JP2005510106A

JP2005510106A - マルチアナログおよびディジタルダウンコンバージョン

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Publication number: JP2005510106A
Application number: JP2003544896A
Authority: JP
Inventors: フェルナンデズ−コーバトン・イバン・ジーザス; スミー、ジョン; ジャヤラマン、スリカント
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Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2001-11-09
Filing date: 2002-11-08
Publication date: 2005-04-14
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Abstract

【課題】マルチアナログおよびディジタルダウンコンバージョン
【解決手段】搬送周波数再生の複数の段階を使用するキャリヤ再生方法および装置が開示されている。受信機は複数の周波数生成ソースを使用して、受信信号をダウンコンバートするために使用されるキャリヤ信号を発生させる。幅広い周波数範囲および粗い周波数解像度を有するアナログ周波数基準（１１４）が狭い周波数範囲および細かな周波数解像度を有するディジタル周波数基準（１１０）とともに使用される。複数のキャリヤ信号は多段ダウンコンバージョンを達成するために受信信号によって乗算され、ベースバンド信号を生じさせる。周波数追跡モジュール（１０８）がベースバンド信号に存在する残留周波数誤差を測定する。該測定された残留周波数誤差はプロセッサを通して複数の周波数生成ソース（１１４と１１０）により生成されるキャリヤ信号の周波数を調整するために使用される。

Description

クロスリファレンス

本願は、「受信機搬送周波数をマッチングさせるための方法および装置（Method and Apparatus for Matching Receiver Carrier Frequency）」と題される２００１年１１月９日に提出された米国仮出願第６０／３３７，４６９号からの優先権を主張する。

開示されている実施形態は一般に無線通信に関し、特に、移動無線通信システムにおける受信されたキャリヤ信号の周波数をマッチングさせることに関する。

今日の無線通信システムの普及が進むにつれて、無線システム容量に対する要望が強まっている。より多くの数の加入者をサポートするために、無線サービスプロバイダはそのシステムに使用される周波数スペクトルを増加する、あるいはすでに割り当てられたその周波数スペクトル内でより多くの加入者をサポートする方法を見つけるかのどちらかを行うことができる。多くの場合、無線サービスプロバイダは追加の周波数スペクトルを獲得できないため、代わりに、さらに多くのスペクトルを使用しないで容量を増大する方法を探さなければならない。言い換えると、無線サービスプロバイダはその既存のスペクトルを使用するためにはさらに効率的な方法を見つけ出さなければならない。

スペクトルのより効率的な使用に対する要望に応えて、無線装置の製造メーカは無線システムの容量を増すための多様な技法を開発してきた。効率的な無線音声通信およびデータ通信を提供する１つの方法とは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技法を使用することである。地上無線音声システムおよびデータシステムのためにＣＤＭＡ技法を使用する複数の規格が開発されてきた。このような規格の例は、「２重モード広帯域スペクトル拡散セルラーシステム用ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５移動局−基地局互換性規格（TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System）（これ以後「ＩＳ−９５」と称する）および「ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−２０００」（これ以後「ｃｄｍａ２０００」と称する）を含む。追加の規格が、高速無線データ通信を提供するために最適化される無線通信システムに提案されてきた。高速無線データ通信のためのこのような規格の例は、「ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−８５６」（これ以後「ＨＤＲ」と称する）を含む。

ＨＤＲシステムでは、ユーザ端末がデータを受信できる速度は、ユーザ端末が受信する信号の質により制限される可能性がある。このようなシステムでは、ユーザ端末に送信される信号のデータ転送速度は、ユーザ端末で行われる受信信号品質の測定に基づいて決定される。データ転送速度を決定するために使用される品質測定の１つのタイプは、受信信号の搬送波対干渉（Ｃ／Ｉ）率である。受信キャリヤ信号の電力が干渉信号の電力に比較して強い場合には、Ｃ／Ｉ値は高いと言われている。受信されたキャリヤ信号の電力が干渉に比べて弱い場合には、Ｃ／Ｉは低いと言われている。Ｃ／Ｉ値が高い場合は、ユーザ端末は指定された期間内にさらに多くのデータを受信できる。Ｃ／Ｉ値が低い場合は、ユーザ端末に送信されるデータの速度は許容フレーム誤り率を維持するために低減される。

搬送周波数再生は、ユーザ端末により知覚されるＣ／Ｉに大きく影響を及ぼすユーザ端末設計の１つの観点である。搬送周波数再生とは、基地局から受信されるキャリヤ信号と同じ周波数を有する基準キャリヤ信号のユーザ端末内での生成を指す。ユーザ端末は基地局から受信されるデータ信号を復調するために基準キャリヤ信号を使用する。キャリヤ周波数不一致と呼ばれる基準キャリヤ信号と受信キャリヤ信号の間の不一致は、復調プロセスの効率を下げる。このような復調効率の減少は、ユーザ端末においてＣ／Ｉの減少として知覚される。従って、搬送周波数不一致によって、ユーザ端末にデータを送信できる速度が減少する。

正確な搬送周波数再生に対するニーズと対立するのがユーザ端末のハードウェアコストを最小限に抑えたいという欲求である。無線電話やモデムなどのユーザ端末装置の市場は非常に競争力が高く、利益幅が小さいことで、あるいはサービスプロバイダの助成金によっても特徴付けられている。従って、技術的には、ユーザ端末ハードウェアのコストを実質的に増加せずにユーザ端末装置で搬送周波数再生の精度を高める技法に対するニーズがある。

ここに開示されている実施形態は、搬送周波数再生のタスクを異なる解像度の複数の段階に分けることにより前述されるニーズに対処する。例示的な観点では、ユーザ端末は基地局から受信される信号の周波数を追跡する。基地局は多くの場合ＧＰＳ受信機などの非常に正確な周波数ソースを使用し、このようにしてユーザ端末内のさらに簡略且つさらに安価な周波数ソースの使用を可能にする。例示的なユーザ端末は、受信された搬送波の周波数と局所的に生成された基準搬送波の周波数の間の差異を示すエラー信号を発生させるための手段を含む。このエラー信号は、それが受信搬送波の周波数に一致するまで基準搬送波の周波数を調整するために使用される。

例示的な観点では、基準搬送波は、２つの段階を使用して生成され、第１の段階は幅広い周波数範囲であるが、粗い周波数解像度を有する搬送波を生成し、第２の段階はより狭い範囲であるが、さらに細かい周波数解像度を有する。このような観点では、該第１の段階は電圧制御発振器などのアナログデバイスであり、第２の段階はディジタル発振器などのディジタルデバイスである。第１の段階により生成される信号の周波数は、第２の段階により生成される信号の周波数を所定の周波数範囲内で維持できるように調整されてよい。

用語「例示的」は、「一例として、例、つまり図解として役立つ」ことを意味するためにここで使用される。「例示的な実施形態」として説明される実施形態は、必ずしも他の実施形態より好まれる、あるいは他の実施形態に優って有利であると解釈されるべきではない。

ここで参照されるユーザ端末は移動であっても固定であってもよく、１つまたは複数の基地局と通信してよい。ユーザ端末は１つまたは複数の基地局を介してデータパケットを送受信する。基地局はモデムプールトランシーバ(modem pool transceiver)と呼ばれる。それぞれのモデムプールトランシーバは、モデムプールコントローラ（ＭＰＣ）と呼ばれるＨＤＲ基地局コントローラに接続されてよい。モデムプールトランシーバおよびモデムプールコントローラはアクセスネットワークと呼ばれるネットワークの一部である。アクセスネットワークの相互接続されるノードは、通常、Ｔ１接続などの固定された地上にある接続を使用して互いと通信する。アクセスネットワークは複数のユーザ端末の間でデータパケットを転送（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ）する。アクセスネットワークは、さらに、企業のイントラネットまたはインターネットなどのアクセスネットワークの外部の追加ネットワークに接続されてよく、各ユーザ端末とこのような外部ネットワークの間でデータパケットを転送してよい。１台または複数台のモデムプールトランシーバとアクティブなトラヒックチャネル接続を確立したユーザ端末はアクティブユーザ端末と呼ばれ、トラヒック状態にあると言われる。１台または複数台のモデムプールトランシーバとアクティブトラヒックチャネル接続を確立する過程にあるユーザ端末は、接続セットアップ状態にあると言われる。ユーザ端末は、例えば光ファイバまたは同軸ケーブルを使用して無線チャネルまたは有線チャネルを介して通信する任意のデータデバイスであってよい。ユーザ端末はさらにＰＣカード、コンパクトフラッシュ（登録商標）、外付けモデムまたは内蔵モデムあるいは無線電話またはワイヤライン電話（ｗｉｒｅｌｉｎｅｐｈｏｎｅ）を含むが、それらに制限されない多くの種別のデバイスのいずれかであってよい。ユーザ端末がモデムプールトランシーバに信号を送信する通信リンクは逆方向リンクと呼ばれる。モデムプールトランシーバがユーザ端末に信号を送信する通信リンクは順方向リンクと呼ばれる。

図１は、例示的な多段階搬送周波数再生装置の一実施形態のブロック図である。図示されている実施形態では、搬送周波数再生は２つの段階に分けられ、１つはアナログキャリヤ信号ソース１１４を使用し、もう１つはディジタルキャリヤ信号ソース１１０を使用する。実施形態は３つ以上の段階を有するか、あるいはアナログ段階とディジタル段階の様々な組み合わせを使用してよい。

信号はアンテナ１００を通して受信され、アナログミキサ１０２においてアナログキャリヤ信号と混合される。該アナログキャリヤ信号は電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１４などの可変周波数信号ソースにより発生する。ＶＣＯ１１４により発生するキャリヤ信号の周波数は、入力電圧に基づいて変化する。該入力電圧は、制御プロセッサ１１２により提供されるディジタル制御信号に基づいている。図示されている例示的な実施形態では、ディジタル制御信号が、パルス密度変調器（ＰＤＭ）１１８および低域フィルタ（ＬＰＦ）１１６を使用してＶＣＯ１１４に対する入力電圧に変換される。ＰＤＭ１１８は制御プロセッサ１１２からディジタル値を受信し、該ディジタル値に基づいたデューティサイクルを有する１列のパルスを出力する。ＬＰＦ１１６は簡略なＲＣ回路または積分器または任意の同等な回路であってよい。ＬＰＦ１１６は、ＰＤＭ１１８により出力された該パルス列をＶＣＯ１１４から出力されたキャリヤ信号の周波数を決定するＤＣ電圧に変換する。代替実施形態では、ＰＤＭ１１８とＬＰＦ１１６は簡略なディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）で置き換えられている。

ＶＣＯ１１４に対する入力時に行うことができる電圧調整の解像度は、相対的に粗い。言い換えると、制御プロセッサ１１２からＰＤＭ１１８に提供されるディジタル値の最下位ビットの変化により、ＶＣＯ１１４が出力するキャリヤ信号の周波数に相対的に大きな変化が生じる場合がある。従って、制御プロセッサ１１２は通常ＶＣＯ１１４によって出力されるキャリヤ信号の周波数を、アンテナ１００を通して受信される信号のキャリヤ周波数にマッチングさせることができない。たとえ高解像度ＤＡＣがＬＰＦ１１６とＰＤＭ１１８の代わりに使用されても、ＶＣＯ１４への入力時の雑音によりＶＣＯ出力周波数の微調整は非常に不正確になる。

ＶＣＯ１１４の出力とアンテナ１００を通して受信される信号のキャリヤ周波数の間の周波数の予想される不一致のために、アナログミキサ１０２の出力は、通常純粋なベースバンド信号ではない。言い換えると、アナログミキサ１０２により出力される信号は通常低周波搬送波成分を保持するだろう。

図示されている例示的な実施形態では、残りの低周波キャリヤがディジタル領域の所望されるベースバンド信号から分離される。従って、アナログミキサ１０２の出力はサンプラ１０４でサンプリングされ、ディジタルミキサ１０６で低周波ディジタル搬送波と混合される。ディジタルミキサ１０６の出力は、ＰＮおよび／またはウォルシュ逆拡散器、デインタリーバ、およびデコーダなどの技術で周知の復号回路構成要素に提供されるダウンコンバートされたベースバンド信号である。低周波ディジタル搬送波はディジタル発振器１１０により生成される。ＶＣＯ１１４はさらに幅広い周波数で調整できるが、該ディジタル発振器１１０により生成される搬送波の周波数は、ＶＣＯ１１４によって生成される搬送波よりさらに大きな解像度で調整できる。例えば、ＶＣＯ１１４は３０ヘルツずつ＋／−４５メガヘルツの周波数範囲内で信号を発生でき、ディジタル発振器１１０は任意の細かい解像度およびアナログ／ディジタル変換器サンプリング周波数によってのみ制限される周波数範囲で信号を発生できる。当業者は、ディジタル周波数発生器およびアナログ周波数発生器とミキサの様々な組み合わせを使用する明白な変形が前述された実施形態の代替実施形態であることを認識するだろう。

例示的な実施形態では、ディジタル発振器１１０は、細かい解像度の周波数信号および位相補正信号を発生することができるディジタルロテータである。周波数入力と位相入力を表現するために使用されるビット数を増加することによって、ディジタルロテータはさらに大きな周波数と位相解像度を有するように容易に設計できる。代替実施形態では、ディジタル発振器１１０は直接ディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）である。ディジタル発振器１１０は、多岐に渡る他の種別のディジタル周波数基準発生器のいずれかであってもよい。ＶＣＯ１１４は温度制御水晶発振器（ＴＣＸＯ）または炉制御水晶発振器（ＯＣＸＯ）を含む多岐に渡る電圧制御発振器のいずれかとなるだろう。

周波数追跡モジュール１０８は、ディジタルミキサ１０６により出力される信号の残留周波数エラーを測定し、制御プロセッサ１１２に提供される少なくとも１つのエラー信号を発生させる。制御プロセッサ１１２は周波数追跡モジュール１０８からの該少なくとも１つのエラー信号を使用し、ディジタル発振器１１０およびＰＤＭ１１８に対する制御信号を調整する。ＰＤＭ１１８に提供される制御信号を変更することにより、制御プロセッサ１１２はＶＣＯ１１４によって出力される信号の周波数の変化をもたらす。

例示的な実施形態では、制御プロセッサ１１２は、必要とされる残りの周波数補正がディジタル発振器１１０の所定の最適範囲または所定の運転可能範囲内にあるようにＶＣＯ１１４の出力周波数を制御する。例えば、ディジタル発振器１１０が数メガヘルツの幅を有する周波数帯域内で周波数を生成できる場合でも、ＶＣＯ１１４は、ディジタル発振器１１０の周波数が１２８Ｈｚの幅を有する範囲内で維持できるように調整される。さらに、ＶＣＯ周波数基準を受信信号の搬送周波数の相対的に近くに維持することが望ましい場合がある。ＶＣＯ１１４の周波数を可能な限り受信搬送周波数に近づけて調整すると、ディジタル発振器１１０により出力される信号の周波数が最小限に抑えられる傾向があるだろう。

また、ディジタル発振器１１０をその最適または運転周波数範囲内で動作し続けさせるために、制御プロセッサ１１２はＶＣＯ１１４周波数を増加し、ディジタル発振器１１０周波数を減少する。逆に、適切な場合、制御プロセッサ１１２はＶＣＯ１１４周波数を減少し、ディジタル発振器１１０周波数を増加する。

例示的な実施形態では、制御プロセッサ１１２がＰＤＭ１１８に提供されるディジタル制御信号を変更することにより固定周波数ステップで粗い周波数を調整する。例えば、ＰＤＭがビットあたり３０Ｈｚという解像度を有する場合、制御プロセッサ１１２は、ＰＤＭのディジタル入力値を１、２または３変更することにより３０Ｈｚ、６０Ｈｚまたは９０ＨｚＰＤＭ制御信号を増加してよい。同時に、制御プロセッサ１１２は、３０Ｈｚ、６０Ｈｚまたは９０Ｈｚ、ディジタル発信器１１０の出力周波数が減少するようにディジタル発振器１１０に対する制御信号を調整する。ＶＣＯ１１４の出力の粗い解像度のために、ＶＣＯ１１４のための周波数ステップのサイズを推定できるにすぎない。対照的に、ディジタル発振器１１０の周波数ステップのサイズは非常に正確である。その結果、ディジタル発振器１１０周波数がＶＣＯ１１４周波数のステップ変化を補償するために調整された後でも、ディジタル発振器１１０は、通常、ディジタルミキサ１０６の出力が受信キャリヤ信号の出力と最良にマッチングする周波数および位相を有する前にさらに調整されなければならない。

図２はＨＤＲシステムで使用するのに適した周波数追跡モジュール１０８の実施形態のさらに詳細な図である。例示的な実施形態では、受信機はあらゆるスロット内で受信される２つのパイロットバースト内で受信される信号を独占的に使用する。ＨＤＲでは、例えば各スロットは１．６６７ミリ秒の長さであり、あるパイロットバーストが該スロットのそれぞれの半分の中で中心に置かれる。言い換えると、各スロットはスロットの開始から４１７マイクロ秒で中心に置かれる第１のパイロットバーストと、フレームの開始から１．２５ミリ秒で中心に置かれる第２のパイロットバーストを有する。ＨＤＲでは、各パイロットバーストは、１．２２８８メガヘルツというチップ速度で９６チップの持続時間を有する。伝送の前、パイロットバースト信号は疑似雑音（ＰＮ）シーケンスで乗算される。図２に図示される周波数追跡モジュール１０８は、ディジタルミキサ１０６から受信されるダウンコンバート済みのベースバンド信号のＰＮ成分を除去する役割を果たし、パイロットバースト内で受信された信号の部分を蓄積する。

パイロットバーストチップクロック２１０は、各受信スロットのパイロットバースト中にクロック信号を発生させる。該クロック信号は、次にパイロットバーストチップクロック２１０と同じクロック速度を有するＰＮ信号を発生させるＰＮ発生器２０８に提供される。そのＰＮ信号は、次にディジタルミキサ２０２でダウンコンバート済みのベースバンド信号と混合され、ＰＮ逆拡散パイロット信号を発生させる。該ＰＮ逆拡散パイロット信号は、次にアキュムレータ２０４内でパイロットバースト期間に蓄積される。アキュムレータ２０４の出力は、現在は完全に復調されているパイロット信号のフェーズエラーに対応するフェーズエラー信号となるだろう。このフェーズエラー信号は次に、該フェーズエラー信号を、制御プロセッサ１１２により使用できるディジタル信号に変換する周波数追跡ループ（ＦＴＬ）１０８に提供される。当業者は、ＦＴＬ１０８が一次ループ、二次ループ、またはＦＴＬの他の構成となることを認識するだろう。

例示的な実施形態では、周波数追跡調査モジュール１０８はスロット内で２つのパイロットバースト期間を使用して、スロットあたりの１つのフェーズエラーの推定値を生成する。代替実施形態では、周波数追跡モジュール１０８はスロットあたり２以上のフェーズエラー推定値を生成する。例えば、周波数追跡モジュール１０８は、それぞれの半パイロットバースト期間に１つのフェーズエラー推定値を生成し、４つのフェーズエラー推定値を生じさせてよい。これらのフェーズエラー推定値は、次に位相変化の速度、従ってベースバンド信号内に残る残りの周波数エラーを推定するために使用できる。それぞれのフェーズエラー推定値を生成するために使用されるより小さなサンプリング期間のために、パイロットバーストの半分に基づいたフェーズエラー測定値は２つのパイロットバースト期間で生成される単一の推定値よりさらに雑音が多い。別の代替実施形態では、１つのフェーズエラー推定値がスロット内のパイロットバースト期間ごとに生成され、２つのフェーズエラー推定値を生じさせる。別の代替実施形態では、単一のフェーズエラー推定値が２以上のスロットでパイロットバースト期間を使用して生成される。エイリアシングの懸念のため、多くのスロットでのフェーズエラー推定値の数の選択は、検出可能な周波数エラーのサイズに対する信号雑音の引き換えを表す。代替実施形態では、周波数追跡調査モジュール１０８は複数のモードのいずれかで動作するためにリアルタイムで制御プロセッサ１１２によって構成でき、各モードはフェーズエラー推定値のスロットに対する異なる割合を使用する。

ＨＤＲでは、パイロットはすべてが１のコードを使用して拡散されるため、ディジタルミキサ２０２と積分器２０４間の明示的なウォルシュ逆拡散器に対するニーズはない。例示的な実施形態では、ＰＮ発生器２０８は複雑なＰＮコードを生成し、ディジタルミキサ２０２は複雑な乗算器である。ディジタルミキサ２０２の複雑な出力は、位相情報が蓄積された値の実部と虚部内に保たれるようにアキュムレータ２０４内に蓄積される。

図３は、図１に図示されるような多段階搬送周波数再生システムでダウンコンバータ周波数を調整するための例示的な方法のフローチャートである。搬送周波数再生システムの動作中、細かな周波数値Ｆ_fは、それがいつ図１に図示されるディジタル発振器１１０などの細かな周波数生成ソースの最適または運転周波数範囲内で動作しているのかを判断するためにステップ３０２で監視される。ステップ３０４では、細かな周波数値Ｆ_fは、図２に図示されるＶＣＯ１１４などの粗い周波数生成ソースの粗い周波数出力で行われる必要があるかどうかを判断するために試される。調整が必要である場合には、Ｆ_fとＦ_cの両方ともステップ３０６で調整される。調整が必要ではない場合には、３０６の調整ステップが省略される。ステップ３０６内で、Ｆ_fが増加する場合には、Ｆ_cはほぼ同量減少する。Ｆ_fが減少する場合には、Ｆ_cはほぼ同量増加する。

当業者は、情報や信号が多岐に渡る様々な技術および技法のどれかを使用して表されてよいことを理解するだろう。例えば、前記説明を通して参照してよいデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、記号およびチップは電圧、電流、電磁波、磁界または磁性粒子、光学場または光粒子、またはその任意の組み合わせによって表されてよい。

当業者は、ここに開示されている実施形態に関連して記載される多様な例証となる論理ブロック、モジュール、回路およびアルゴリズムステップが電子ハードウェア、コンピュータソフトウェアまたは両方の組み合わせとして実現されてよいこともさらに理解する。このハードウェアとソフトウェアの互換性を明確に説明するために、多様な例証となる構成要素、ブロック、モジュール、回路およびステップが、通常はそれらの機能性という点で前述されてきた。このような機能性がハードウェアとして実現されるのか、あるいはソフトウェアとして実現されるのかは、特定の用途および全体的なシステムに課される設計制約に依存している。熟練した職人は特定の用途ごとに変化する方法で説明された機能性を実現してよいが、このような実現の決定は本発明の範囲からの逸脱を引き起こすとして解釈されるべきではない。

ここに開示されている実施形態に関連して説明された多様な論理ブロック、モジュールおよび回路は、汎用プロセッサ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＧＰＡ）、または他のプログラマブルロジックデバイス、離散ゲートまたはトランジスタロジック、離散ハードウェア構成要素、またはここに説明される機能を実行するように設計されるその任意の組み合わせを用いて実現または実行されてよい。汎用プロセッサはマイクロプロセッサであってよいが、代替では該プロセッサは任意の従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、または状態機械であってよい。前述された制御プロセッサ１１２などのプロセッサは、ＤＳＰとマイクロプロセッサ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアとともに１つまたは複数のマイクロプロセッサ、あるいは任意の他のこのような構成の組み合わせなどの演算装置の組み合わせとして実現されてもよい。

ここに開示されている実施形態に関連して説明される方法またはアルゴリズムのステップはハードウェアで直接的に、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールで、あるいは該２つの組み合わせで具現化してもよい。ソフトウェアモジュールはＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または技術で既知の任意の他の形式の記憶媒体に常駐してよい。例示的な記憶媒体は、該プロセッサが記憶媒体から情報を読み取り、記憶媒体に情報を書き込むことができるように該プロセッサに接続される。代替では、記憶媒体がプロセッサに一体化してよい。プロセッサおよび記憶媒体はＡＳＩＣに常駐してよい。該ＡＳＩＣはユーザ端末内に常駐してよい。代替では、プロセッサおよび記憶媒体はユーザ端末内の離散構成要素として常駐してよい。

開示されている実施形態の前記説明は、当業者が本発明を製造、または使用できるようにするために提供される。これらの実施形態に対する多様な変形は当業者にとって容易に明らかであり、ここに定められる一般的な原則は本発明の精神または範囲を逸脱することなく他の実施形態に適用されてよい。

従って、本発明はここに図示される実施形態に制限されるのではなく、ここに開示されている原則および新規の特徴と一致する最も広い範囲を与えられることが許容されるべきである。

図１は、多段階搬送周波数再生装置を示す。図２は、周波数追跡モジュール装置を示す。図３は、多段階搬送周波数再生システムにおいてダウンコンバータ周波数を調整する方法を示すフローチャートである。

Claims

受信信号をダウンコンバートする方法であって、
第１の周波数範囲および第１の周波数解像度を有する第１の生成ソースから第１の周波数を有するアナログキャリヤ信号を発生させることと、
第２の周波数範囲および第２の周波数解像度を有する第２の生成ソースから第２の周波数を有するディジタルキャリヤ信号を発生させることであって、前記第１の周波数範囲が前記第２の周波数範囲より大きく、前記第１の周波数解像度が前記第２の周波数解像度未満であることと、
前記アナログキャリヤ信号と前記ディジタルキャリヤ信号で前記受信信号を乗算することと、
を備える方法。
ダウンコンバートされた信号の残留周波数誤差を測定することと、
前記測定に基づき前記第２の周波数を調整することと、
をさらに備える、請求項１に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を増加することと、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を減少することと、
をさらに備える、請求項１に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで第１の周波数を減少することと、
該粗い周波数ステップサイズで第２の周波数を増加することと、
をさらに備える、請求項１に記載の方法。
受信信号をダウンコンバートする方法であって、
第１の周波数範囲および第１の周波数解像度を有する第１の生成ソースから第１の周波数を有するアナログキャリヤ信号を発生させることと、
調整されたアナログ信号を発生させるために前記アナログキャリヤ信号で前記受信信号を乗算することと、
ディジタルサンプルストリームを生成するために前記調整済みのアナログ信号をサンプリングすることと、
第２の周波数範囲および第２の周波数解像度を有する第２の生成ソースから第２の周波数を有するディジタルキャリヤ信号を発生させることであって、前記第１の周波数範囲が前記第２の周波数範囲より大きく、前記第１の周波数解像度が前記第２の周波数解像度未満であることと、
ダウンコンバートされた信号を発生させるために前記ディジタルキャリヤ信号で前記調整済みのアナログ信号を乗算することと、
を備える方法。
前記ダウンコンバートされた信号の残留周波数誤差を測定することと、
前記測定に基づいて前記第２の周波数を調整することと、
をさらに備える、請求項５に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を増加することと、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を減少することと、
をさらに備える、請求項５に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を減少することと、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を増加することと、
をさらに備える、請求項５に記載の方法。
受信信号をダウンコンバートするための装置であって、
第１の周波数範囲および第１の周波数解像度を有する第１の生成ソースから第１の周波数を有するアナログキャリヤ信号を発生させる手段と、
第２の周波数範囲および第２の周波数解像度を有する第２の生成ソースから第２の周波数を有するディジタルキャリヤ信号を発生させるための手段であって、前記第１の周波数範囲が前記第２の周波数範囲より大きく、前記第１の周波数解像度が前記第２の周波数解像度未満である手段と、
ダウンコンバートされた信号を発生させるために前記アナログ信号および前記ディジタルキャリヤ信号で前記受信信号を乗算するための手段と、
を備える装置。
前記ダウンコンバート済み信号の残留周波数誤差を測定するための手段と、
前記測定に基づいて前記第２の周波数を調整するための手段と、
をさらに備える、請求項９に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を増加するための手段と、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を減少するための手段と、
をさらに備える、請求項９に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を減少するための手段と、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を増加するための手段と、
をさらに備える、請求項９に記載の方法。
受信信号をダウンコンバートするための装置であって、
第１の周波数範囲および第１の周波数解像度を有する第１の生成ソースから第１の周波数を有するアナログキャリヤ信号を発生させるための手段と、
調整済みのアナログ信号を発生させるために前記アナログキャリア信号で前記受信信号を乗算するための手段と、
ディジタルサンプルストリームを生成するために前記調整済みのアナログ信号をサンプリングするためのサンプラと、
第２の周波数範囲および第２の周波数解像度を有する第２の生成ソースから第２の周波数を有するディジタルキャリヤ信号を発生させるための手段であって、前記第１の周波数範囲が前記第２の周波数範囲より大きく、前記第１の周波数解像度が前記第２の周波数解像度未満である手段と、
ダウンコンバートされた信号を生成するために前記調整済みのアナログ信号を前記ディジタルキャリヤ信号で乗算するための手段と、
を備える装置。
前記ダウンコンバートされた信号の残留周波数誤差を測定するための手段と、
前記測定に基づいて前記第２の周波数を調整するための手段と、
をさらに備える、請求項１３に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を増加するための手段と、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を減少するための手段と、
をさらに備える、請求項１３に記載の方法。
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を減少するための手段と、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を増加するための手段と、
をさらに備える、請求項１３に記載の方法。
第１の周波数を有するアナログキャリヤ信号を発生させるための、第１の周波数範囲および第１の周波数分解能を有するアナログ発振器と、
第１のダウンコンバート済み信号を発生させるために受信信号を前記アナログキャリヤ信号で乗算するためのアナログミキサと、
第２の周波数を有するディジタルキャリヤ信号を発生させるための、第２の周波数範囲および第２の周波数解像度を有するディジタル発振器であって、前記第１の周波数範囲が前記第２の周波数範囲より大きく、前記第１の周波数解像度が前記第２の周波数解像度未満であるディジタル発振器と、
第２のダウンコンバート済み信号を発生させるために前記第１のダウンコンバート済み信号をディジタルキャリヤ信号で乗算するためのディジタルミキサと、
を備える受信装置。
前記第２のダウンコンバート済み信号の残留周波数誤差を測定するための周波数追跡モジュールと、
前記測定に基づいて前記第１のキャリヤ信号の第１の周波数および前記第２のキャリヤ信号の第２の周波数を調整するための制御プロセッサと、
をさらに備える、請求項１７に記載の装置。
前記周波数追跡モジュールは周波数追跡ループである、請求項１８に記載の装置。
前記周波数追跡モジュールは一次周波数追跡ループである、請求項１８に記載の装置。
前記周波数追跡モジュールは二次周波数追跡ループである、請求項１８に記載の装置。
前記ディジタル発振器はディジタルロテータである、請求項１７に記載の装置。
前記ディジタル発振器は直接ディジタルシンセサイザである、請求項１７に記載の装置。
前記アナログ発振器は電圧制御発振器である、請求項１７に記載の装置。
前記アナログ発振器は温度制御水晶発振器である、請求項１７に記載の装置。
ディジタル入力信号に従って変化するデューティサイクルを有する１列のパルスを提供するためのパルス密度変調器（ＰＤＭ）と、
ほぼ時間変化しない電圧に前記１列のパルスを変換するための低域フィルタ（ＬＰＦ）であって、該時間変化しない電圧の大きさが該１列のパルスのデューティサイクルに従って変化し、前記第１の周波数が該ほぼ時間が変化しない電圧に従って変化する低域フィルタと、
をさらに備える、請求項１７に記載の装置。
前記第１の周波数と前記第２の周波数を調整するための制御プロセッサをさらに備える、請求項１７に記載の装置。
受信信号をダウンコンバートする方法を具現化するコンピュータ読み取り可能媒体をさらに備え、前記方法は、
前記ダウンコンバート済み信号の残留周波数誤差を測定することと、
前記測定に基づいて前記第２の周波数を調整することと、
を備える、請求項２７に記載の装置。
受信信号をダウンコンバートする方法を具現化するコンピュータ読み取り可能媒体をさらに備え、前記方法は、
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を増加することと、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を減少することと、
を備える、請求項２７に記載の装置。
受信信号をダウンコンバートする方法を具現化するコンピュータ読み取り可能媒体をさらに備え、前記方法は、
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を減少することと、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を増加することと、
を備える、請求項２７に記載の装置。
受信信号をダウンコンバートする方法を具現化するコンピュータ読み取り可能媒体であって、前記方法は、
第１の周波数範囲および第１の周波数解像度を有するアナログ発振器によって出力されるアナログキャリヤ信号の第１の周波数を制御するための第１の周波数制御信号を発生することと、
第２の周波数範囲および第２の周波数解像度を有するディジタル発振器によって出力されるディジタルキャリヤ信号の第２の周波数を制御するための第２の周波数制御信号を発生させることであって、前記第１の周波数範囲が前記第２の周波数範囲より大きく、前記第１の周波数解像度が前記第２の周波数解像度未満であることと、
ダウンコンバート済み信号の残留周波数誤差を測定することと、
前記測定に基づいて前記第２の周波数を調整することと、
を備える、コンピュータ読み取り可能媒体。
前記方法は、
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を増加するために前記第１の周波数制御信号を調整することと、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を減少するために前記第２の周波数制御信号を調整することと、
をさらに備える、請求項３１に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
前記方法は、
粗い周波数ステップサイズで前記第１の周波数を減少するために前記第１の周波数制御信号を調整することと、
該粗い周波数ステップサイズで前記第２の周波数を増加するために前記第２の周波数制御信号を調整することと、
をさらに備える、請求項３１に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
前記第１の周波数制御信号は、パルス密度変調器に供給されるディジタル信号である、請求項３１に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
前記第２の周波数制御信号は、ディジタルロテータに供給されるディジタル信号である、請求項３１に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
前記第２の周波数制御信号は、直接ディジタルシンセサイザに供給されるディジタル信号である、請求項３１に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。