JP2005526478A - 共振形コンバータのための回路構成、及び該コンバータを動作させるための方法 - Google Patents
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Abstract
本発明は、直流電圧Ｕ１を裁断された直流電圧Ｕ３に裁断するためのスイッチＳ１，Ｓ２をもつコンバータ１のための回路構成に関するものであって、該スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチオン時間を制御するための制御手段を有し、該スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチオン時間は、互い違いであり、デッドタイムのフェーズＴtotにより互いに分離され、回路エレメントが該裁断された直流電圧を出力電圧に変換するための少なくとも１つのキャパシタＣr及び少なくとも１つのコイルＬrを有する共振回路を有している。かかる回路の信頼性の高い、かつ干渉のないＺＶＳ動作を保証するため、回路構成及びかかる回路構成を動作する方法が提案され、誘導性の動作モードでスイッチを切り替えるために共振回路に残されているエネルギー／電荷のための値が決定され、コンパレータ２４により閾値と比較され、スイッチＳ１，Ｓ２は、比較結果に依存して制御される。
Description
本発明は、スイッチのスイッチオン時間を制御するための制御手段を有する、ＤＣ電圧Ｕ１を裁断されたＤＣ電圧Ｕ３に裁断するためのスイッチをもつコンバータのための回路構成に関し、この回路構成では、スイッチのスイッチオン時間は、互い違いであり、デッドタイムフェーズにより互いに分離され、回路エレメントは、裁断されたＤＣ電圧Ｕ３を出力電圧Ｕ２に変換するための少なくとも１つのキャパシタと少なくとも１つのコイルとを有する共振回路を有している。
また、本発明は、かかる回路構成におけるスイッチを切り替える方法に関する。
また、本発明は、かかる回路構成におけるスイッチを切り替える方法に関する。
共振回路エレメントをもつコンバータは、共振形コンバータと呼ばれており、その出力に接続される負荷に直流（ＤＣ）電圧又はＤＣ電流を供給するために一般に使用される。共振形コンバータは、多様なやり方で使用される場合があり、特に、放電灯、ディスプレイスクリーン、オーディオ装置、テレビジョン、ビデオレコーダを動作させるために使用されており、又は自動車技術において使用されている。共振形コンバータは、ＡＣ／ＡＣ，ＤＣ／ＡＣ，ＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＤＣコンバータとして形成される場合がある。
開始節に記載されたタイプの共振形コンバータでは、ＤＣ電圧Ｕ１は、スイッチから構成されるブリッジ回路又はハーフブリッジ回路により、裁断されたＤＣ電圧Ｕ３に裁断される。裁断されたＤＣ電圧は、少なくとも１つの誘導性の共振回路エレメントと少なくとも１つの容量性の共振回路エレメント、すなわち誘導性及び容量性リアクタンスコンポーネントとを有する回路手段に印加され、共振周波数近くの動作の場合に交流（ＡＣ）電流
が回路手段に流れ、このＡＣ電流は、たとえば、正確に１つの誘導性共振回路エレメントと１つの容量性共振回路エレメントとを有する回路手段において、近似的に正弦波である。このＡＣ電流は、次いで整流され、コンバータに接続される負荷のための電源電圧として出力電圧Ｕ２に平滑化される。しかし、他のアプリケーションも実施可能であり、そこでは負荷はＡＣ電圧で動作され、したがって如何なる整流器をもたない。スイッチのスイッチング周波数を調整することで、負荷の変化及び入力電圧の変動に対する調整を実行することができる。
が回路手段に流れ、このＡＣ電流は、たとえば、正確に１つの誘導性共振回路エレメントと１つの容量性共振回路エレメントとを有する回路手段において、近似的に正弦波である。このＡＣ電流は、次いで整流され、コンバータに接続される負荷のための電源電圧として出力電圧Ｕ２に平滑化される。しかし、他のアプリケーションも実施可能であり、そこでは負荷はＡＣ電圧で動作され、したがって如何なる整流器をもたない。スイッチのスイッチング周波数を調整することで、負荷の変化及び入力電圧の変動に対する調整を実行することができる。
共振形コンバータは、可能な電力供給と比較して、小型かつ軽量の装置を構築することができるように、高いスイッチング周波数で動作することができる。
共振形コンバータでは、コンポーネント数を減少させ、スイッチングロスを回避するため、いわゆるＺＶＳ（Zero Voltage Switching）動作が狙いとされる。これは、必然的ではないが慣習的にＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）がスイッチとして使用されているためである。この文脈では、ＺＶＳ動作は、最小のスイッチ電圧、好ましくはゼロボルト近くでの、スイッチのスイッチオン（スイッチを導通状態にすること）を意味するために理解される。ＺＶＳ動作の可能性を提供するため、デッドタイムフェーズが実現されるべきであり、このフェーズでは、関連するハーフブリッジの全てのスイッチは、スイッチオフにされる（すなわち、非導通状態にされる）。
コンバータの動作の異なるエリアにおけるＺＶＳ動作を保証するため、デッドタイムフェーズは、コンバータの動作エリアに調整されるべきである。たとえば、Allegro-Sanken社のSTR-Z4000又はMotorola社のコントローラIC MC34067のような公知の制御ＩＣは、自動調節の可能性を提供せず、したがって、制限されたエリア内でのみＺＶＳ動作を保証することができる。これらのエリアの外側では、信頼できるＺＶＳ動作をもはや保証することはできない。デッドタイムフェーズと結果的に得られるＺＶＳ動作をなくすこととがミスマッチするときにスイッチングロスが増加され、これにより極端なケースではスイッチの破壊を招く場合がある。
かかるスイッチングロスを回避するため、容量性負荷でのスイッチのスイッチングが特に回避されるべきである。容量性負荷、すなわち容量性の動作モードでのスイッチングを回避するため、容量性負荷のケースにおいてエレメントのスイッチオンがスイッチされるのを回避するため、コンバータ負荷（誘導性又は容量性）のタイプを判定するための手段を提供することが知られている。
開始節に記載されるタイプのコンバータ回路構成は、EP0430358A1から知られている。容量性負荷でのスイッチングを回避するため、回路に印加される電圧と回路構成に流れる電流との間の位相差は、回路を流れる電流を監視することで間接的にモニタされる。このコンバータ負荷を判定するモードでは、位相差の判定が回路技術の観点から手が込んでいること、及び測定が損失を受けやすいことは損である。
さらに、回路構成は、DE19925490から知られており、ここでは、スイッチのうちの１つの電圧、及びおそらく電圧勾配ｄＩ／ｄｔは、スイッチオンの前にデッドタイムフェーズにおいてコンバータ負荷のタイプを判定するために測定され、スイッチのスイッチオン時間の間のデッドタイムを制御するように閾値と比較される。このことは、容量性負荷でのコンバータの動作がデッドタイムの終わりでのスイッチオンの瞬間でのみ判定され、したがって負荷が既に容量性となるまで判定されないことが欠点である。かかるケースでは、スイッチングサイクルが中断されて、再開される必要があり、これにより乱れを生じる場合がある。
したがって、本発明の目的は、如何なる乱れなしにＺＶＳ動作が可能であり、先に説明された問題点を有しない、開始節に記載されたタイプの回路構成を提供することを目的としている。
また、本発明の目的は、かかる回路構成を動作させるための開始節に記載されたタイプの方法を提供することにある。
また、本発明の目的は、かかる回路構成を動作させるための開始節に記載されたタイプの方法を提供することにある。
この目的は、共振回路に流れる電流Ｉを決定するための手段が提供され、制御手段が共振回路に流れる電流Ｉに依存する値を閾値と比較するコンパレータを有しており、回路手段が比較結果に依存してスイッチのスイッチングを制御する点で解決される。
代替的に、又は先に説明された解決策に加えて、上記目的は、共振回路に流れる電流Ｉの電流の勾配ｄＩ／ｄｔを決定するための手段が提供され、制御手段が電流の勾配ｄＩ／ｄｔに依存する値を閾値と比較するコンパレータを有し、回路手段は比較結果に依存してスイッチのスイッチングを制御する。
また、上記目的は、コンバータの本発明に係る回路構成のスイッチのスイッチングの方法により解決される。
共振回路に流れる電流Ｉに依存する値が決定され、スイッチのスイッチオンフェーズの間に閾値と比較される。
電流Ｉが閾値に到達するまでスイッチが交互にスイッチオフにされる。
共振回路に流れる電流Ｉに依存する値が決定され、スイッチのスイッチオンフェーズの間に閾値と比較される。
電流Ｉが閾値に到達するまでスイッチが交互にスイッチオフにされる。
代替的に、又は本方法に加えて、上記目的は、共振回路に流れる電流Ｉの電流の勾配ｄＩ／ｄｔに依存する値が決定され、スイッチのスイッチオンフェーズの間に閾値と比較され、さらに、電流の勾配が閾値に到達するまでスイッチが交互にスイッチオフにされる方法により解決される。
本発明の本質的かつ基本的な態様は、共振回路に流れる電流Ｉ及び／又は電流の勾配ｄＩ／ｄｔの判定により、如何なる瞬間で、共振回路におけるエネルギーの値又は誘導性の動作モードにおける電荷の値を決定することが可能であり、したがって次のスイッチのスイッチオンのプロセスが容量性の動作モードで実行されないために、その如何なる瞬間で、スイッチが遅くともスイッチオフにされるべきかを判定することが可能となる。誘導性の動作モードに残されているエネルギー／電荷は、関連するその後のスイッチがＺＶＳ動作において再びスイッチオンにされることが保証されるように、スイッチをスイッチオフにするときに十分に大きい必要がある。
本発明に係る回路構成は、コンバータの動作の信頼性が大幅に拡張されるように、デッドタイムの既に前であって、したがって瞬間的にアクティブスイッチがスイッチオフにされる前に、次のスイッチのスイッチオンのリリースをチェックする特定の可能性を提供する。
任意に、誘導性モードにおいて残されているエネルギー／電荷の所与の値が閾値に到達したことを示すコンパレータからの信号を受けると直ぐに、制御手段は、アクティブ（スイッチオンの）スイッチをスイッチオフにするために遅くとも信号を供給する。又は、誘導性の動作モードにおいて残されているエネルギー／電荷の値が閾値以下になったことを示す信号をコンパレータが供給したとき、後続するスイッチはスイッチオンするのが防止される。
スイッチがスイッチオン信号を受信した瞬間にスイッチが通常は直接にスイッチオンされるのではなく、所与の時間遅延の後にスイッチングプロセスが終端された瞬間にスイッチオンされることが考慮される。
これまで、スイッチがスイッチオンされる前に誘導性の動作モードが提供されるか又は容量性の動作モードが提供されるかを判定することは、従来技術の回路構成において可能であり、通常のコンバータの動作が中断される必要があり、スイッチを切り替えるための新たな開始シーケンスが容量性の動作モードで導入される必要があるが、本発明に係る回路構成により、共振回路における電流の変動をモニタすることができ、スイッチは、スイッチオンにされるべきスイッチが誘導性の動作モードで常にスイッチオンにされるやり方でタイムリーに制御することができる。このように、容量性の動作モードにおけるスイッチングは、ＺＶＳ動作が永続的に確保されるように確かに回避することができる。後者のことは、閾値が適切に調整されるときに特に当てはまる。本方法は、電流Ｉが第一の閾値に到達し、この値をなお超えるか又はこの値以下にならないときにスイッチがスイッチオンされるようなやり方、又は電流Ｉが第一の閾値に到達したときにスイッチがもはやスイッチオンされないやり方で任意に実現される場合がある。
容量性モードにおけるスイッチの如何なるスイッチオンがこのやり方で防止されるとき、パワーＭＯＳＦＥＴの使用は、（特に、しばしばパワーＭＯＳＦＥＴの非常に質の悪い内部のダイオードである）逆平行のパワーダイオードの逆の回復動作に関してもはや問題を招かない。
電流Ｉ及び電流の勾配ｄＩ／ｄｔを測定するための手段は、共振回路に配置される場合があり、この共振回路で、測定ポイントは十分である。手段は、正の測定値及び負の測定値の両者を処理し、負の測定値を形成するのに適しているべきである。電流Ｉ及び／又は電流の勾配ｄＩ／ｄｔを測定するための手段は、ハーフブリッジのスイッチに設けられる場合があるか、フルブリッジ回路のスイッチペアに設けられる場合がある。このケースでは、２つの測定ポイントが必要とされ、これは電流Ｉを測定するための手段が正の信号のみを処理することができるためである。
特に、電流感知ＦＥＴだけでなく抵抗又は電流変成器は、電流Ｉ及び／又は電流の勾配ｄＩ／ｄｔを測定するための手段として両方のケースで使用することができる。
ＭＯＳＦＥＴがスイッチとして使用されるとき、電流Ｉ及び／電流の勾配ｄＩ／ｄｔは、本発明の更なる好適な実施の形態では、そのドレイン−ソース間の電圧を介して比較的容易にタップ接続される。
既に先に説明されたように、好適な実施の形態の方法では、アクティブスイッチのスイッチオフは、遅くとも閾値に到達したときにトリガすることができ、キャパシタを再充電するために利用可能なエネルギー／電荷が誘導性の動作モードにおいて少なくとも必要とされるエネルギー／電荷以下になる前に、次のスイッチのスイッチンプロセスがタイムリーに開始される。
更なる好適な実施の形態の方法では、次のスイッチのスイッチオンは、値が閾値以下になった後に防止され、それぞれのケースで、スイッチのスイッチオンは、容量性の動作モードで防止される。
回路構成におけるスイッチを切り替えるための本発明に係る方法は、増加する入力電圧Ｕ１と共に上昇される、閾値が入力電圧Ｕ１に依存して調整されるやり方で更に好適に実現される。共振回路における寄生キャパシタンス及びおそらく外部キャパシタンスを充電又は放電するために必要とされるエネルギー／電荷は増加する入力電圧Ｕ１と共に増加するので、したがって閾値を負荷の条件に調節することが可能である。
本発明のこれらの態様及び他の態様は、以下に説明される実施の形態を参照して明らかとなるであろう。
図１におけるブロック図は、負荷共振形コンバータ、ＤＣ入力電圧Ｕ１を出力電圧Ｕ２に変換するための回路ブロック１による電源ユニット、回路ブロック３により表される負荷に供給するために使用されるＤＣ電圧を示している。入力電圧Ｕ１は、たとえば、回路ブロック２によりＡＣ電圧ライン４のＡＣ電圧を整流することで、電源ユニットのための従来のやり方で生成される。
図２は、図１に示されるコンバータの本質的なエレメントを更に詳細な方式で示している。ＤＣ入力電圧Ｕ１は、ＤＣ電圧Ｕ１を裁断する、直列に配置されたスイッチＳ１及びＳ２のハーフブリッジに存在する。スイッチＳ１及びＳ２は、このケースでは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタであり、ボディダイオードＤ１及びＤ２を有しており、それぞれのダイオードは、対応するスイッチＳ１及びＳ２に対して逆平行に配置されている。
裁断されたＤＣ電圧Ｕ３がコンバータ１の動作の間に減少するキャパシタンスＣPは、スイッチＳ２に並列に配置されている。キャパシタンスＣPは、必ずしも外部のコンポーネントである必要はなく、専用のＭＯＳＦＥＴトランジスタの出力キャパシタンスＣissである場合があり、この出力キャパシタは、どのような方法にせよ存在する。裁断されたＤＣ電圧Ｕ３は、回路構成６に印加され、この回路構成は、共振回路エレメントを有しており、ＤＣ出力電圧Ｕ２を生成する。回路構成６は、共振回路エレメントとして、直列に配置されるキャパシタンスＣr及びインダクタンスＬrを有している。キャパシタンスＣrとインダクタンスＬrとキャパシタンスＣPの直列の配置の間に、整流器の構成７は、コンバータ出力の方向に配置されており、この整流器の構成は、共振回路のエレメントＣr及びＬrを通して流れる電流Ｉを整流し、通常通り、出力に配置されている平滑化キャパシタンスＣに印加し、この平滑化キャパシタンスから、ＤＣ出力電圧Ｕ２がタップ接続される。
図２では、ＤＣ出力電圧Ｕ２は、負荷Ｒに存在しており、この負荷は、このケースではオーミック抵抗として示されている。基本的には、コンバータ１は、ＤＣ電圧の代わりにＡＣ電圧を供給するために使用される場合がある。かかるケースでは、整流器の構成及び平滑化キャパシタにより整流が必要とされず、出力電圧は、図２に示される実施の形態では、整流器の構成７で減少するＡＣ電圧に等しい。
スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチオン及びスイッチオフを制御するための制御ユニット５が提供される。スイッチＳ１，Ｓ２のそれぞれと直列に配置されるのは、オーミック抵抗Ｗ１，Ｗ２であり、このオーミック抵抗から、減少する電圧ＵW1又はＵW2が制御ユニット５によりタップ接続される。これらの抵抗Ｗ１及びＷ２の代替として、共振回路に配置されるオーミック抵抗が使用される場合もある。オーミック抵抗の代わりに、デッドタイムフェーズの間に流れる電流Ｉ及び／又は電流の勾配ｄＩ／ｄｔを決定するため、電流変成器又は電流感知ＦＥＴを使用することができ、その信号は、制御ユニット５により相応してタップ接続される。
スイッチＳ１及びＳ２を交互にスイッチオン（導通状態に転移）及びスイッチオフ（非導通状態に転移）にすることで、ＤＣ入力電圧Ｕ１は、裁断されたＤＣ電圧Ｕ３に変換される。スイッチＳ１がスイッチオンにされたとき、スイッチＳ２は、スイッチオフにされる。スイッチＳ２がスイッチオンにされたとき、スイッチＳ１がスイッチオフにされる。スイッチＳ１のスイッチオンのフェーズの終わりと、スイッチＳ２のスイッチオンのフェーズの開始との間では、２つのスイッチＳ１及びＳ２がスイッチオフにされるデッドタイムフェーズが存在する。スイッチＳ２のスイッチオンのフェーズの一方の終わりとスイッチＳ１の次のスイッチオンフェーズの開始との間では、かかるデッドタイムのフェーズが存在する。かかるデッドタイムのフェーズを設けることで、ＺＶＳ動作（ゼロ電圧スイッチング）が可能となる。スイッチング周波数を調整することで、負荷の変動及び入力電圧の変動が存在するとき、一定の出力電圧もまた保証される。
図３ａに示される３つの図のうちの上の図は、いわば、正の制御電圧ＵG1及びＵG2のみが供給された場合の本実施の形態におけるケースについて、スイッチＳ１での制御電圧ＵG1の値とスイッチＳ２での制御電圧ＵG2の値との差｜ＵG1｜−｜ＵG2｜を表している。制御電圧ＵG1及びＵG2は、スイッチＳ１及びＳ２を制御するための制御信号としての役割を果たすものであって、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの対応するゲート電圧を表している。制御電圧の値の間の差がゼロであるときはいつでも、Ｔtotにより示されるデッドタイムのフェーズが存在する。
適切な制御電圧ＵG1をスイッチの制御入力に印加することでスイッチＳ１がスイッチオン状態に転移されたとき、ＴON（Ｓ１）により示される時間のインターバルが存在する。これらの時間のインターバルでは、スイッチＳ２がスイッチオフにされるように、制御電圧ＵG2はゼロである。スイッチＳ２がスイッチオンにされ、スイッチＳ１がスイッチオフにされる時間のインターバルは、ＴON（Ｓ２）により示される。これらの時間のインターバルの間、ゼロとは異なりかつスイッチＳ２をスイッチオンにする制御電圧ＵG2は、スイッチＳ２の制御入力に印加される。これらの時間のインターバル内で、制御電圧ＵG1はゼロである。
図３ａにおける中央の図は、共振回路のエレメントＣr及びＬrを流れる電流の時間に関する変動を示している。最後に、図３ａにおける下の図は、寄生容量ＣPで存在する電圧Ｕ３の時間に関する変動を示している。時間ｔによる３つの図の時間軸は、同じスケールでプロットされている。
スイッチＳ１及びＳ２のスイッチオン状態とスイッチオフ状態とを交互にすることは、例示を経由して簡略化されたやり方で以下に説明され、この状態では、単一のスイッチングサイクル間で交互となる間のプロセスが説明される。瞬間ｔ０では、スイッチＳ２がスイッチオフにされるように、制御電圧ＵG2がゼロに設定される。これにより、スイッチＳ２を実現するために使用されるＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート電極での放電を招く。値がＭＯＳＦＥＴの閾値Ｕth＞０以下になる瞬間まで、この瞬間で負である電流ＩがスイッチＳ２を通して流れるように、スイッチＳ２はなお導通状態になる。瞬間ｔ１から、電流がスイッチＳ２を通してもはや流れることができないように、スイッチＳ２が最終的にスイッチオフにされる。インダクタンスＬrに蓄積されたエネルギーにより更に流れる電流Ｉは、電圧Ｕ３が増加するように、キャパシタＣPを瞬間ｔ１から充電させる。瞬間ｔ２では、値Ｕ３は、ダイオードＤ１が導通を開始するように、ＤＣ入力電圧Ｕ１の値に最終的に到達する。この瞬間から、約ゼロボルト（ダイオードの順方向電圧でのＺＶＳ）のスイッチング電圧ＵS1以下のスイッチＳ１のスイッチオンが保証される。
瞬間ｔ２の後の短時間である瞬間ｔ４で、対応する制御電圧ＵG1を印加することで、スイッチＳ１はスイッチオンにされる。これにより、スイッチＳ１のスイッチオン及びスイッチＳ２のスイッチオフによる時間のインターバルＴON（Ｓ１）が開始される。
瞬間ｔ５では、この時間のインターバルＴON（Ｓ１）の終わりは開始され、ここでは、制御電圧ＵG1がゼロにセットされる。このことは、次に、スイッチＳ１を実現するために使用されるＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート電極での放電プロセスを導く。瞬間ｔ６では、この放電プロセスは、スイッチＳ１が非導通を開始する程度に終端され、すなわち、この瞬間で正である電流ＩがキャパシタンスＣPの放電を導き、これにより電圧Ｕ３の減少を招くように、スイッチＳ１はスイッチオフ状態に切り替わる。瞬間ｔ７で、電圧Ｕ３は、ゼロの値に到達し、この瞬間から、ダイオードＤ２は導通を開始し、スイッチＳ２は、（ダイオードの順方向電圧で）約０ボルトのスイッチング電圧ＵS2以下にスイッチオフにされ、この約ゼロボルトは、対応する制御電圧ＵG2が印加された後の短い時間である瞬間ｔ９で実際に起こる。時間のインターバルＴON（Ｓ２）は、スイッチＳ２がスイッチオンにされ、スイッチＳ１がスイッチオフにされるこの瞬間から開始する。
瞬間ｔ０と瞬間ｔ４との間、及び瞬間ｔ５と瞬間ｔ９との間にはデッドタイムのフェーズＴtotが存在し、このデッドタイムフェーズの間、制御電圧ＵG1及び制御電圧ＵG2の両者はゼロであり、スイッチオフ制御信号として作用する制御電圧が供給される。ＺＶＳ動作が可能であるやり方で、デッドタイムフェーズＴtotが調節される。Ｉ（ｔ）の図では、陰影が付けられた領域は、キャパシタンスＣPを再充電するために利用可能な電荷の測定値を表している。図３ａに示されるケースでは、利用可能な電荷は、十分な範囲に存在する。
図３ａにおける時間に関する変動により示される動作状態は、たとえば、誘導性負荷を表しており、すなわち、電流Ｉは、電圧Ｕ３の第一高調波に関して遅れている。かかる動作状態では、十分に誘導的に蓄積されたエネルギーが転送のために利用可能である限り、コンバータ１のＺＶＳ動作が可能である。
対照的に、図３ｂは、例示を経由して、容量性負荷の時間に関する対応する変動を示している。かかる動作状態では、電流Ｉは、電圧Ｕ３の第一高調波に関して進んでいる。容量性の負荷では、コンバータ１のＺＶＳ動作は、もはや可能ではない。
図３ｂにおける瞬間ｔ０では、スイッチＳ２がスイッチオフにされる。電流Ｉは、その後に正である。（瞬間ｔ１とｔ２との間に図３ａで示されるケースにおけるように）電圧Ｕ１までキャパシタＣPを次第に充電することは、インダクタンスＬrに蓄積されたエネルギーにより一定に駆動される電流Ｉのために可能ではないが、電流は、代わりにダイオードＤ２を通して流れる。このケースでは、電圧Ｕ３は、瞬間ｔ４でゼロから値Ｕ１に突然上昇し、この瞬間では、スイッチＳ１はスイッチオンにされ、すなわちスイッチＳ１がスイッチオンにされたとき、値Ｕ１を有するフル電圧がスイッチＳ１になお存在する。対応するやり方で、スイッチＳ２は、容量性負荷で電圧がない状態でスイッチオンされない。電圧Ｕ３は、瞬間ｔ９で値Ｕ１をなお有しており、この瞬間で、スイッチＳ２がスイッチオンにされ、値Ｕ１はゼロに突然減少する。容量性負荷では、ここではＭＯＳＦＥＴトランジスタとして形成されるスイッチＳ１及びＳ２において高いスイッチングロスが生成され（並びに、瞬間ｔ４とｔ９のそれぞれでの電流Ｉとスイッチ電圧ＵS1及びＵS2との積の対応する大きな値が生成され）、このことは、スイッチの破壊を招く場合さえある。本発明の回路構成では、容量性負荷のケースにおけるスイッチングが確実に回避される。
図３ｃは、図３ａの上の図のセクションを図解的に示しており、スイッチＳ１がスイッチオフされた後のデッドタイムを表している。陰影が付されたエリアは、ＺＶＳ動作の利用可能なエネルギー／電荷の比較的良好な測定値である。瞬間ｔ０でのその微分と同様に電流の絶対値により、以下の式により推定することができる。
図４は、制御ユニット５について本発明の実施の形態に係る構成を示している。制御ユニット５は、ハーフブリッジコントロール１１、２つの制御回路１２，１２’及びコントローラ１３を備えている。
制御ユニット５は、それぞれのスイッチＳ１，Ｓ２についてそれ自身の制御回路１２，１２’を有しており、抵抗Ｗ１で減少する電圧ＵW1は、制御回路１２の入力に存在し、抵抗Ｗ２で減少する電圧ＵW2は、制御回路１２’の入力に存在する。制御回路１２及び１２’は、スイッチＳ２及びＳ１のそれぞれのゼロ電圧スイッチングのために十分なエネルギー／電荷が存在するか、スイッチＳ２及びＳ１をスイッチオフすることができるかをハーフブリッジコントロールに知らせるために、信号“ZVS S2 possible”、“S1 off allowed”又は“ZVS S1 possible”及び“S2 off allowed”をそれらの出力１及び２で利用可能にする。
制御回路１２，１２’は、プロテクティブ回路として動作し、この回路は、特に通常の動作モードにおいて信頼できるＺＶＳ動作を保証し、その動作の後、負荷共振コンバータは始動する。共振コンバータの開始フェーズの間、このプロテクティブ回路は、デアクチベートされるか、又はその信号は、負荷共振コンバータの開始を乱さないためにハーフブリッジコントロール１１により考慮されるべきではない。
その入力１に存在する電圧Ｕ２に依存して、コントローラ１３は、要求される周波数及びスイッチＳ１及びＳ２が切り替えられるべきデューティサイクルについて、制御信号を発生する。これらの信号は、コントローラ１３の出力に存在する。
ハーフブリッジ回路１１の入力に存在する、瞬間的なデッドタイムＴtotのための安定値に依存するだけではなく、制御回路１２，１２’の信号、コントローラ１３の周波数信号及び／又はデューティサイクルに依存して、ハーフブリッジ回路１１は、スイッチＳ１及びＳ２を切り替える目的でその出力に存在する制御電圧ＵG1及びＵG2を発生する。
制御回路１２及び１２’をもつ制御ユニット５は、図示されるように、コントローラ１３及びハーフブリッジ回路１１と共に単一のＩＣで実現される場合がある。また、単一の制御回路により制御回路１２及び１２’を実現することが可能であり、電圧ＵW1及びＵW2を多重化することで制御回路を二重に利用することができる。同様に、ハーフブリッジ回路１１及びコントローラ１３と同様に、制御回路１２及び１２’は、個別のＩＣにより実現される場合もある。
図５は、基本ブロック２１，２２、推定ブロック２３、閾値整合装置２４、コンパレータ２５及び回路ブロック２６をもつ、ブロック図におけるスイッチＳ１を制御するために使用される制御回路１２の好適な実施の形態に関する基本構造を示している。
基本ブロック２１，２２は、抵抗Ｗ１からタップ接続される電圧ＵW1からスイッチＳ１を通して流れる電流Ｉを決定する結合された測定及び評価装置を組み込んでおり、推定装置２３に電流Ｉに等価である信号を伝える。更に、低域通過された電流の勾配ｄＩ／ｄｔは、抵抗Ｗ１からタップ接続された電圧ＵW1から決定され、これに等価な信号は、推定装置２３に通過される。推定装置２３は、入力値からのエネルギー／電荷を決定し、この電荷は、ＣPと同様な寄生のスイッチキャパシティを再充電するために利用可能である。
閾値整合回路２４は、キャパシティＣPと同様な寄生のスイッチキャパシタを再充電するために要求される最小エネルギー／最小電荷に対応する信号を発生する。このため、閾値整合回路は、その入力１で公称値を入力電圧Ｕ1に調整し、ここで、閾値は増加する入力電圧Ｕ１につれて上昇する。これは、共振回路における寄生のキャパシタを充電又は放電するために要求されるエネルギー／電荷が増加する入力電圧Ｕ１と共に増加し、入力電圧Ｕ１が減少するときに相応して減少するためである。同様に、閾値は、スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチング周波数に依存して、及び／又はコンバータに存在する負荷に依存して調節することができる。動作の間、閾値は、コンバータ１のワーキングポイントに調節することができる。
コンパレータ２５は、このケースでは（“ZVS S2 possible”に対応する）論理“１”生成する、次のスイッチのゼロボルトのスイッチオンが可能であるように、推定装置２３により決定されたエネルギー／電荷の値が閾値整合回路２４により予め決定された閾値よりも大きいかをチェックする。さらに、電流Ｉ及びおそらく電流の勾配ｄＩ／ｄｔに比例する入力信号は回路ブロック２６に印加され、この回路ブロック２６は、正当性検査を行い、瞬間的なスイッチオンのスイッチのスイッチオフが第一に許容されるかをチェックし、対応する出力信号を発生する。正当性検査の可能な基準は、たとえば以下である場合がある。
Ｓ１をオフに切り替え：Ｉ＞０，ｄＩ／ｄｔ＜０，ＴON＞Ｔmin，Ａ＞Ａmin、又はこれらの基準のサブコンビネーション（対応するやり方では、制御回路１２’の回路ブロックにおけるＳ２をオフに切り替えるための基準は、Ｉ＜０，ｄＩ／ｄｔ＞０，ＴON＞Ｔmin，Ａ＞Ａmin、又はこれらの基準のサブコンビネーション）。
電流Ｉの絶対値、及び電流の勾配ｄＩ／ｄｔに関する電流Ｉの絶対値の両者（及び、共振回路又はそのエレメントの伝達関数を知っているときに電流の勾配ｄＩ（ｔ）／ｄｔ、及び推定装置による電流の勾配ｄＩ（ｔ）／ｄｔと相関する電流Ｉの推定値）は、ＣPを含む寄生のスイッチキャパシタの充電を介して電圧Ｕ３を入力電圧Ｕ１に増加させるために利用可能なエネルギー／電荷の測定値であり、この測定値は、ＺＶＳ動作においてスイッチＳ１をスイッチオンにするために必要である。また、この測定値は、ＺＶＳ動作においてスイッチＳ２をスイッチオンにするために必要なゼロの値に寄生のキャパシタＣPを完全に放電することで電圧Ｕ３を減少させるために利用可能なエネルギー／電荷の測定値でもある。閾値は、利用可能な残余のエネルギー／残余の電荷がＺＶＳ動作におけるスイッチＳ１，Ｓ２のスイッチオーバを保証するために更に確実に十分である限度を予め決定する。
適切な公称値を選択するため、コンバータの通常の動作状態において、「スタートアップ」した後、誘導性負荷におけるスイッチＳ１及びＳ２をスイッチオンにするために必要とされる電圧Ｕ３が到達されることが保証される。したがって、従来技術におけるような、容量性負荷又は誘導性負荷が存在するかをもはや判定する必要がないが、適切に選択された閾値で如何なる困難性なしにゼロ電圧のスイッチングが保証される誘導性負荷においてスイッチングが常に実行される。
図６は、周波数ｆに依存する割り算Ｕ２／Ｕ３の変動を示す伝達関数Ａ（ｆ）を示している。キャパシタンスＣr及びインダクタンスＬrにより本質的に決定されるコンバータ１の共振周波数ｆrで、伝達関数Ａ（ｆ）はその最大値を有する。ｆrよりも低い周波数では（レンジＩ）、容量性負荷が供給される。しかし、ｆrよりも高い周波数は（レンジＩＩ）、誘導性のコンバータ負荷におけるコンバータの動作状態に対応する。したがって、コンバータは、共振周波数ｆrを超える周波数ｆで動作することになる。コンバータの出力電圧Ｕ２を制御するために慣習的に使用される制御メカニズムがもはや反応しないため、容量性の動作モード（レンジＩ）が回避されることは明らかである。レンジＩＩとは対照的に、レンジＩＩにおける負帰還の代わりに（減少する周波数ｆにつれて増加するＡ（ｆ）の値）、出力電圧Ｕ２の制御を妨げる正帰還が存在するように、レンジＩにおける減少する周波数につれてＡ（ｆ）の値が減少する。
Claims (13)
- 直流電圧を裁断された直流電圧に裁断するためのスイッチをもつコンバータのための回路構成であって、該スイッチのスイッチオン時間を制御するための制御手段を有し、該スイッチのスイッチオン時間は、互い違いであり、デッドタイムのフェーズにより互いに分離され、回路エレメントが該裁断された直流電圧を出力電圧に変換するための少なくとも１つのキャパシタ及び少なくとも１つのコイルを有する共振回路を有し、
該共振回路に流れる電流を決定するための手段が設けられ、該制御手段は、該共振回路に流れる電流に依存する値を閾値と比較するコンパレータを有し、回路手段は、比較結果に依存して該スイッチの切り替えを制御する、
ことを特徴とする回路構成。 - 該共振回路に流れる電流の電流勾配を決定するための手段が設けられ、該制御手段は、該電流勾配に依存する値を閾値と比較するコンパレータを有し、回路手段は、比較結果に依存して該スイッチの切り替えを制御する、
ことを特徴とする請求項１記載の回路構成。 - 該電流及び／又は該電流勾配を決定するための手段は、該共振回路に設けられる、
ことを特徴とする請求項１又は２記載の回路構成。 - 該電流及び／又は該電流勾配を決定するための手段は、それぞれのスイッチに設けられる、
ことを特徴とする請求項１又は２記載の回路構成。 - 該電流及び／又は該電流勾配を決定するための手段は、少なくとも抵抗を有する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか記載の回路構成。 - 該電流及び／又は該電流勾配を決定するための手段は、少なくとも電流変成器を有する、
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか記載の回路構成。 - 該電流及び／又は該電流勾配を決定するための手段は、少なくとも電流感知用の電界効果トランジスタを有する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか記載の回路構成。 - 該スイッチとして金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）が使用され、該電流及び該電流勾配は、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間の電圧を介して決定される、
ことを特徴とする請求項１又は２記載の回路構成。 - 該共振回路に流れる電流に依存する値が決定され、該スイッチのスイッチオンのフェーズの間に閾値と比較され、
該電流が該閾値に到達するまで、該スイッチが交互にスイッチオフにされる、
ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか記載の回路構成。 - 該共振回路に流れる電流の電流勾配に依存する値が決定され、該スイッチのスイッチオンのフェーズの間に閾値と比較され、
該電流勾配が該閾値に到達するまで、該スイッチが交互にスイッチオフにされる、
ことを特徴とする請求項２乃至９のいずれか記載の回路構成。 - アクティブスイッチのスイッチオフは、該閾値に到達したときに遅くともトリガされる、
請求項９又は１０記載の方法。 - 後続するスイッチのスイッチオンは、該閾値を超えた後、又は該閾値を下回った後に妨げられる、
ことを特徴とする請求項９乃至１１のいずれか記載の方法。 - 該閾値は、該入力電圧に依存して調整され、増加する入力電圧につれて上昇される、
ことを特徴とする請求項９乃至１２のいずれか記載の方法。
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