JP2005323217A - 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】 各ＭＩＭＯチャネルへの電力配分や変調方式の割り当てを最適化してシステム全体でより大きな通信容量を得る。
【解決手段】 ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信の特徴として、高品質のＭＩＭＯチャネルと低品質のＭＩＭＯチャネルが得られ易い。あまりに高い品質のＭＩＭＯチャネルができ、それに対応する変調方式がない場合には、各サブキャリヤの特異値λを入れ替えることにより、ＭＩＭＯチャネル間の品質の差を少なくし、システムで利用可能な変調方式に対応する品質の範囲内に複数のＭＩＭＯチャネルの品質の差を抑える。このことによって、効率的な通信を行なうことができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように複数の無線局間で広帯域の無線伝送を実現する無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに係り、特に、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成した通信（ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）通信）を行なうことにより伝送容量の拡大する無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに関する。

さらに詳しくは、本発明は、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル行列の特異値分解（ＳＶＤ）を利用したクローズドループ型のＭＩＭＯ伝送を行なう無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに係り、特に、空間多重により得られる複数のＭＩＭＯチャネル間の品質の差を少なくし、伝送効率のよい通信動作を行なう無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに関する。

ＬＡＮを始めとするコンピュータ・ネットワーキングにより、情報資源の共有や機器資源の共有を効率的に実現することができる。ここで、旧来の有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。

近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

無線ネットワークに関する標準的な規格の１つにＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（例えば、非特許文献１を参照のこと）や、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２（例えば、非特許文献２又は非特許文献３を参照のこと）やＩＥＥＥ３０２．１５．３、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ通信などを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１規格については、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ（例えば、非特許文献４を参照のこと），ｂ，ｇといった拡張規格が存在する。

ここで、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じるという問題がある。

主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリヤ（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、マルチキャリヤ伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。ＯＦＤＭ変調方式では、各キャリヤがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリヤの周波数が設定される。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリヤに割り当ててキャリヤ毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリヤについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリヤの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリヤについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの規格では、最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、通信速度としてさらなる高ビットレートを実現できる無線規格が求められている。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、実効スループットで１００ＭＢＰＳを越える高速な無線ＬＡＮ技術の開発を目指し、次世代の無線ＬＡＮ規格を策定している。

無線通信の高速化を実現する技術の１つとしてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めている。これは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重した伝送路（以下、「ＭＩＭＯチャネル」とも呼ぶ）を実現することにより、伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成する技術である。ＭＩＭＯ通信は、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。

ＭＩＭＯ通信方式は、送信機において複数アンテナに送信データを分配して送出し、複数の仮想的なＭＩＭＯチャネルを利用して伝送し、受信機では複数アンテナにより受信した信号から信号処理によって受信データを得るという、チャネルの特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。

図４には、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示している。同図に示すように、送受信機各々に複数のアンテナが装備されている。送信側では、複数の送信データを空間／時間符号して多重化しＭ本のアンテナに分配して、複数のＭＩＭＯチャネルに送出し、受信側では、チャネル経由でＮ本のアンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得ることができる。この場合のチャネル・モデルは、送信機周りの電波環境（伝達関数）と、チャネル空間の構造（伝達関数）と、受信機周りの電波環境（伝達関数）で構成される。各アンテナから伝送される信号を多重する際、クロストーク（Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）が発生するが、受信側の信号処理により多重化された各信号をクロストーク無しに正しく取り出すことができる。

ＭＩＭＯ伝送を構成方法としてはさまざまな方式が提案されているが、アンテナのコンフィギュレーションに応じていかにしてチャネル情報を送受信間でやり取りするかが実装上の大きな課題となる。

チャネル情報をやり取りするには、既知情報（プリアンブル情報）を送信側から受信側のみ伝送する方法が容易であり、この場合は送信機と受信機が互いに独立して空間多重伝送を行なうことになり、オープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式と呼ばれる。また、この方法の発展形として、受信側から送信側にもプリアンブル情報をフィードバックすることによって、送受信間で理想的な空間直交チャネルを作り出すクローズドループ型のＭＩＭＯ伝送方式もある。

オープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式として、例えばＶ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）方式を挙げることができる（例えば、特許文献１を参照のこと）。送信側では、特にアンテナ重み係数行列を与えず、単純にアンテナ毎に信号を多重化して送る。言い換えれば、アンテナ重み係数行列を得るためのフィードバック手続きが一切省略される。送信機は、多重化信号を送出する前に、受信機側でチャネル推定を行なうためのトレーニング信号を、例えばアンテナ毎に時分割で挿入する。これに対し、受信機では、チャネル推定部でトレーニング信号を利用してチャネル推定を行ない、各アンテナ対に対応したチャネル情報行列Ｈを算定する。そして、Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇとキャンセリングを巧妙に組み合わせることで、キャンセリングによって生じたアンテナ自由度を活用してＳＮ比を向上させ、復号の確度を高める。

また、クローズドループ型のＭＩＭＯ伝送の理想的な形態の１つとして、伝播路関数の特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を利用したＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式が知られている（例えば、非特許文献５を参照のこと）。

図５には、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示している。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列すなわちチャネル情報行列Ｈを特異値分解してＵＤＶ^Hを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としてＶを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としてＵ^Hを与える。これによって、それぞれのＭＩＭＯチャネルは、各特異値λ_iの平方根を対角要素に持つ対角行列Ｄとして表され、全くクロストーク無しに信号を多重化して伝送することができる。この場合、送信機側と受信機側の双方において、空間分割すなわち空間直交多重された論理的に独立した複数の伝送路を実現することができる。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式によれば、理論的には最大の通信容量を達成することができ、例えば送受信機がアンテナを２本ずつ持てば、最大２倍の伝送容量が得られる。

ここで、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式の仕組みについて詳細に説明する。送信機のアンテナ本数をＭとすると送信信号ｘはＭ×１のベクトルで表され、また、受信機のアンテナ本数をＮとすると受信信号ｙはＮ×１のベクトルで表される。この場合、チャネル特性はＮ×Ｍの数値行列すなわちチャネル行列Ｈとして表される。チャネル行列Ｈの要素ｈ_ijは、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナへの伝達関数である。そして、受信信号ベクトルｙは、下式（１）のように、送信信号ベクトルにチャネル情報行列を掛け算し、さらに雑音ベクトルｎを加算して表される。

上述したように、チャネル情報行列Ｈを特異値分解すると、下式（２）のようになる。

ここで、送信側のアンテナ重み係数行列Ｖと受信側のアンテナ重み行列Ｕは、それぞれ下式（３）、（４）を満たすユニタリ行列である。

すなわち、ＨＨ^Hの正規化された固有ベクトルを並べたものが受信側のアンテナ重み行列Ｕ^Hであり、Ｈ^HＨの正規化された固有ベクトルを並べたものが送信側のアンテナ重み行列Ｖである。また、Ｄは対角行列でありＨ^HＨ又はＨＨ^Hの特異値λ_iの平方根を対角成分に持つ。大きさは、送信アンテナ数Ｍと受信アンテナ数Ｎのうち小さい数であり、ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）の大きさの正方行列であり対角行列となる。

上述では、実数での特異値分解について説明したが、虚数にまで拡張した場合の特異値分解には注意点がある。ＵとＶは固有ベクトルで構成される行列であるが、固有ベクトルをノルムが１になるようにする操作すなわち正規化を行なった場合でも、単一のものにはならず、位相が異なる固有ベクトルが無数に存在する。ＵとＶの位相関係によっては、上式（２）が成り立たない場合がある。つまり、ＵとＶはそれぞれ正しいが、位相だけそれぞれ任意に回転しているからである。位相を完全一致させるためには、Ｖは通常通りＨ^HＨの固有ベクトルとして求める、そして、Ｕは、上式（２）の両辺に右からＶをかけ、下式のようにして求めるようにする。

送信側ではアンテナ重み係数行列Ｖを用いて重み付けをするとともに、受信側ではアンテナ重み係数行列Ｕ^Hで重みを付けて受信すると、ＵとＶがユニタリ行列であることから（ＵはＮ×ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）、ＶはＭ×ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ））、下式の通りとなる。

ここで、受信信号ｙと送信信号ｘは、送信アンテナと受信アンテナの数で決まるベクトルではなく、（ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）×１）ベクトルである。

Ｄは対角行列なので、各送信信号がクロストークすることなしに受信することができる。そして、独立した各ＭＩＭＯチャネルの振幅は特異値λの平方根に比例するので、各ＭＩＭＯチャネルの電力の大きさはλに比例する。

雑音成分ｎも、Ｕの列はノルムが１に正規化された固有ベクトルなので、Ｕ^Hｎはその雑音電力を変えるものではない。サイズとしては、Ｕ^Hｎは（ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ））ベクトルとなり、ｙ及びｘと同じサイズである。

このようにＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、同一の周波数及び同一の時間でありながら、クロストークのない複数の論理的に独立なＭＩＭＯチャネルを得ることができる。つまり、同時刻に同一周波数を使用して、複数のデータを無線通信で伝送することが可能となり、伝送速度の向上を実現することができる。

なお、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信システムにおいて得られるＭＩＭＯチャネル数は、一般に、送信アンテナ本数Ｍと受信アンテナ本数Ｎのうち少ない方ｍｉｎ［Ｍ，ｎ］に相当する。また、送信側におけるアンテナ重み係数行列Ｖは、ＭＩＭＯチャネル数分の送信ベクトルｖ_iで構成される（Ｖ＝［ｖ₁，ｖ₂，…，ｖ_min[M,N］）。また、各送信ベクトルｖ_iの要素数は送信アンテナ本数Ｍである。

一般に、ＳＶＤ−ＭＩＭＯに代表されるクローズドループ型ＭＩＭＯ方式は、送信機側が伝送路の情報を考慮し、最適なアンテナ重み係数算出することができる。さらに、各送信アンテナのビット・ストリームに与える符号化率や変調方式を最適化させることで、より理想的な情報伝送を実現することができるとされている。

他方、クローズドループ型ＭＩＭＯ方式を実システムとして導入するには、送受信機の移動によってチャネル変動が大きい場合に、受信側から送信側へのフィードバックをかける頻度が多く必要となるなどの問題もある。また、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信方式においては、特異値分解の演算をリアルタイムで行なうのは容易では無いし、導出されたＶ若しくはＵ^Hをあらかじめ相手方に伝えておくというセットアップ手順が必要である

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送の適用対象となるＬＡＮシステムの１つであるＩＥＥＥ８０２．１１ａすなわち５ＧＨｚ対のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）通信方式を例にとって、送信側アンテナ係数行列Ｖの情報量について考察してみる。送受信アンテナ素子数を３本ずつとすると、送信側のアンテナ係数行列Ｖは３×３行列になり、その要素数は９である。１要素当たり１０ビット精度の実数と複素数で表されているとし、それが５２キャリヤ分必要となると、９３６０ビット（＝９（行列の要素数）×２（複素数の実部、虚部）×１０（ビット）×５２（ＯＦＤＭサブキャリヤ数））を受信機から送信機へフィードバックしなければならない。

ここで、実際のＳＶＤ−ＭＩＭＯ送受信システムを構成する場合に考慮しなければならない点について説明しておく。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式の基本形においては、受信機では、取得したチャネル行列Ｈを特異値分解して、受信用の重みベクトルＵ^Hと送信機で使用する送信用の重みベクトルＶを求め、このＶを送信機側へフィードバックする。そして、送信機では、このＶを送信用の重みとして使用する。

ところが、送信機側へフィードバックする送信重み行列Ｖの情報量が大きいため、Ｖの情報を間引いて送った場合などに、本当のＶの情報との誤差のために、ＭＩＭＯチャンネル間の直交状態が壊れてしまいクロストークが生じてしまう。

そこで、通常は、受信機側で取得した送信重み行列Ｖを送信機側へフィードバックした後、送信機はその行列Ｖを用いてリファレンス信号を重み付けして送信し、受信機側では改めてチャネル行列を取得する。チャネル行列をＨとすると、Ｖで重み付けして送信したリファレンス信号から、受信機は、ＨＶというチャネル行列を得ることができる。

受信機側で、このＨＶの逆行列を求め、それを受信用の重みとして使用する。Ｈ＝ＵＤＶ^Hであることから、ＨＶは下式の通りとなる。

これは、通常のＳＶＤ−ＭＩＭＯと同じＵ^Hを受信用の重みに用いた後、分離された各ＭＩＭＯチャネルのストリームに、対角行列Ｄの各対角要素λ_iから求まる定数をかけるだけである。

送信側で、行列Ｖを送信用の重みとして使用して、受信機側では、ＨＶの逆行列を受信用の重みを使用するという構成は、通常のＳＶＤ−ＭＩＭＯの性能と同じであり、送信機側と受信機側のＶの不一致がない。したがって、実用上はこのような構成を採用することができる。

特開平１０−８４３２４号公報 Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ８８０２−１１：１９９９（Ｅ） ＡＮＳＩ／ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１， １９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ， Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−１ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ１： Ｂａｓｉｃ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−２ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ２： Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＲＬＣ） ｓｕｂｌａｙｅｒ Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔ ｔｏ ＩＥＥＥ Ｓｔａｎｄａｒｄ ｆｏｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｅｘｃｈａｎｇｅ ｂｅｔｗｅｅｎ ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｌｏｃａｌ ａｎｄ ｍｅｔｒｏｐｏｌｉｔａｎ ａｒｅａ ｎｅｔｗｏｒｋｓ−Ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ−Ｐａｒｔ １１： Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ： Ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ５ＧＨＺ Ｂａｎｄ ｈｔｔｐ：／／ｒａｄｉｏ３．ｅｅ．ｕｅｃ．ａｃ．ｊｐ／ＭＩＭＯ（ＩＥＩＣＥ＿ＴＳ）．ｐｄｆ（平成１５年１０月２４日現在）

上述したように、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信方式では、同一の周波数、同一の時間でありながら、混信しない（クロストークしない）複数の独立な論理的な土管すなわちＭＩＭＯチャネルを得ることができる。つまり、同時刻に同一周波数を使用して、複数のデータを無線通信で伝送することが可能となる。このようにして、伝送速度の向上を実現することができる。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信方式では、送信側ではアンテナ重み係数行列Ｖを用いて重み付けをするとともに、受信側ではアンテナ重み係数行列Ｕ^Hで重みを付けて受信することから、送信信号ｘに対する受信信号ｙは上式（７）のように表される。そして、Ｄは対角行列なので、各送信信号がクロストークすることなしに受信することができる。そして、独立した各ＭＩＭＯチャネルの振幅は特異値λの平方根に比例するので、各ＭＩＭＯチャネルの電力の大きさは特異値λに比例する。

このようにして特異値λの大きさに比例した品質を持つ複数のＭＩＭＯチャネルができるが、さらに、これらにどのように電力を振り分けるか、また、どのような変調方式を割り当てるかという問題がある。

送信機側で送信アンテナに平等に電力を振り分けると独立な各ＭＩＭＯチャネルの電力の比と同じになるが、各ＭＩＭＯチャネルへの電力配分を最適化することにより、電力を各ＭＩＭＯチャネルへ平等に振り分けた場合よりもさらに大きな通信容量を得ることができる。具体的には、注水定理を適用することにより、通信品質の良好な（すなわち特異値λ_iの大きな）ＭＩＭＯチャネルにより大きな送信電力を割り当てることにより、システム全体での通信容量を大きくすることができる。

しかしながら、現実には、無線通信システムでは利用可能な変調方式のモードの数が決まっているため、究極に品質の良いＭＩＭＯチャネルを一部で形成しても、その他のＭＩＭＯチャネルの品質が劣悪であれば、システム全体としては意味がない。言い換えれば、限られた変調モードに割り振れるような品質の違いのある複数のＭＩＭＯチャネルを用意することが重要である。

例えば、６４ＱＡＭ３／４が最大の情報を送ることができる変調方式となるシステムの場合には、この変調方式で十分にビットエラーレートが小さいと思われる品質を確保することができれば、ＭＩＭＯチャネルの品質がそれ以上良くなっても意味がないと言える。

ここで、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの物理層において、ＯＦＤＭ変調方式にＳＶＤ−ＭＩＭＯを適用する場合を例にとって考察してみる。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａでは特異値分解を５２個ある各サブキャリヤ毎に行なう。この場合、サブキャリヤ毎に、送信用の重みベクトルＶと受信用の重みベクトルＵ^Hを取得することになる。すなわち、チャネル行列Ｈの取得自体を受信機側でＦＦＴ後に行なうことにより、５２個のサブキャリヤ毎にＨを取得するできことができる。その５２個のチャネル行列Ｈを特異値分解することにより、５２個の送信重みと受信重みが得ることができる。

ここで、特異値分解は、Ｈ＝ＵＤＶ^Hと分解される。Ｄは対角行列であり、その対角成分は特異値λである。この特異値は、大きいものから小さいものまで、大きさで順番を入れ替えている（通常の特異値分解は大きい順）。Ｕ及びＶの各要素ベクトルは、この特異値に対応する固有ベクトルであり、特異値の順番を入れ替えたら、その固有ベクトルの順番も入れ替えられている。つまり、特異値分解には、この特異値の大きさで順番を入れ替えるという操作が含まれている。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯでは、お互いに干渉のない独立な複数のＭＩＭＯチャネルを作ることができるが、通信品質はＭＩＭＯチャネル毎に異なる。例えば、２×２のＭＩＭＯ通信システムの場合には、独立な２つのＭＩＭＯチャネルができる。この場合のＨを特異値分解し、Ｈ＝ＵＤＶ^Hを得たとして、特異値として、√λ₁と√λ₂を得る。

λ₁＞λ₂であるとすると、各ＭＩＭＯチャネルの平均の信号対雑音比をＳ／Ｎとすると、λ₁Ｓ／ＮというＭＩＭＯチャネルと、λ₂Ｓ／ＮというＭＩＭＯチャネルができる。つまり、品質の高いＭＩＭＯチャネルと、低いＭＩＭＯチャネルである。各ＭＩＭＯチャネルは、特異値の２乗の大きさに応じて品質が異なっていると言える。

ここで、ＯＦＤＭ変調方式について説明する。サブキャリヤ毎に、特異値分解で、特異値の順番を並び替えている。サブキャリヤ毎に一方のＭＩＭＯチャネル１はいつも品質が高く、他方のＭＩＭＯチャネル２はそれよりも通信品質が劣る。ビタビ復号を行なう前に、各サブキャリヤのＭＩＭＯチャネル１のデータを集めて１つの統合されたＭＩＭＯチャネル１にし、また、ＭＩＭＯチャネル２のデータを集めて１つの統合されたＭＩＭＯチャネル２にし、それぞれをビタビ復号にかける。つまり、品質のよいＭＩＭＯチャネルと品質のよくないＭＩＭＯチャネルの２つに対してデコードを行なう。送信側では、この品質の良いＭＩＭＯチャネルには、高い変調方式（１６ＱＡＭ）を割り当て、品質の低いＭＩＭＯチャネルには、低い変調方式（ＢＰＳＫ）を割り当てる。

実際には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａなどで用意される変調方式は、ＢＰＳＫ１／２、ＢＰＳＫ３／４、ＱＰＳＫ１／２、ＱＰＳＫ３／４、１６ＱＡＭ１／２、１６ＱＡＭ３／４、６４ＱＡＭ２／３、６４ＱＳＭ３／４と８種類ほどしかない。このため、２つのＭＩＭＯチャネルの品質に非常に大きな差がついた場合には、対応する変調方式が用意されておらず、高い通信品質に意味がないという事態が生じる。低い品質のＭＩＭＯチャネルには例えばＱＰＳＫ３／４でよいが、高い品質のＭＩＭＯチャネルには、２５６ＱＡＭくらいのを送るだけの品質を備えているにも拘らず、実際には、６４ＱＡＭ３／４までしかないから、６４ＱＡＭ３／４を割り当てるより他ない。これは、伝送効率を完全に効率良く利用しているとは言えない。

そこで、それを調整するために、２つのＭＩＭＯチャネルに振り分ける電力を変えたとする。ＭＩＭＯチャネル１の特異値λ₁とＭＩＭＯチャネル２の特異値λ₂がそれぞれ、λ₁＝１．０、λ₁＝０．１の場合に、２つのＭＩＭＯチャネルを同じレベルにするには、ＭＩＭＯチャネル１に電力を０．１、ＭＩＭＯチャネル２に電力を０．９だけ振り分けるべきである（電力の合計は１になるようにした）。この場合、λ₁×電力１＝１．０×０．１＝０．１、λ₂×電力２＝０．１×０．９＝０．０９とほぼ同じになる。ところが、両方とも、０．１以下のゲインになってしまう。

本発明は、上述したような技術的課題を鑑みたものであり、その主な目的は、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ通信を行なうことにより伝送容量の拡大を行なうことができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル行列の特異値分解（ＳＶＤ）を利用したクローズドループ型のＭＩＭＯ伝送において、各ＭＩＭＯチャネルへの電力配分や変調方式の割り当てを最適化してシステム全体でより大きな通信容量を得ることができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ通信において、各ＭＩＭＯチャネルの品質の差を少なくすることで、システム全体での通信容量を大きくして、伝送効率のよい通信動作を行なうことができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、送信機と受信機間で複数の空間多重された通信チャネルを用い、マルチキャリヤ変調方式によりデータ伝送する無線通信システムであって、
各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替えて、各通信チャネルの通信品質を調整する、
ことを特徴とする無線通信システムである。

但し、ここで言う「システム」とは、複数の装置（又は特定の機能を実現する機能モジュール）が論理的に集合した物のことを言い、各装置や機能モジュールが単一の筐体内にあるか否かは特に問わない。

本発明に係る無線通信システムでは、例えばＭＩＭＯ通信方式を採用し、空間多重した複数の伝送路すなわちＭＩＭＯチャネルを用いて伝送容量を拡大し、通信速度を向上することができる。この場合、前記送信機及び前記受信機はそれぞれ複数のアンテナを備え、前記送信機は伝送データを複数のストリームに分配し各送信アンテナから重み付け送信し、前記受信機は各受信アンテナでストリームを重み付け受信する。

また、本発明に係る無線通信システムでは、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送に代表されるクローズドループＭＩＭＯ通信方式を採用することができる。この場合、前記送信機は、前記受信機からのフィードバック情報に基づいて最適な送信アンテナ重み係数を得る。

ここで、特異値λの大きさに比例した品質を持つ複数のＭＩＭＯチャネルを備えた無線通信システムにおいては、より大きな通信容量を得るために、各ＭＩＭＯチャネルへの電力配分や変調方式の割り当ての問題がある。

例えば、注水定理を適用することにより、通信品質の良好なＭＩＭＯチャネルにより大きな送信電力を割り当てることにより、システム全体での通信容量を大きくすることができる。

ところが、現実には、無線通信システムでは利用可能な変調方式のモードの数が決まっているため、究極に品質の良いＭＩＭＯチャネルを一部で形成しても、システム全体としては意味がない。

これに対し、本発明では、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替えることで、サブキャリヤを統合した後の各通信チャネルが持つ通信品質の差が小さくなるように調整することができる。そして、割り当たられた送信重み及び受信重みの組み合わせにより得られた通信品質に応じて、それぞれの通信チャネルに適切な変調方式を割り当てるようにする。

すなわち、本発明では、ＯＦＤＭのようなマルチキャリヤ変調方式で使用するサブキャリヤ毎に各ＭＩＭＯチャネルに割り当てる順番を調整することにより、ＭＩＭＯチャネル間の品質の差を少なくするようにしている。そして、利用可能な変調方式に対応する品質の範囲内にＭＩＭＯチャネルの品質の差を抑えることによって、システム全体での通信容量を大きくし、より効率的なデータ通信を実現する。これは、単純に各ＭＩＭＯチャネルへの送信電力の配分を調整することよりも効率がよい。

また、本発明の第２の側面は、複数の空間多重された通信チャネルを用い、マルチキャリヤ変調方式によりデータ伝送するための処理をコンピュータ・システム上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、
各通信チャネルの通信品質を取得する通信品質取得ステップと、
各通信チャネルの通信品質に基づいて、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替え、各通信チャネルの通信品質を調整する通信品質調整ステップと、
を具備することを特徴とするコンピュータ・プログラムである。

本発明の第２の側面に係るコンピュータ・プログラムは、コンピュータ・システム上で所定の処理を実現するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムを定義したものである。換言すれば、本発明の第２の側面に係るコンピュータ・プログラムをコンピュータ・システムにインストールすることによってコンピュータ・システム上では協働的作用が発揮され、通信装置として動作する。このような通信装置を複数起動して無線ネットワークを構築することによって、本発明の第１の側面に係る無線通信システムと同様の作用効果を得ることができる。

本発明によれば、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ通信を行なうことにより伝送容量の拡大を行なうことができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することができる。

また、本発明によれば、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル行列の特異値分解（ＳＶＤ）を利用したクローズドループ型のＭＩＭＯ伝送において、各ＭＩＭＯチャネルへの電力配分や変調方式の割り当てを最適化してシステム全体でより大きな通信容量を得ることができる、優れた無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することができる。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信の特徴として、高品質のＭＩＭＯチャネルと低品質のＭＩＭＯチャネルが得られ易い。本発明によれば、あまりに高い品質のＭＩＭＯチャネルができ、それに対応する変調方式がない場合には、各サブキャリヤの特異値λを入れ替えることにより、ＭＩＭＯチャネル間の品質の差を少なくし、システムで利用可能な変調方式に対応する品質の範囲内に各ＭＩＭＯチャネルの品質の差を抑えることができる。このことによって、効率的な通信を行なうことができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

本発明は、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって信号を空間的に多重化して通信するＭＩＭＯ通信システムに関する。この場合、空間多重した複数のＭＩＭＯチャネルを用いて伝送容量を拡大し、通信速度を向上することができる。

ここで、特異値λの大きさに比例した品質を持つ複数のＭＩＭＯチャネルを備えた無線通信システムにおいては、より大きな通信容量を得るために、各ＭＩＭＯチャネルへの電力配分や変調方式の割り当ての問題がある。例えば、通信品質に応じて送信電力の配分を決定することにより、伝送効率を向上させることができる。ところが、現実には、無線通信システムでは利用可能な変調方式のモードの数が決まっているため、究極に品質の良いＭＩＭＯチャネルを一部で形成しても、システム全体としては意味がない。

そこで、本発明では、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替えることで、サブキャリヤを統合した後の各通信チャネルが持つ通信品質の差が小さくなるように調整することができる。そして、割り当たられた送信重み及び受信重みの組み合わせにより得られた通信品質に応じて適切な変調方式をそれぞれの通信チャネルに割り当てることができるようになる。

図１には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を示している。

同図に示す無線通信装置は、２本の送受信アンテナ１１ａ及び１１ｂを備え、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式によるデータ伝送を行なうことができる。すなわち、送信時は、多重化する各送信信号に送信アンテナ重み係数を与え空間／時間符号して２本のアンテナ１１ａ及び１１ｂに分配してチャネルに送出し、受信側では、チャネル経由で２本のアンテナ１１ａ及び１１ｂにより受信した多重化信号に受信アンテナ重み係数を与え空間／時間復号して受信データを得る。但し、本発明の要旨はアンテナ２本に限定されるものではなく、３本以上であってもよい。

各送受信アンテナ１１ａ及び１１ｂには、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して、それぞれ送信系統並びに受信系統が並列的に接続され、他の無線通信装置宛てに信号を所定の周波数チャネル上で無線送信し、あるいは他の無線通信装置から送られる信号を収集する。但し、スイッチ１２ａ及び１２ｂは送受信アンテナ１１ａ及び１１ｂを送信系統又は受信系統の一方と排他的に接続し、送受信をともに並行しては行なえないものとする。

各送信系統は、変調符号化部２１と、送信用重み乗算部２２と、ＩＦＦＴ２３と、ブリアンブル／リファレンス付与部２４と、Ｄ／Ａ変換器２５と、送信用アナログ処理部２６を備えている。

変調符号化部２１は、通信プロトコルの上位レイヤから送られてきた送信データを誤り訂正符号で符号化するとともに、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの所定の変調方式により送信信号を信号空間上にマッピングする。この時点で、パイロット・シンボル挿入パターン並びにタイミングに従って、既知のデータ系列をパイロット・シンボルとして変調シンボル系列に挿入するようにしてもよい。サブキャリヤ毎あるいはサブキャリヤ数本の間隔で、既知パターンからなるパイロット信号が挿入される。

送信用重み乗算部２２は、符号化後の送信信号を送信重み行列Ｖで乗算することにより、空間多重により複数のＭＩＭＯチャネルを得る。

送信用重み行列Ｖは、通信相手から送られたフィードバック情報を基に構築され、送信用重み乗算部２２に設定される。この送信用重み行列Ｖは、特異値に対応する固有ベクトルを各要素ベクトルとするが、チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７において、送信用重みベクトルの並べ替えが適宜行なわれる。このような送信ベクトルの並べ替えは、各ＭＩＭＯチャネルに割り当てられた送信重み及び受信重みの組み合わせを切り替えるという操作に相当し、これによって各ＭＩＭＯチャネルが持つ通信品質を調整することができる。例えば、利用可能な変調方式に対応する品質の範囲内にＭＩＭＯチャネルの品質の差を抑えるように調整することができる。チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７の動作の詳細については、後述に譲る。

ＩＦＦＴ２３では、変調されたシリアル形式の信号を、並列キャリヤ数並びにタイミングに従って、並列キャリヤ数分のパラレル・データに変換してまとめた後、所定のＦＦＴサイズ並びにタイミングに従ってＦＦＴサイズ分の逆フーリエ変換を行なう。ここで、シンボル間干渉の除去のため、１ＯＦＤＭシンボルの前後にガード・インターバル区間を設けるようにしてもよい。ガード・インターバルの時間幅は、伝搬路の状況、すなわち復調に影響を及ぼす遅延波の最大遅延時間によって決定される。そして、直列の信号に直し、周波数軸での各キャリヤの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して、送信信号とする。

プリアンブル／リファレンス付与部２４は、ＲＴＳ、ＣＴＳ、ＤＡＴＡパケットなどの送信信号の先頭にプリアンブル信号やリファレンス信号を付加する。リファレンス信号には、チャネル取得及びベクトル並べ替え部３７により与えられる送信重み行列Ｖにより重み付けが行なわれる。

この送信信号は、Ｄ／Ａ変換器２５によりアナログのベースバンド信号に変換され、さらに送信用アナログ処理部２６によりＲＦ周波数帯にアップコンバートされてから、アンテナ１１より各ＭＩＭＯチャネルへ送出される。

一方、各受信系統は、受信用アナログ処理部３１と、Ａ／Ｄ変換器３２と、同期獲得部３３と、ＦＦＴ３４と、受信用重み乗算部３５と、復調復号器３６と、チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７で構成される。

アンテナ１１より受信した信号を、受信用アナログ処理部３１でＲＦ周波数帯の無線信号からＩＦ周波数帯のベースバンド信号にダウンコンバートし、Ａ／Ｄ変換器３２により、デジタル信号に変換する。

次いで、同期獲得部３３により検出された同期タイミングに従って、シリアル・データとしての受信信号をパラレル・データに変換してまとめ（ここでは、ガード・インターバルまでを含む１ＯＦＤＭシンボル分の信号がまとめられる）、ＦＦＴ３４によって有効シンボル長分の信号をフーリエ変換し、各サブキャリヤの信号を取り出すことにより、時間軸の信号を周波数軸の信号に変換する。

チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７では、まず通信相手が多重化送信する信号毎に重みが与えられたリファレンス信号を用いてチャネル行列Ｈを得る。さらにこのチャネル行列Ｈを特異値分解して、送信用重み行列Ｖと、受信用重み行列Ｕ^Hと、対角行列Ｄを得ることができる。通信相手からは、所定の間隔でリファレンス信号が送られる場合には、チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７はその都度新しいチャネル行列Ｈに更新し、これを特異値分解する。

チャネル行列を特異値分解して得られた受信用重み行列Ｕ^Hは自装置の受信用重み乗算部３５に設定されるとともに、送信用重み行列Ｖは通信相手にフィードバックされる。但し、受信用重み行列として、Ｕ^Hではなく、ＨＶの逆行列としてのＤ^-Ｕ^Hを用いるようにしてもよい（前述並びに式（８）を参照のこと）。また、得られた送信用重み行列Ｖを送信用重み乗算部２２へ与える。

受信用重み行列Ｕは、特異値に対応する固有ベクトルを各要素ベクトルとする。本実施形態では、チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７は、この受信用重みベクトルＵの並べ替えが適宜行なわれる。このような受信ベクトルの並べ替えは、各ＭＩＭＯチャネルに割り当てられた送信重み及び受信重みの組み合わせを切り替えるという操作に相当し、これによって各ＭＩＭＯチャネルが持つ通信品質を調整することができる。例えば、利用可能な変調方式に対応する品質の範囲内にＭＩＭＯチャネルの品質の差を抑えるように調整することができる。チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７の動作の詳細については、後述に譲る。

受信用重み乗算部３５は、チャネル行列Ｈを特異値分解して得られた受信用重み行列Ｕ^H又はＤ^-Ｕ^Hを受信信号に乗算することにより、空間多重された受信信号を空間分離する。

重み付けされた受信信号は、さらに復調復号器３６によって、信号空間上の受信信号をＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの所定の方式によりデマッピングするとともに、誤り訂正並びに復号して受信データとなり、通信プロトコルの上位レイヤに渡される。

チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７は、行列Ｖ及びＵの要素ベクトルである固有ベクトルの順番を入れ替えることにより、各ＭＩＭＯチャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替え、ＭＩＭＯチャネル毎の通信品質を調整する。利用可能な変調方式に対応する品質の範囲内にＭＩＭＯチャネルの品質の差を抑えるように調整する。

図２には、チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７の機能構成を模式的に示している。図示の通り、チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部３７は、チャネル行列取得部と、特異値分解部と、ベクトル並べ替え部で構成される。

チャネル行列取得部は、通信相手が多重化送信する信号毎に重みが与えられたリファレンス信号を用いてチャネル行列Ｈを得る。

特異値分解部は、得られたチャネル行列Ｈを特異値分解して、送信用重み行列Ｖと、受信用重み行列Ｕ^Hと、対角行列Ｄを得る。得られた受信用重み行列Ｕ^Hは自装置の受信用重み乗算部３５に設定されるとともに、送信用重み行列Ｖは通信相手にフィードバックされる。但し、受信用重み行列として、Ｕ^Hではなく、ＨＶの逆行列としてのＤ^-Ｕ^Hを用いるようにしてもよい（前述並びに式（８）を参照のこと）。

行列Ｖ及びＵは特異値に対応する固有ベクトルを各要素ベクトルとするが、ベクトル並べ替え部ではこれら要素ベクトルの並べ替えを行なう。このような要素ベクトルの並べ替えは、各ＭＩＭＯチャネルに割り当てられた送信重み及び受信重みの組み合わせを切り替えるという操作に相当し、これによって各ＭＩＭＯチャネルが持つ通信品質を調整することができる。例えば、利用可能な変調方式に対応する品質の範囲内に各ＭＩＭＯチャネルの品質の差を抑えるように調整することができる。

ここで、前述と同様に、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの物理層において、ＯＦＤＭ変調方式にＳＶＤ−ＭＩＭＯを適用する場合を例にとって考察してみる。

サブキャリヤ数が２本の場合、同様に、λ₁が１．０、λ₂が０．１であれば、サブキャリヤ１では、ＭＩＭＯチャネル１に特異値λ₁を、ＭＩＭＯチャネル２に特異値λ₂をそれぞれ割り振る。一方、サブキャリヤ２では、ＭＩＭＯチャネル１にλ₂、ＭＩＭＯチャネル２にλ₁を割り振る（図３を参照のこと）。

このようにすると、サブキャリヤを統合したとき、ＭＩＭＯチャネル１では、λ₁（ＭＩＭＯチャネル１）＝１．１／２＝０．５５、λ₂（ＭＩＭＯチャネル２）＝１．１／２＝０．５５となる。そこで、電力を０．５ずつ割り振ると、０．２７５ずつのゲインが得られる。これは、単に、電力で調整して同じ品質のＭＩＭＯチャネルにしたときよりも２つのＭＩＭＯチャネルは高品質であり、高い精度を必要とする変調方式を使用しなくても済む。

以下では、本実施形態に係る無線通信システムにおいて、ＭＩＭＯ通信を行なうための動作手順について説明する。

（ステップ１）
パケット通信に先立って、送信機からリファレンス信号を送信する。リファレンス信号は、各アンテナから時分割に送信して２本のアンテナが別々の時間に送信しているようにする。

（ステップ２）
受信機では、リファレンス信号を受信し、当該リファレンス信号を用いて伝達関数をＦＦＴした後で取得し、送信アンテナと受信アンテナ間の伝達関数を行列にしたチャネル行列Ｈを取得する。この場合のチャネル行列Ｈは、２×２の行列であり、サブキャリヤ数の５２個分取得することができる。Ｈ（１）からＨ（５２）まで取得する。但し、ｉはｉ＝１から５２のサブキャリヤ番号であり、Ｈ（ｉ）はｉ番目のサブキャリヤのチャネル行列である。

（ステップ３）
受信機では、この取得したＨ（ｉ）をそれぞれ特異値分解し、Ｕ（ｉ）Ｄ（ｉ）Ｖ（ｉ）^Hを取得する。Ｄ（ｉ）の対角成分は、特異値が大きい順に並び替えられている。これは、通常の特異値分解の機能である。

（ステップ４）
サブキャリヤ毎に、各ＭＩＭＯチャネルに、大きいλから小さいλを割り振るかを決定する。行列ＵやＶは、固有ベクトルλに対応する固有ベクトルの集合で構成されているので、サブキャリヤ毎にλの順番を変えると、それに対応して、行列ＶとＵの各要素である固有ベクトルの順番も変えることになり、ＭＩＭＯチャネルの通信品質を切り替える操作を行なうことになる。

（ステップ５）
送信用の重みベクトルＶ（但し、サブキャリヤ毎に特異値λの順番に対応して並び替え済み）又はＶで重み付けしたリファレンス信号を送信側へ送信する。

（ステップ６）
送信機は、受け取ったＶを送信用重みベクトルとして使用してパケットを送信する。

（ステップ７）
受信機では、受信したパケットをＵ^H（但し、サブキャリヤ毎にλの順番に対応して並び替え済み）を受信用重みベクトルとして使用して復号する。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本発明は、空間多重してデータ伝送を行なうさまざまな無線通信システムに適用することができ、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式のように空間分割すなわち空間直交した多重伝送方式に適用範囲は限定されない。また、送信側又は受信側のいずれか一方が空間多重を行なうとともに、チャネル行列に基づいて重み付け送受信を行なう他のタイプの無線通信システムに対しても、本発明を同様に好適に適用することができる。

例えば、受信用重みのみを使用し、異なるチャンネルを別々の送信アンテナに割り振るＶ−ＢＬＡＳＴ方式に対しても、本発明を適用することができる。Ｖ−ＢＬＡＳＴ方式に代表されるＭＩＭＯ通信方式では、チャネル行列Ｈの逆行列-を受信重みとすることを基本とし、送信機側では重みを用いない。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を示した図である。 図２は、チャネル特性取得及び送信重み分離部３７の機能構成を模式的に示した図である。 図３は、サブキャリヤ毎に特異値λを切り替える様子を示した図である。 図４は、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示した図である。 図５は、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示した図である。

符号の説明

１１…アンテナ
１２…スイッチ
２１…符号器
２２…送信用重み乗算部
２３…ＩＦＦＴ
２４…ブリアンブル／リファレンス付与部
２５…Ｄ／Ａ変換器
２６…送信用アナログ処理部
３１…受信用アナログ処理部
３２…Ａ／Ｄ変換器
３３…同期獲得部
３４…ＦＦＴ
３５…受信用重み乗算部
３６…復号器
３７…チャネル特性取得及びベクトル並べ替え部

Claims (15)

1. 送信機と受信機間で複数の空間多重された通信チャネルを用い、マルチキャリヤ変調方式によりデータ伝送する無線通信システムであって、
   各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替えて、各通信チャネルの通信品質を調整する、
   ことを特徴とする無線通信システム。
2. 前記送信機及び前記受信機はそれぞれ複数のアンテナを備え、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル行列Ｈの特異値分解して得られる行列ＵＤＶ^Hを利用して送信重み及び受信重みを決定して空間多重伝送を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. サブキャリヤを統合した後の各通信チャネルが持つ通信品質の差が小さくなるように、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
4. 割り当たられた送信重み及び受信重みの組み合わせにより得られた通信品質に応じて適切な変調方式を通信チャネルに割り当てる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
5. 適切な変調方式がないほど良好な通信品質の通信チャネルが存在する場合に、各通信チャネルの通信品質の差の調整を行なう、
   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信システム。
6. 通信チャネルの品質の差を利用可能な変調方式に対応する範囲内に抑制するように、各通信チャネルの通信品質の調整を行なう、
   ことを特徴とする請求項５に記載の無線通信システム。
7. 複数の空間多重された通信チャネルを用い、マルチキャリヤ変調方式によりデータ伝送する無線通信装置であって、
   受信重みを用いて重み付け受信する受信手段と、
   送信を行なう送信手段と、
   各通信チャネルの通信品質を取得する通信品質取得手段と、
   各通信チャネルの通信品質に基づいて、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替え、各通信チャネルの通信品質を調整する通信品質調整手段と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
8. 複数のアンテナを備え、
   前記送信手段及び前記受信手段は、送受信の各アンテナ対に対応するチャネルを要素としたチャネル行列Ｈの特異値分解して得られる行列ＵＤＶ^Hを利用して送信重み及び受信重みを決定して空間多重伝送を行なう、
   ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. 前記通信品質取得手段は、送信側から送られてくるリファレンス信号を利用してチャネル行列を取得する手段と、該取得されたチャネル行列を特異値分解する特異値分解手段とを備え、該特異値分解により得られた特異値に基づいて各通信チャネルの通信品質を取得する、
   ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
10. 前記通信品質調整手段は、サブキャリヤを統合した後の各通信チャネルが持つ通信品質の差が小さくなるように、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替える、
    ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
11. 割り当たられた送信重み及び受信重みの組み合わせにより得られた通信品質に応じて適切な変調方式を通信チャネルに割り当てる変調方式割り当て手段をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
12. 前記通信品質調整手段は、適切な変調方式がないほど良好な通信品質の通信チャネルが存在する場合に、各通信チャネルの通信品質の差の調整を行なう、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信装置。
13. 前記通信品質調整手段は、通信チャネルの品質の差を利用可能な変調方式に対応する範囲内に抑制するように、各通信チャネルの通信品質の調整を行なう、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
14. 複数の空間多重された通信チャネルを用い、マルチキャリヤ変調方式によりデータ伝送する無線通信方法であって、
    受信重みを用いて重み付け受信する受信ステップと、
    送信を行なう送信ステップと、
    各通信チャネルの通信品質を取得する通信品質取得ステップと、
    各通信チャネルの通信品質に基づいて、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替え、各通信チャネルの通信品質を調整する通信品質調整ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
15. 複数の空間多重された通信チャネルを用い、マルチキャリヤ変調方式によりデータ伝送するための処理をコンピュータ・システム上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、
    各通信チャネルの通信品質を取得する通信品質取得ステップと、
    各通信チャネルの通信品質に基づいて、各通信チャネルに割り当てる送信重みと受信重みの組み合わせをサブキャリヤ毎に切り替え、各通信チャネルの通信品質を調整する通信品質調整ステップと、
    を具備することを特徴とするコンピュータ・プログラム。
    

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