JP2007325371A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】抵抗性負荷に可変制御された直流の出力電圧を供給する電源装置において、負荷に高電圧で大電流を供給する動作時に対して、低電圧で小電流となるような場合にも適切に過電流保護動作ができる電源装置を提供する。
【解決手段】電源装置は、コンバータ１１と、コンバータ１１の出力電流を検出して電流検出信号を出力する電流検出回路１２と、入力される出力制御信号に応じて増加する過電流保護設定値を生成する設定回路１３と、出力制御信号に応じてコンバータ１１の出力電圧を制御するとともに、電流検出信号が過電流保護設定値以下となるようにコンバータ１１の出力電流を制限する制御回路１５とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器に直流の出力電圧を供給する電源装置に関し、特に過電流保護機能を有する電源装置に関するものである。

一般的な電源装置においては、出力短絡などの原因による過電流から構成部品及び電源装置自身を保護するために、過電流保護回路が具備されている。

図６および図７は特許文献１に開示された従来の過電流保護回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す。図６は特許文献１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示し、図７は特許文献１に示されたＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの相関図を示している。

図６に全体を示すＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、ハイサイドスイッチ８１、ローサイドスイッチ８２、インダクタ８３、キャパシタ８４、検出抵抗８５およびＤＣ−ＤＣコンバータ制御ＩＣ８６から構成される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御ＩＣ８６は、スイッチング制御部８７と過電流保護動作判定部８８から構成され、過電流保護動作判定部８８は、入力電流検出部８９と入力電圧検出部９０から構成される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、ハイサイドスイッチ８１およびローサイドスイッチ８２が交互にオン・オフし、スイッチング電圧ＶＬｘを生成する。インダクタ８３とキャパシタ８４はスイッチング電圧ＶＬｘを平滑して、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。また、スイッチング制御部８７は出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、所定値となるようにハイサイドスイッチ８１とローサイドスイッチ８２のオン・オフ時間比を調整する。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが増加した場合は、スイッチング制御部８７でハイサイドスイッチ８１をオフ、ローサイドスイッチ８２をオンする時間を延長し、出力電圧Ｖｏｕｔが減少するようにフィードバックがかかる。出力電圧Ｖｏｕｔが減少した場合も同様にフィードバックがかかり、出力電圧Ｖｏｕｔは一定電圧に保たれる。

入力電流検出部８９では検出抵抗８５に流れる入力電流Ｉｉｎを検出し、入力電圧検出部９０ではキャパシタ９１の両端の電圧を検出する。検出抵抗８５の抵抗値が小さいため、キャパシタ９１の両端の電圧は、入力電圧Ｖｉｎとしてよい。過電流保護動作判定部８８は、これらの検出部８９，９０から得られる入力電流値と入力電圧値に基づいて過電流保護動作を行わせるか否かを判定する。そして所定の正常動作域から外れたと判断すると、スイッチング制御部８７へ停止信号Ｓｓｔｏｐを出力する。スイッチング制御部８７は、制御信号Ｓｃｔｌによってハイサイドスイッチ８１とローサイドスイッチ８２の動作を停止する。

正常動作域は、図７に示すように、入力電流Ｉｉｎの最大値と入力電圧Ｖｉｎの最大値と、それらの積である最大入力電力によって規定される。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、最大入力電圧以下、最大入力電流以下、および最大入力電力以下において正常動作し、この正常動作域を超えた場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は動作を停止する過電流保護動作を行う。
以上のように、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータである電源装置は、入力電流の検出による低損失化と、さらに入力電圧検出による一定の最大入力電力の制限によって入力電圧の変動に対応している。
特開２００２−８４７４２号公報

電源装置の出力電力の供給先が、例えば携帯電話の送信系パワーアンプのような抵抗性負荷であり、出力電圧を可変制御する場合、出力電流は出力電圧に対して単調増加する。電源装置の出力電圧、即ちパワーアンプの電源電圧を可変制御するのは、携帯電話と基地局との距離に応じて送信電力の調整が行われるからである。しかしながら、従来の電源装置では、過電流保護回路は出力電圧が一定に制御されている場合を想定したものであり、一定の出力電流に達すると過電流保護動作を行うものであった。このため、上記のような抵抗性負荷に、従来の過電流保護回路を備えた電源装置から電力を供給すると、低出力時に大電流が出力されているにもかかわらず異常が検出されないといった問題が起こり得る。

本発明では、抵抗性負荷に対して可変制御された直流の出力電圧を供給する電源装置において、負荷に高電圧で大電流を供給する動作時に対して、低電圧で小電流となるような場合でも適切に過電流保護動作が作動する電源装置の提供を目的とする。

前記の目的を達成するため、本発明の電源装置においては、直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換して出力するとともに、前記出力電圧の増加に応じて連続的または段階的に出力電流の制限値が増加する。具体的には、直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換して出力するコンバータと、前記コンバータの出力電流を直接的または間接的に検出して電流検出信号を出力する電流検出回路と、前記出力電圧の増加に応じて連続的または段階的に増加する過電流保護設定値を生成する設定回路と、出力制御信号が入力されて前記出力電圧が所定値となるように前記コンバータを制御し、前記電流検出信号が前記過電流保護設定値以下となるように前記出力電流を制限する制御回路と、を備えた構成を有する。

ここで、前記制御回路は、入力される出力制御信号に応じて前記出力電圧を制御し、前記設定回路は、前記出力制御信号のレベルに対して単調増加あるいは単調減少する前記過電流保護設定値を生成する構成としても良い。あるいは、前記設定回路は、前記出力電圧を分圧する複数の抵抗器を有しても良く、前記制御回路は、前記出力電圧を検出する複数の抵抗器を有し、前記設定回路の有する複数の抵抗器は、前記制御回路の有する複数の抵抗器と兼用する構成としても良い。

また、前記設定回路は、前記コンバータの入力電流を検出して前記電流検出信号を生成する構成としても良い。
また、前記コンバータはスイッチング素子とインダクタを有するスイッチングコンバータであって、前記電流検出回路は、前記スイッチング素子または前記インダクタに流れる電流を検出して前記電流検出信号を出力する構成としても良い。

また、前記コンバータは、入出力間に制御トランジスタを有するシリーズドロッパであって、前記電流検出回路は、前記制御トランジスタに流れる電流を検出して前記電流検出信号を出力する構成としても良い。

以上の構成により、出力電圧の増加とともに過電流保護設定点が大きくなるので、負荷に高出力電圧で大出力電流を供給する動作時に対して、低出力電圧で小出力電流となるような場合にも適切に過電流保護動作が可能となる。

本発明によれば、パワーアンプ等のように動作電圧と動作電流が正の相関を有する抵抗性負荷に対して、可変制御された出力電圧を供給する電源装置において、出力電圧の変化に適した過電流保護動作が可能となる。

《第１の実施形態》
以下、本発明の電源装置に係る好適な実施形態について、添付の図面を参照しながら説明する。図１は、本発明に係る第１の実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。

図１に示すように、本発明に係る第１の実施形態の電源装置は、コンバータ１１、電流検出回路１２、設定回路１３および制御回路１５を具備している。バッテリー１は、例えば携帯機器の各電子回路に直流の入力電圧Ｖｉｎを供給している。図１に示す電電装置は、バッテリー１から入力電圧Ｖｉｎが供給されて、負荷であるパワーアンプ３０に電源電圧を出力する。

コンバータ１１は、ＰＭＯＳＦＥＴ（ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ）であるハイサイドスイッチ１６、ＮＭＯＳＦＥＴ（ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）であるローサイドスイッチ１７、インダクタ１８、キャパシタ１９を有して構成される降圧型コンバータである。コンバータ１１において、ハイサイドスイッチ１６およびローサイドスイッチ１７が交互にオン・オフし、スイッチング電圧ＶＬｘを生成する。インダクタ１８とキャパシタ１９はスイッチング電圧ＶＬｘを平滑し、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。インダクタ１８は、ハイサイドスイッチ１６のオン期間中にバッテリー１からエネルギーが供給されて蓄積し、ハイサイドスイッチ１６のオフ期間中に出力へ放出する。従って、ハイサイドスイッチ１６のオン期間が長いほど、コンバータ１１が出力する電力は大きくなる。１スイッチング周期に占めるハイサイドスイッチ１６のオン期間はデューティ比と呼ばれ、出力電圧Ｖｏｕｔはデューティ比Ｄを用いて次式（１）のように表される。

Ｖｏｕｔ＝Ｄ×Ｖｉｎ （１）

電流検出回路１２は、出力電流Ｉｏｕｔが流れる検出抵抗２０と、差動アンプ２１から構成される。検出抵抗２０の両端電圧は差動アンプ２１に入力されて増幅される。この構成により、差動アンプ２１は出力電流Ｉｏｕｔに比例した電流検出信号ＳＩｏｕｔを生成する。設定回路１３は、抵抗器２２および抵抗器２３を具備している。設定回路１３は、後述する出力電圧設定信号Ｓｃｔｒを抵抗器２２と抵抗器２３で分圧した信号を、過電流保護設定信号ＳＩｍａｘとして出力する。

制御回路１５は、エラーアンプ１４、可変電圧源２４、エラーアンプ２５、ダイオード２６、ダイオード２７、三角波発振器２８および比較器２９を具備して構成される。可変電圧源２４は、出力電圧設定信号Ｓｃｔｒに応じた基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。即ち、基準電圧Ｖｒｅｆは、出力電圧設定信号Ｓｃｔｒによって電源装置外部から制御可能である。携帯機器においては、出力電圧設定信号Ｓｃｔｒは、パワーアンプの電力調整のためにＣＰＵからの指令信号がＤＡＣ（Digital-to-Analog Converter：ＤＡ変換器）等を介して出力される電圧信号であって、これを基準電圧Ｖｒｅｆとして用いても構わない。
エラーアンプ２５には、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、両者の誤差を増幅した電圧誤差信号Ｖｅが出力される。電圧誤差信号Ｖｅは、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなろうとすると低下する信号である。一方、エラーアンプ１４には、過電流保護設定信号ＳＩｍａｘと電流検出信号ＳＩｏｕｔが入力され、両者の誤差を増幅した停止信号Ｓｓｔｏｐとして出力する。停止信号Ｓｓｔｏｐはダイオード２７を通して、電圧誤差信号Ｖｅはダイオード２６を通して比較器２９の反転入力に信号Ｓｅｒとして入力される。信号Ｓｅｒは、電圧誤差信号Ｖｅと停止信号Ｓｓｔｏｐのうち低いレベルの信号に各ダイオードの順方向降下電圧を加えたレベルの信号として比較器２９に入力される。三角波発振器２８では、所定の周期で増減を繰り返す三角波信号Ｓｐｌを出力する。比較器２９において、信号Ｓｅｒと三角波信号Ｓｐｌを比較し、制御信号Ｓｃｔｌを出力する。制御信号Ｓｃｔｌは、信号Ｓｅｒが低いとハイレベルの期間が長くなるパルス信号であり、ハイサイドスイッチ１６とローサイドスイッチ１７の各ゲートに入力され、これらのスイッチング素子をドライブする。

図１の電源装置の通常動作時では、停止信号Ｓｓｔｏｐは電圧誤差信号Ｖｅよりも高レベルのため動作に影響せず、電圧誤差信号Ｖｅが働く。制御回路１５は出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、所定値となるようにハイサイドスイッチ１６とローサイドスイッチ１７のオン・オフ時間比を調整する。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなった場合は、制御回路１５でハイサイドスイッチ１６をオフ、ローサイドスイッチ１７をオンする時間を延長する。即ち、デューティ比Ｄを低下させることによって出力電圧Ｖｏｕｔが減少するようにフィードバックがかかる。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも減少した場合には、デューティ比Ｄを増加させることによって出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するようにフィードバックがかかる。以上のような動作によって出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｒｅｆに一致するように制御される。

次に、負荷の異常によって出力電流Ｉｏｕｔが大きくなり、電流検出信号ＳＩｏｕｔが過電流保護設定信号ＳＩｍａｘに達すると、停止信号Ｓｓｔｏｐが低下する。即ち、過電流を検出した場合には、停止信号Ｓｓｔｏｐが電圧誤差信号Ｖｅよりもローレベルとなり、デューティ比Ｄが減少して、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。この場合、電流検出信号ＳＩｏｕｔと過電流保護設定信号ＳＩｍａｘが等しくなるようにフィードバックが働き、出力電流Ｉｏｕｔは一定電流のまま出力電圧Ｖｏｕｔが垂下する。

さて、過電流保護設定信号ＳＩｍａｘは出力電圧設定信号Ｓｃｔｒを抵抗器２２と抵抗器２３で分圧した信号であるので、出力電圧設定信号Ｓｃｔｒに比例する。前述のように、出力電圧設定信号Ｓｃｔｒと基準電圧Ｖｒｅｆが比例または同一の電圧信号であれば、出力電圧Ｖｏｕｔもまた出力電圧設定信号Ｓｃｔｒに比例する。従って、出力電圧Ｖｏｕｔが垂下する過電流保護動作において、出力電流が制限される一定電流は通常動作時の出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。

以上のような構成により、電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの相関図は図２のようになる。ある出力電圧ＶｏｕｔＡに対しては、出力電流Ｉｏｕｔが過電流動作点ＩｏｕｔＭａｘＡを超えると出力電圧Ｖｏｕｔは垂下し、出力電流Ｉｏｕｔは過電流動作点ＩｏｕｔＭａｘＡを超えることはない。また、出力電圧ＶｏｕｔＡよりも高い電圧の別の出力電圧ＶｏｕｔＢに対しては、出力電流Ｉｏｕｔは過電流動作点ＩｏｕｔＭａｘＡよりも高い、過電流動作点ＩｏｕｔＭａｘＢを超えると出力電圧Ｖｏｕｔが垂下し、出力電流Ｉｏｕｔは過電流動作点ＩｏｕｔＭａｘＢを超えることはない。

《第２の実施形態》
図３は、本発明に係る第２の実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。
図３において、図１に示した第１の実施形態の電源装置と同様の構成要素には同じ番号を付与し、その説明は第１の実施形態の説明を適用し第２の実施例においては省略する。図３の電源装置が図１の電源装置と異なる構成は、出力電圧設定信号Ｓｃｔｒを分圧する設定回路１３のかわりに出力電圧を分圧する設定回路１３Ａを用いた点である。第２の実施形態における設定回路１３Ａは、抵抗器２２Ａ、抵抗器２２および抵抗器２３から構成され、過電流保護設定信号ＳＩｍａｘはこれらの抵抗器２２Ａ，２２，２３による分圧により生成される。また、第２の実施形態においては、エラーアンプ２５の一方の入力として、出力電圧Ｖｏｕｔをそのまま用いるのではなく、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗器２２Ａ，２２，２３により分圧した電圧を使用している。

設定回路１３Ａの抵抗器２２Ａ、抵抗器２２および抵抗器２３の各抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２およびＲ３とすると、通常動作時において、出力電圧Ｖｏｕｔは次式（２）で表される電圧に制御される。

Ｖｏｕｔ＝（１＋Ｒ１／（Ｒ２＋Ｒ３））×Ｖｒｅｆ （２）

一方、出力電圧Ｖｏｕｔが抵抗器２２Ａ，２２，２３により分圧されて生成される過電流保護設定信号ＳＩｍａｘは、次式（３）で表される。

ＳＩｍａｘ＝Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）×Ｖｏｕｔ （３）

以上のように、出力電圧Ｖｏｕｔは出力電圧設定信号Ｓｃｔｒによって設定される基準電圧に比例し、過電流保護設定信号ＳＩｍａｘは出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。従って、前述の第１の実施形態の電源装置と同様に、出力電圧が垂下する過電流保護動作において、出力電流が制限される一定電流は通常動作時の出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。

《第３の実施形態》
図４は、本発明に係る第３の実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。
図４において、図３に示した第２の実施形態の電源装置と同様の構成要素には同じ番号を付与し、その説明は第１の実施形態および第２の実施形態における説明を適用し第３の実施形態においては省略する。図４の電源装置の電源装置が図３の電源装置と異なる構成は、電流検出回路１２のかわりに入力電流を検出する電流検出回路１２Ａを用いている点である。第３の実施形態における電流検出回路１２Ａは出力側ではなく、キャパシタ３１より前の入力側に接続されており、出力電流Ｉｏｕｔのかわりに入力電流Ｉｉｎを検出する構成である。電流検出回路１２Ａは、検出抵抗２０Ａおよび差動アンプ２１Ａを具備して構成される。

第３の実施形態では、出力電流ではなく入力電流の検出によって過電流保護動作を行う構成である。このように第３の実施形態においては、コンバータ１１が降圧型のスイッチングコンバータであるので、出力電流よりも入力電流の方が小さく、その電流検出回路における電力損失が小さくて済む利点がある。

設定回路１３Ａが抵抗器２２Ａ、抵抗器２２および抵抗器２３を具備して構成されており、過電流保護設定信号ＳＩｍａｘがこれらの抵抗器２２Ａ，２２，２３による出力電圧Ｖｏｕｔの分圧により生成される点は、前述の第２の実施形態と同様である。即ち、出力電圧が垂下する過電流保護動作において、出力電流が制限される一定電流は通常動作時の出力電圧Ｖｏｕｔに比例する。

尚、第３の実施形態における電流検出回路１２Ａが入力電流を検出しているため、同じ出力電圧であっても、入力電圧が変動すると過電流動作点が変動してしまう。一定の出力電流Ｖｏｕｔに対して、入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎの積は、出力電流Ｉｏｕｔに比例することから、入力電圧Ｖｉｎによって電流検出信号を補正する。

第３の実施形態の電源装置においては、入力電流Ｉｉｎを検出抵抗２０Ａで検出後、差動アンプ２１Ａに検出抵抗２０Ａの両端電圧が入力される。差動アンプ２１Ａでは、入力電圧Ｖｉｎを同時に検出しており、検出抵抗２０Ａの両端電圧と入力電圧Ｖｉｎの積に比例するように補正のかかった信号ＳＰｉｎが出力される。
図示はしていないが、補正のかかった信号ＳＰｉｎの形成方法としては、例えば、以下のような方法がある。
（１）差動アンプ２１Ａのゲインが入力電圧Ｖｉｎに比例するように補正する、
（２）差動アンプ２１Ａの出力と入力電圧Ｖｉｎとの乗算結果を信号ＳＰｉｎとする、
（３）近似補正であるが、入力電圧Ｖｉｎが高いほど差動アンプ２１Ａの出力が高くなるように、入力電圧Ｖｉｎを分圧する抵抗対を設け、差動アンプ２１Ａの出力から抵抗を介して抵抗対の接続点と接続し、この接続点電位を信号ＳＰｉｎとする。

また、補正を信号ＳＰｉｎにかけるのではなく、過電流保護設定信号ＳＩｍａｘにかけてもよい。補正のかかった過電流保護設定信号ＳＩｍａｘの形成方法としては、例えば、以下のような方法がある。
（４）抵抗２２と抵抗２３の接続点電位に入力電圧Ｖｉｎに反比例する信号を乗算する、
（５）近似補正であるが、入力電圧Ｖｉｎが高いほど抵抗２２と抵抗２３の接続点電位が低くなるように、入力電圧Ｖｉｎに比例した電流を抵抗２２と抵抗２３の接続点電位から引き抜く。

尚、上記第１から第３の実施形態においては、コンバータ１１の出力電流や入力電流といった直流の電流値を検出し、定電流垂下するような構成で説明してきたが、過電流保護の方法はこれに限ったものではなく、本発明も上記過電流保護動作に限定されるものではない。例えば、上記第１から第３の実施形態のようにコンバータ１１がスイッチング式のコンバータのような場合、ハイサイドスイッチ１６のようなスイッチング素子やインダクタ１８の電流を検出しても構わない。降圧コンバータのインダクタ電流であれば、これを平均化することによって出力電流と等価である。スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出する場合、過電流保護設定値を越えるとスイッチング素子を強制的にターンオフするパルスバイパルス過電流保護動作が知られている。

また、上記第１から第３の実施形態においては、過電流保護の方法として、出力電流が制限値を越えないように出力電圧を低下させる定電流垂下を適用して説明してきたが、本発明は、無論これに限定されるものでもない。背景技術で示した特許文献１のような停止信号を創出して、コンバータの動作を停止しても構わない。定電流垂下ではなく、出力電流Ｉｏｕｔが制限値Ｉｌｉｍｉｔを超えると出力電圧の低下に伴って出力電流が減少する垂下（図５の（ａ）参照）や、逆に出力電流Ｉｏｕｔが制限値Ｉｌｉｍｉｔを超えると出力電圧の低下に伴って出力電流が増加する垂下（図５の（ｂ）参照）であっても構わない。

また、上記第１から第３の実施形態においては、コンバータ１１もスイッチング式のコンバータに限定されない。例えば、入出力間に制御トランジスタを設け、そのインピーダンスを調整することによって出力電圧Ｖｏｕｔを制御するシリーズドロッパ方式のコンバータであってもよい。

本発明は、抵抗性負荷に対して可変制御された直流電圧を供給する電源装置において有用である。

本発明に係る第１の実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。 本発明に係る第１の実施の形態における過電流保護回路の出力電圧と出力電流の相関図である。 本発明に係る第２の実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。 本発明に係る第３の実施形態の電源装置の構成を示す回路図である。 本発明に係る電源装置における別の構成の過電流保護回路の出力電圧と出力電流の相関図である。 従来の電源装置を示す回路図である。 従来の電源装置における入力電圧と入力電流の相関図である。

符号の説明

１０ 電源装置
１１ コンバータ
１２ 電流検出回路
１３ 設定回路
１３Ａ 設定回路
１４ エラーアンプ
１５ 制御回路
１６ ハイサイドスイッチ
１７ ローサイドスイッチ
１８ インダクタ
１９ キャパシタ
２０ 検出抵抗
２１ 差動アンプ
２０Ａ 検出抵抗
２１Ａ 差動アンプ
２２ 抵抗器
２２Ａ 抵抗器
２３ 抵抗器
２４ 可変電圧源
２５ エラーアンプ
２６ ダイオード
２７ ダイオード
２８ 三角波発振器
２９ 比較器
３０ 掛け算器
３１ キャパシタ
８０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
８１ ハイサイドスイッチ
８２ ローサイドスイッチ
８３ インダクタ
８４ キャパシタ
８５ 検出抵抗
８６ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御ＩＣ
８７ スイッチング制御部
８８ 過電流保護動作判定部
８９ 入力電流検出部
９０ 入力電圧検出部
９１ キャパシタ
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｉｉｎ 入力電流
Ｉｏｕｔ 出力電流
ＶＬｘ スイッチング電圧
ＳＩｍａｘ 過電流保護設定信号
Ｓｃｔｒ 出力電圧設定信号
Ｖｅ 誤差信号
Ｓｓｔｏｐ 停止信号
Ｓｐｌ 三角波
Ｓｅｒ 信号
Ｓｃｔｌ 制御信号
ＳＩｏｕｔ 信号
ＳＰｉｎ 信号
ＶｏｕｔＡ 出力電圧
ＶｏｕｔＢ 出力電圧
ＩｏｕｔＡ 出力電流
ＩｏｕｔＭａｘＡ 過電流保護設定値
ＩｏｕｔＢ 出力電流
ＩｏｕｔＭａｘＢ 過電流保護設定値
Ｖｉｎ１ 入力電圧
Ｉｉｎ１ 入力電流
Ｖｏｕｔ 出力電圧
ＶＬｘ１ スイッチング電圧

Claims (8)

1. 直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換して出力するコンバータと、
   前記コンバータの出力電流を直接的または間接的に検出して電流検出信号を出力する電流検出回路と、
   前記出力電圧の上昇に応じて連続的または段階的に上昇する過電流保護設定値を生成する設定回路と、
   出力制御信号が入力されて前記出力電圧が所定値となるように前記コンバータを制御し、前記電流検出信号が前記過電流保護設定値以下となるように前記出力電流を制限する制御回路と、
   を具備する電源装置。
2. 前記制御回路は、入力された出力制御信号に応じて前記出力電圧を制御し、
   前記設定回路は、前記出力制御信号のレベルに対して単調増加あるいは単調減少する前記過電流保護設定値を生成する請求項１に記載の電源装置。
3. 前記設定回路は、前記出力電圧を分圧する複数の抵抗器を有する請求項１に記載の電源装置。
4. 前記制御回路は、前記出力電圧を検出する複数の抵抗器を有し、
   前記設定回路の有する複数の抵抗器は、前記制御回路の有する複数の抵抗器と兼用することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記設定回路は、前記コンバータの入力電流を検出して前記電流検出信号を生成する請求項１に記載の電源装置。
6. 前記コンバータは、スイッチング素子とインダクタを有するスイッチングコンバータであって、
   前記電流検出回路は、前記スイッチング素子または前記インダクタに流れる電流を検出して前記電流検出信号を出力するよう構成された請求項１に記載の電源装置。
7. 前記コンバータは、入出力間に制御トランジスタを有するシリーズドロッパ方式であって、
   前記電流検出回路は、前記制御トランジスタに流れる電流を検出して前記電流検出信号を出力する請求項１に記載の電源装置。
8. 直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換して出力するとともに、前記出力電圧の増加に応じて連続的または段階的に出力電流の制限値が増加するよう構成された電源装置。
   

Images