JP2006054969A

JP2006054969A - チョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路

Info

Publication number: JP2006054969A
Application number: JP2004235466A
Authority: JP
Inventors: Nobuyuki Otaka; 信行大高
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2004-08-12
Filing date: 2004-08-12
Publication date: 2006-02-23

Abstract

【課題】通信機器に与えるノイズを複雑なものにせずノイズを簡単に除去できるチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を実現する。
【解決手段】出力段に設けられたコンデンサ１３に並列に接続された負荷１５を備え、負荷１５は、コンデンサ１３に充電された電荷を放電させ、これにより出力電圧が基準電圧以下となるまでの時間を、ＰＷＭ回路５から出力されるＰＷＭ信号の１周期よりも短くさせる。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信機能を有する携帯機器に搭載されるチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路に関する。

携帯電話やＰＨＳ（Personal Handy phone System）といった通信機能を有する携帯機器は、携帯機器に搭載された電池（二次電池を含む）から供給される電源電圧で駆動している。この電池から供給される電源電圧は、携帯機器の使用等に伴い低下する。このため、前述したような携帯機器には、電池から供給される電源電圧が低下しても、携帯機器が駆動できるように、低下した電源電圧を所定の出力電圧に昇圧させる回路が搭載されている。このような回路の１つにチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路がある。従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を、図３に示す。

図３に示す従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、基準電圧発生回路１、エラーアンプ３、ＰＷＭ回路５、ドライバ回路７、スイッチングトランジスタ９ａ、ダイオード９ｂ、コイル１１、及びコンデンサ１３を備え、電池から供給された電源電圧Ｖｉを、所定の出力電圧Ｖｏに昇圧させて出力する。

基準電圧発生回路１は、昇圧型スイッチングレギュレータ回路の所定の出力電圧Ｖｏを設定するための基準電圧Ｖｂを発生させる回路であり、その出力部がエラーアンプ３の入力部の一方に接続されている。エラーアンプ３は、前述した基準電圧Ｖｂと、昇圧型スイッチングレギュレータ回路から出力された所定の出力電圧Ｖｏと、を比較し、この比較の結果に基づいた誤差信号を出力する回路である。また、エラーアンプ３は、その出力部がＰＷＭ回路５の入力部に接続されている。なお、誤差信号は、基準電圧Ｖｂと出力電圧Ｖｏの差が大きいほど、大きくなる。

ＰＷＭ回路５は、エラーアンプ３から出力された誤差信号に基づいて、ＰＷＭ信号のデューティー比を設定し、これを出力する回路であり、その出力部がドライバ回路７の入力部に接続されている。また前述したＰＷＭ信号のデューティー比は、誤差信号の値が大きいほど、大きくなる。従って、ＰＷＭ回路５が三角波と誤差信号を比較するものであれば、ＰＷＭ信号は三角波の方が誤差信号より大きいときに、ローレベルになる。ドライバ回路７は、ＰＷＭ回路５から出力されたＰＷＭ信号を、後述するスイッチングトランジスタ９ａをスイッチング制御ができる程度に増幅する増幅回路であり、その出力部がスイッチングトランジスタ９ａのゲートに接続されている。

スイッチングトランジスタ９ａは、ドライバ回路７から出力されたＰＷＭ信号がゲートに印加され、このＰＷＭ信号がハイレベルのときにオンするｎチャネル型のＦＥＴである。また、スイッチングトランジスタ９ａは、ドレインがコイル１１に接続され、ソースが接地されている。ダイオード９ｂは、後述するコンデンサ１３が放電したときに、電流が逆流することを防止するためのダイオードであり、アノードがコイル１１に接続され、カソードがコンデンサ１３の一方の端子に接続されている。コイル１１は、スイッチングトランジスタ９ａのスイッチング制御に応じて、流れる電流量が制御されるコイルであり、一方の端子がここでは図示しない電池に接続され、他方の端子がダイオード９ｂのアノードとスイッチングトランジスタ９ａのドレインに接続されている。このコイル１１と前述したスイッチングトランジスタ９ａとにより電源電圧Ｖｉを昇圧する昇圧回路を構成している。

コンデンサ１３は、ダイオード９ｂのカソード側電圧を保持するコンデンサであり、一方の端子が接地され、他方の端子が昇圧型スイッチングレギュレータ回路の出力端子に接続され、この出力端子から出力電圧Ｖｏを出力する。また、この出力電圧Ｖｏは、前述したエラーアンプ３の入力端子の一方に帰還される。以上の構成により、図３に示す従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、電池から供給された電源電圧Ｖｉを、所定の出力電圧Ｖｏに昇圧させて出力している。次に、従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路の動作について説明する。

基準電圧発生回路１で発生した基準電圧Ｖｂは、エラーアンプ３の一方の入力端子に入力される。一方、エラーアンプ３の他方の入力端子には、出力電圧Ｖｏが入力される。ここで、出力電圧Ｖｏは、電源電圧Ｖｉから、ダイオード９ｂの順方向電圧Ｖｆを差し引いた電圧（Ｖｏ＝Ｖｉ−Ｖｆ）となる。エラーアンプ３は、入力された２つの電圧値を比較し、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｂの差に応じた誤差信号を出力する。なお、前述したように誤差信号は、基準電圧Ｖｂと出力電圧Ｖｏの差が大きいほど、大きくなる。

次に、ＰＷＭ回路５は、エラーアンプ３から出力された誤差信号に応じて、出力するＰＷＭ信号のデューティー比を設定し、デューティー比が設定されたＰＷＭ信号を出力する。ここで、ＰＷＭ信号のデューティー比は、前述したように、誤差信号の値が大きいほど、大きい値で出力される（ハイレベルの時間が長くなる）。ＰＷＭ回路５から出力されたＰＷＭ信号は、ドライバ回路７に入力され、前述したようにスイッチングトランジスタ９ａのスイッチング制御ができる程度に増幅される。ドライバ回路７により増幅されたＰＷＭ信号は、スイッチングトランジスタ９ａのゲートに印加され、スイッチングトランジスタ９ａをスイッチング制御する。以下、このスイッチング制御について詳細に説明する。

ＰＷＭ回路５から出力され、ドライバ回路７により増幅されたＰＷＭ信号がハイレベルのとき、スイッチングトランジスタ９ａがオンになる。このとき、コイル１１に電流が流れる。

次に、ＰＷＭ信号がローレベルになると、スイッチングトランジスタ９ａがオフになる。このとき、コイル１１には流れる電流量の変化に応じたコイル電圧Ｖｌが発生する。これにより、出力電圧Ｖｏは、電源電圧Ｖｉとコイル１１に発生したコイル電圧Ｖｌとを加えた電圧（Ｖｏ＝Ｖｉ＋Ｖｌ）となると共に、この出力電圧Ｖｏに応じた電荷がコンデンサ１３に充電される。このように、スイッチングトランジスタ９ａのスイッチング制御により、電源電圧Ｖｉの昇圧が行なわれ、昇圧した電圧Ｖｏが、出力電圧として出力される。

以上説明したように、従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路では、電池から供給される電源電圧が低下するほど、電源電圧を昇圧させていたため、電池から供給される電源電圧が低下しても、所定の出力電圧で出力することができる。

一方、前述したようなＰＷＭ回路から出力されるＰＷＭ信号は、通信機能を有する携帯機器にとってはノイズとなってしまう。このため、チョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路が、通信機能を有する携帯機器に搭載されている場合は、なんらかの対策が必要である。

しかしながら、従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、出力端子に接続された機器（例えばＩＣ等）が、あまり電流を消費しないとき、コンデンサからは電荷があまり放電されず、出力電圧が低下するまでに時間を要する。さらに、出力電圧が基準電圧まで低下する時間が長くなると、ＰＷＭ回路は、出力電圧が基準電圧以下になったときのみにＰＷＭ信号（パルス）を出力（間欠動作）させて、コンデンサの充放電のバランスを取り、出力電圧を一定化させる。このように、ＰＷＭ回路が間欠動作すると、間欠動作に基づくノイズが発生し、発生するノイズが複雑になる。

ノイズが複雑になると、ノイズ対策が複雑かつ高コストなものになる。また、場合によっては、ノイズを除去しきれず通信障害を引き起こしてしまうこともある。このような問題を解決する一手段としてＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）方式があるが、ＰＦＭ方式はＰＷＭ信号の周波数を変更する方式のため、ＰＷＭ回路の間欠動作ほどではないにしても発生するノイズは複雑である。

本発明は、以上の状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、通信機器に与えるノイズを複雑なものにせずノイズを簡単に除去できるチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を実現することにある。

上記課題を解決するために、本発明の構成は、出力電圧と基準電圧の誤差に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を一定の周期で出力するＰＷＭ回路と、ＰＷＭ信号のデューティー比に応じて、携帯機器に搭載された電池から供給された電源電圧を昇圧させる昇圧回路と、電源電圧を昇圧させた電圧を出力電圧として出力すると共に、出力電圧に応じた電荷を充電するコンデンサと、を備えたチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路であって、コンデンサに並列に接続された負荷を備え、負荷は、コンデンサに充電された電荷を放電させ、これにより出力電圧が基準電圧以下となるまでの時間を、ＰＷＭ信号の１周期よりも短くさせることを特徴とする。

さらに、本発明の構成は、負荷に直列に接続されたスイッチと、出力電流を検出する電流検出回路と、を備え、出力電流に応じてスイッチのオン／オフを制御することが望ましい。

さらに、本発明の構成は、負荷は、負荷抵抗又は定電流回路であることが望ましい。

本発明によれば、通信機器に与えるノイズを複雑なものにせずノイズを簡単に除去できるチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を実現することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて説明する。ここで、本実施形態のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、携帯電話又はＰＨＳといった通信機能を有する携帯機器に搭載され、携帯機器に搭載された電池から供給される電源電圧を昇圧し、昇圧した電圧を出力電圧として携帯機器に搭載された部材に供給しているものとする。なお、従来例と同様の又は対応する部材には同一の符号を付すものとする。以下、第１及び第２の実施形態に関わる昇圧型スイッチングレギュレータ回路について図面を用いて説明する。

「第１の実施形態」
図１は、第１の実施形態に関わるチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を示す図である。図１に示すチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、基準電圧発生回路１、エラーアンプ３、ＰＷＭ回路５、ドライバ回路７、スイッチングトランジスタ９ａ、ダイオード９ｂ、コイル１１、コンデンサ１３を備え、さらに、負荷抵抗１５を備える。

負荷抵抗１５は、コンデンサ１３に充電された電荷を放電する。この負荷抵抗１５は、一方の端子がチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路の出力端子に接続され、他方の端子が接地されている。すなわち、負荷抵抗１５は、コンデンサ１３と並列に接続されている。また負荷抵抗１５は、コンデンサ１３に充電された電荷を放電させ、これにより、出力電流がほぼ０の場合において、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｂ以下となるまでの時間を、ＰＷＭ信号の１周期よりも短くさせる値に設定されている。なお、これについては後述する。

以上の構成により、第１の実施形態に係るチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、コンデンサ１３に充電された電荷を、負荷抵抗１５により放電させ、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｂまで低下する時間を短くすることにより、ＰＷＭ回路５から出力されるＰＷＭ信号が間欠動作をしてしまうことを防いでいる。次に動作について詳細に説明する。

ＰＷＭ回路５から出力され、ドライバ回路７により増幅されたＰＷＭ信号がローレベルになると、スイッチングトランジスタ９ａがオフになる。このとき、コイル１１には、前述したように流れる電流量の変化に応じたコイル電圧Ｖｌが発生する。これにより、出力電圧Ｖｏは、電源電圧Ｖｉとコイル１１に発生したコイル電圧Ｖｌとを加えた電圧（Ｖｏ＝Ｖｉ＋Ｖｌ）となると共に、この出力電圧Ｖｏに応じた電荷がコンデンサ１３に充電される。

次に、ＰＷＭ信号がハイレベルのとき、スイッチングトランジスタ９ａがオンになる。このとき、コイル１１に電流が流れる。一方、前述したような出力端子に接続された機器に電流が流れず、出力電流が０であっても、コンデンサ１３に充電された電荷は、負荷抵抗１５に電流として流れ、消費される。

前述したように、ＰＷＭ回路５は、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｂ以下になったときのみにＰＷＭ信号（パルス）を出力する。一方、負荷抵抗１５は、コンデンサ１３に充電された電荷を放電させ、これにより出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｂ以下となるまでの時間を、ＰＷＭ信号の１周期よりも短くさせる値に設定されている。従って、ＰＷＭ回路５から出力されるＰＷＭ信号が間欠動作をすることは無い。さらに、出力端子に、消費電流量がより多い機器が接続された場合は、出力電圧Ｖｏが低くなり、これに従って誤差電圧が大きくなるため、ＰＷＭ回路５から出力されるＰＷＭ信号のデューティー比が大きくなり、コイル１１に発生するコイル電圧Ｖｌが大きくなる。

このように、ＰＷＭ信号の間欠動作は防止され、これによってＰＷＭ回路５から出力されるＰＷＭ信号により発生するノイズは、ＰＷＭ信号のデューティー比の可変範囲内でのみ変動することになる。従って、従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路のノイズに比べて、より単純になる。これにより、第１の実施形態に示すチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、ノイズ対策が、より簡単なものとなり、通信機器に与える妨害をより簡単に低減することが可能となる。

以上説明したように、第１の実施形態に示すチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、出力電圧と基準電圧の誤差に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を一定の周期で出力するＰＷＭ回路と、ＰＷＭ信号のデューティー比に応じて、携帯機器に搭載された電池から供給された電源電圧を昇圧させる昇圧回路と、電源電圧を昇圧させた電圧を出力電圧として出力すると共に、出力電圧に応じた電荷を充電するコンデンサと、コンデンサに並列に接続された負荷を備え、負荷は、コンデンサに充電された電荷を放電させ、これにより出力電圧が基準電圧以下となるまでの時間を、ＰＷＭ信号の１周期よりも短くさせる構成とした。これにより、第１の実施形態に示すチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、ＰＷＭ回路から出力されるＰＷＭ信号の間欠動作を防止し、発生するノイズをより単純なものとし、より簡単なノイズ対策を施すことが可能となる。

「第２の実施形態」
第１の実施形態に示したチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、負荷抵抗１５により、コンデンサ１３から電荷を放電させ、それを消費する構成であった。このため、消費電流がほとんどない場合には、負荷抵抗１５の消費電流量が無視できなくなる。そこで、第２の実施形態に示すチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路では、出力端子に接続された機器が、あまり電流を消費しないときのみに、前述したような負荷を挿入し、コンデンサ１３に充電された電荷を放電させ、ＰＷＭ回路の間欠動作を防ぐと共に携帯機器に搭載された電池の負担を軽減する。以下、これについて詳細に説明する。

図２は、第２の実施形態に関わる昇圧型スイッチングレギュレータ回路を示す図である。図２に示す昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、基準電圧発生回路１、エラーアンプ３、ＰＷＭ回路５、ドライバ回路７、スイッチングトランジスタ９ａ、ダイオード９ｂ、コイル１１、コンデンサ１３、負荷抵抗１５を備え、さらに、スイッチ１７と電流検出回路１９を備える構成である。

ここで、スイッチ１７は、後述するスイッチ切り替え信号に応じてオン／オフが制御されるスイッチであり、一方の端子が負荷抵抗１５に接続され、他方の端子が接地され、スイッチ切り替え信号入力端子が、後述する電流検出回路１９に接続されている。すなわち、スイッチ１７は、負荷抵抗１５に直列に接続されている。

また、電流検出回路１９は、出力端子に接続された機器の消費電流量が少ないことを検出し、これによりスイッチ１７のオン／オフを制御するスイッチ切り替え信号を出力する回路である。なお、電流検出回路１９は、出力端子に接続された機器の消費電流量（出力端子からの出力電流）が少ないことを検出するために、スイッチングトランジスタ９ａのソースに流れる電流を検出している。これについては後述する。この電流検出回路１９は、スイッチングトランジスタ９ａのソースに直列に接続され、出力端子がスイッチ１７のスイッチ切り替え信号入力端子に接続されている。また電流検出回路１９は、スイッチングトランジスタ９ａのソース−グラウンド間に抵抗を挿入し、この抵抗における電圧降下を検出することにより、スイッチングトランジスタ９ａに流れる電流を検出する。次に、動作について詳細に説明する。

ＰＷＭ回路５から出力され、ドライバ回路７により増幅されたＰＷＭ信号がローレベルのとき、スイッチングトランジスタ９ａがオフになる。このとき、スイッチングトランジスタ９ａは、オフとなっているためグラウンドへ向けて電流が流れない。

次に、スイッチングトランジスタ９ａがオンのとき、コイル１１に電流が流れ、（スイッチングトランジスタ９ａがオフのときに）この電流量に応じたコイル電圧Ｖｌが発生する。また、消費電流量が多ければ、出力電圧Ｖｏは基準電圧Ｖｂ以下となる。

ここで、消費電流量が少ないときは、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｂに徐々に近づき、スイッチングトランジスタ９ａはオフの時間が長くなり、オンの時間が短くなる。スイッチングトランジスタ９ａがオンになる時間が短くなると、コイル１１を介して、スイッチングトランジスタ９ａに流れる電流が、定常状態にまで至らない。このため、電流検出回路１９は、消費電流量が少ないときには、スイッチングトランジスタ９ａに流れる電流が減少する。従って、出力端子に接続された機器の消費電流量が少ない場合（又は０の場合）は、電流検出回路１９が検出する、スイッチングトランジスタ９ａに流れる電流が減少し、スイッチ切り替え信号により、スイッチ１７をオンする。そして、スイッチ１７がオンになっているため、負荷抵抗１５は、コンデンサ１３に充電された電荷を放電させる。

また、出力端子に接続された機器の消費電流量が多くなると、スイッチングトランジスタ９ａがオンになる時間が長くなり、電流検出回路１９が検出するスイッチングトランジスタ９ａに流れる電流が上昇する。このため、電流検出回路１９は、スイッチ切り替え信号により、スイッチ１７をオフにする。このように、スイッチ１７がオフになっているため、負荷抵抗１５は、コンデンサ１３に充電された電荷を無駄に放電させることがなくなる。また、前述したように、スイッチングトランジスタ９ａに流れる電流は、スイッチングトランジスタ９ａがオンとなる時間にのみ検出される。このため電流検出回路１９は、流れる電流のピークレベルを検出し、これに基づいてスイッチ１７のオン／オフを制御できるような構成であっても良い。なお、電流検出回路１９は、出力端子に接続された機器の消費電流量が非常に少ないことを検出できればよいため、必ずしも上述の場所に取り付ける必要はない。例えば、出力端子から機器への経路に流れる出力電流を検出したり、コンデンサ１３の放電電流を検出したり、電池電流を検出してもよい。また、これ以外の構成として、出力端子に接続された機器の状態からＣＰＵ等の別ＩＣで出力電流量を判断して、スイッチ１７のオン／オフを制御する構成であっても良い。このような構成にする場合、出力端子に接続された機器の消費電流量をユーザに表示し、ユーザによってスイッチ１７のオン／オフを制御する構成であっても良い。すなわち、これらのいずれの構成によっても、出力電流を実質的に検出し、スイッチ１７のオン／オフを制御することができる。

以上説明したように、第２の実施形態のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、負荷に直列に接続されたスイッチと、出力電流を検出する電流検出回路と、を備え、出力電流に応じてスイッチのオン／オフを制御する構成とした。これにより、消費電流量が低下したときのみスイッチをオンして間欠動作を防止しているため、携帯機器に搭載された電池の消耗を低減することが可能となる。

また、第１及び第２の実施形態に示したチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、負荷に負荷抵抗を用いている構成であったが、負荷抵抗の代わりに定電流回路を用いる構成であっても同様な効果が得られることは言うまでもなく、本発明の趣旨から離れるものではない。

本発明の第１の実施形態に関わるチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を示す図である。本発明の第２の実施形態に関わるチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を示す図である。従来のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路を示す図である。

符号の説明

１基準電圧発生回路、３エラーアンプ、５ＰＷＭ回路、７ドライバ回路、９ａスイッチングトランジスタ、９ｂダイオード、１１コイル、１３コンデンサ、１５負荷抵抗、１７スイッチ、１９電流検出回路。

Claims

出力電圧と基準電圧の誤差に応じたデューティー比のＰＷＭ信号を一定の周期で出力するＰＷＭ回路と、
ＰＷＭ信号のデューティー比に応じて、携帯機器に搭載された電池から供給された電源電圧を昇圧させる昇圧回路と、
電源電圧を昇圧させた電圧を出力電圧として出力すると共に、出力電圧に応じた電荷が充電されるコンデンサと、
を備えたチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路であって、
コンデンサに並列に接続された負荷を備え、
負荷は、
コンデンサに充電された電荷を放電させ、これにより出力電圧が基準電圧以下となるまでの時間を、ＰＷＭ信号の１周期よりも短くさせることを特徴とするチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路。
請求項１に記載のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路であって、
負荷に直列に接続されたスイッチと、
出力電流を検出する電流検出回路と、
を備え、
出力電流に応じてスイッチのオン／オフを制御することを特徴とするチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路。
請求項１又は２に記載のチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路であって、
負荷は、
負荷抵抗又は定電流回路であることを特徴とするチョッパ方式の昇圧型スイッチングレギュレータ回路。