値ＶＭＯが第３基準電圧ＶＲＥＦ３を超える。結果、第１〜第３コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ３から第１〜第３過電流信号Ｓ１〜Ｓ３が出力され、１６ポイント加算指令部１７から数回、１６ポイント加算命令が出力されて、異常判定値に１６ポイントが数回加算される。しかしながら、異常判定値が１００までは到達する前に、負荷電流ＩＬが小さくなり、定常状態となる。負荷電流ＩＬが定常状態になると負荷電流ＩＬが第１基準電圧ＶＲＥＦ１を下回るので、１ポイント減算指令部１４から１ポイント減算指令が出力されて、異常判定値に対する１ポイントの減算が繰り返し行われ、異常判定値が０に近づいていく。

その後、例えばレアショートが発生し、電流検出値ＶＭＯが第３基準電圧ＶＲＥＦ３と第４基準電圧ＶＲＥＦ４との間のレベルまで上昇すると、第１〜第３コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ３から第１〜第３過電流信号Ｓ１〜Ｓ３が出力される。これに応じて、１６ポイント加算指令部１７からサンプリングクロックＳＣが出力される毎に１６ポイント加算命令が出力されて、異常判定値に１６ポイントの加算が繰り返し行われる。結果、異常判定値が１００を超えると、加減算回路１８からＨレベルの過電流遮断信号Ｓ５が出力される。このＨレベルの過電流遮断信号Ｓ５の出力に応じてラッチ回路２０の出力がＨレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンする。

そして、ＭＯＳＦＥＴＱ３のオンによって、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフして負荷１０に対する負荷電流ＩＬの供給が遮断する。負荷電流ＩＬの供給が遮断されると、電流検出値ＶＭＯが第１基準電圧ＶＲＥＦ１以下となり、第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４から第１〜第４過電流信号Ｓ１〜Ｓ４の何れも出力されなくなるので、１ポイント減算指令部１７から１ポイント減算指令が出力されて、異常判定値から１ポイントの減算が繰り返し行われる。これにより、異常判定値が１００を下回り、加減算回路１８からの過電流遮断信号Ｓ５の出力は停止されるが、ラッチ回路２０はＨレベルを維持して、ＭＯＳＦＥＴＱ３をオン、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフを維持し続ける。

なお、上述した実施形態では、電流検出値ＶＭＯが第３基準電圧ＶＲＥＦ３と第４基準電圧ＶＲＥＦ４との間のレベルまで上昇するような過電流が生じた場合について説明していたが、例えば、電流検出値ＶＭＯが第２基準電圧ＶＲＥＦ２と第３基準電圧ＶＲＥＦ３との間のレベルまで上昇するような過電流が生じる場合もある。この場合、第１及び第２過電流信号Ｓ１、Ｓ２が出力されるが、第３及び第４過電流信号Ｓ３、Ｓ４は出力されない。このため、サンプリングクロックＳＣが出力される毎に４ポイント加算指令部１６から４ポイント加算指令が出力されて、異常判定値に対する４ポイントの加算が繰り返される。

また、電流検出値ＶＭＯが第１基準電圧ＶＲＥＦ１と第２基準電圧ＶＲＥＦ２との間のレベルまで上昇するような過電流が生じる場合もある。この場合、第１過電流信号Ｓ１が出力されるが、第２〜第４過電流信号Ｓ２〜Ｓ４は出力されない。このため、サンプリングクロックＳＣが出力される毎に１ポイント加算指令部１５から１ポイント加算指令が出力されて、異常判定値に対する１ポイントの加算が繰り返される。

また、電流検出値ＶＭＯが第４基準電圧ＶＲＥＦ４を超えるレベルまで上昇するような突入電流を超える大きな過電流が生じた場合、第４コンパレータＣｍｐ４から第４過電流信号Ｓ４が出力される。この第４過電流信号Ｓ４の出力に応じて、ラッチ回路２０の出力がＨレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオンする。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ３のオンによって、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフして負荷１０に対する負荷電流ＩＬの供給が遮断する。負荷電流ＩＬの供給が遮断されると、電流検出値ＶＭＯが第１基準電圧ＶＲＥＦ１以下となり、１ポイント減算指令部１７から１ポイント減算指令が出力されて、異常判定値から１ポイントの減算が繰り返し行われる。これにより、異常判定値が１００を下回り、加減算回路１８からの過電流遮断信号Ｓ５の出力は停止されるが、ラッチ回路２０はＨレベルを維持して、ＭＯＳＦＥＴＱ３をオン、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオフを維持し続ける。

上述した実施形態によれば、電流検出値ＶＭＯと第１〜第４基準電圧とを同数のコンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４で比較して、コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４が判定していない場合はサンプリングクロックＳＣに同期して異常判定値を１ポイント減算し、コンパレータＣｐｍ１〜Ｃｍｐ４が反転する場合は反転に対応する第１基準電圧ＶＲＥＦ１の倍率の二乗に相当する予め設定された加算値ａ〜ｃをサンプリングクロックＳＣに同期して異常判定値に加算し、異常判定値が所定値を超えたら遮断している。即ち、複数の第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４と加減算回路１８を構成する論理回路とで構成することにより、キャパシタを用いることなく、簡単な回路構成で負荷電流ＩＬの二乗を積分した積分値である異常判定値が所定値（＝１００）を超えたときに遮断できるようにして、小型化、軽量化を図った回路保護装置１１を得ることができる。

また、上述した実施形態によれば、加減算回路１８が、複数の第１〜第４コンパレータＣｐｍ１〜Ｃｍｐ４の全てにより電流検出値が基準電圧以下であると判定されている間、所定時間毎に異常判定値から予め定めた減算値である「１」を減算する。よって、加減算回路１８により異常判定値を減算することにより、より一層、熱によるダメージに応じて適切に遮断する回路保護装置１１を得ることができる。

また、上述した実施形態によれば、遮断回路１９が、複数の第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４のうち最も大きい基準電圧に設定された第４コンパレータＣｍｐ４により電流検出値ＶＭＯが第４基準電圧ＶＲＥＦ４を超えていると判定されたとき、直ちに負荷１０に対する車載バッテリからの電源供給を遮断する。よって、遮断回路１９によりデッドショートが発生して大電流が流れると直ちに遮断されるので、より一層確実に回路を保護することができる回路保護装置１１を得ることができる。

また、上述した実施形態によれば、設定された基準電圧が大きいコンパレータＣｍｐほど大きな加算値ａ〜ｃが設定され、任意のコンパレータＣｍｐｎには、｛（そのコンパレータＣｍｐｎに設定された基準電圧ＶＲＥＦｎ）／（ＶＲＥＦ１）｝²以下の加算値ａ〜ｃが設定されている。これにより、負荷電流の二乗を積分した積分値である異常判定値が所定値を超えたときに遮断できるようにした回路保護装置１１を得ることができる。

なお、上述した実施形態によれば、第４過電流信号Ｓ４が出力されると、すぐに負荷電流ＩＬを遮断していたが、本発明はこれに限ったものではない。例えば、ノイズ等による誤動作を防ぐためにサンプリングクロックＳＣ数回にわたって第４過電流信号Ｓ４が継続して出力されていたら負荷電流ＩＬを遮断するようにしてもよい。また、負荷電流ＩＬを遮断させた後に、再びＭＯＳＦＥＴＱ１をオンした後に第４過電流信号Ｓ４が出力されたときに、負荷電流ＩＬの遮断を継続させるようにしてもよい。

また、上述した実施形態では、遮断時にはＭＯＳＦＥＴＱ３をオンして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート−ソース間を短絡して、ＭＯＳＦＥＴＱ１に供給されるゲート電圧を下げて負荷電流ＩＬを遮断するようにしていたが、本発明はこれに限ったものではない。例えば、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに駆動電圧ＶＰが供給できないようにして、負荷電流ＩＬを遮断するようにしてもよい。

また、上述した実施形態では、第２〜第４基準電圧ＶＲＥＦ２〜ＶＲＥＦ４は、第１基準電圧ＶＲＥＦ１の整数倍に設定してたが、本発明はこれに限ったものではない。第２〜第４基準電圧ＶＲＥＦ２〜ＶＲＥＦ４は、第１基準電圧ＶＲＥＦ１より大きな値であればよく、整数倍でなくてもよい。

また、上述した実施形態によれば、比較器は第１〜第４コンパレータＣｍｐ１〜Ｃｍｐ４の４つ設けていたが、本発明はこれに限ったものではない。比較器としては２個以上あれば、いくつでも良い。

また、上述した実施形態によれば、マルチソース型のＭＯＳＦＥＴＱ１を用いて負荷電流ＩＬを検出した例について説明したが、本発明はこれに限ったものではない。例えば、図４に示すように電流検出抵抗ＲＳを用いて負荷電流ＩＬを検出することも考えられる。同図に示すように、電流検出抵抗ＲＳはＭＯＳＦＥＴＱ１に直列に接続されている。この電流検出抵抗ＲＳの車載バッテリ側の一端は、抵抗ＲＡを介してＯＰアンプＡｍｐの−入力に接続されている。一方、電流検出抵抗ＲＳの負荷１０側の他端は、直接ＯＰアンプＡｍｐの＋入力に接続されている。第１実施形態と同様に、ＯＰアンプＡｍｐの出力はＭＯＳＦＥＴＱ２を介して−入力にフィードバックされている。よって、電流検出抵抗ＲＳの両端電圧と抵抗ＲＡの両端電圧が等しくなるようにＯＰアンプＡｍｐのフィードバックが働くので、負荷１０に流れる負荷電流ＩＬとセンス抵抗Ｒｉｓに流れる電流Ｉｓとの関係は下記の式（１）に示すようになる。
ＩＬ×ＲＳ＝ＩＳ×ＲＡ …（１）
よって、電流検出値ＶＭＯは下記の式（２）のようになる。
ＶＭＯ＝Ｒｉｓ×ＩＬ×ＲＳ／ＲＡ …（２）
なお、図４においては、ＭＯＳＦＥＴＱ１としてｐチャンネルのものを用いているので、スイッチＳＷの論理が図１とは逆になっている。

また、上述した実施形態では、電流値によって負荷電流ＩＬを遮断していたが、本発明はこれに限ったものではない。例えば、温度センサを設け、一定温度以上になったときに負荷電流ＩＬを遮断するようにしてもよい。

また、前述した実施形態は本発明の代表的な形態を示したに過ぎず、本発明は、実施形態に限定されるものではない。即ち、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

１０ 負荷
１１ 回路保護装置
１２ 電流検出回路（電流検出手段）
１８ 加減算回路（加算回路、減算回路）
１９ 遮断回路（第１遮断手段、第２遮断手段）
Ｃｍｐ１ 第１コンパレータ（比較器）
Ｃｍｐ２ 第２コンパレータ（比較器）
Ｃｍｐ３ 第３コンパレータ（比較器）
Ｃｍｐ４ 第４コンパレータ（比較器）

Claims (6)

1. 直流電源から負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、
   前記検出された負荷電流が閾値を超えたか否かを判定する、互いに異なる前記閾値が設定された複数の比較器と、
   前記閾値を超えていると判定している比較器のうち最も大きな閾値に設定されている比較器に対応して予め定めた加算値を所定時間毎に異常判定値に加算する加算回路と、
   前記異常判定値が所定値を超えたときに前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断する第１遮断手段と、
   を備えたことを特徴とする回路保護装置。
2. 前記複数の比較器のうち最も小さい閾値に設定されている比較器により前記閾値以下であると判定されている間、前記所定時間毎に前記異常判定値から予め定めた減算値を減算する減算回路をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項１に記載の回路保護装置。
3. 前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定されたとき、直ちに前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断する第２遮断手段を
   さらに備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の回路保護装置。
4. 前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定された状態が一定時間以上継続したとき、前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断する第２遮断手段を
   さらに備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の回路保護装置。
5. 前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定されたとき、一旦前記負荷に対する前記直流電源からの電源供給を遮断し、その後前記電源供給を再開させても、前記複数の比較器のうち最も大きい閾値に設定されている比較器により前記閾値を超えていると判定されている場合、前記電源供給の遮断を継続する第２遮断手段を
   さらに備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の回路保護装置。
6. 設定された閾値が大きい比較器ほど大きな加算値が設定され、
   前記任意の比較器には、｛（当該比較器に設定された閾値）／（前記複数の比較器に設定された閾値のうちの最小）｝²以下の加算値が設定されている
   ことを特徴とする請求項１〜６何れか１項に記載の回路保護装置。

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