JP2011160458A - Ｍｉｍｏ無線通信方法およびｍｉｍｏ無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 本発明は，固有モード伝送を行うＭＩＭＯ無線通信システムにおいて，高いＳ
ＮＲの得られる通信環境でも，変調多値数を増加させることなく大きな通信容量を実現す
るものである。
【解決手段】 本発明のＭＩＭＯ無線通信システムでは，特異値が大きく実効ＳＮＲの高
い固有モードと特異値が小さく実効ＳＮＲが低い固有モードを合成し，大きな変調多値数
を必要とするようなモードの実効ＳＮＲを抑え，その分だけ実効ＳＮＲの低いモードにつ
いてはＳＮＲを高める。
【選択図】 図１

Description

本発明は，複数のアンテナを持つ送信端末と複数のアンテナを持つ受信端末の間で行われるＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）無線通信方式，およびＭＩＭＯ無線通信方式によって通信を行うＭＩＭＯ無線通信装置に関するものである。特に，ＭＩＭＯ通信方式の１つである固有モード伝送方式において，ＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio：信号対雑音比）の高い場合に，高い伝送レートで通信を行うＭＩＭＯ無線通信方式およびＭＩＭＯ無線通信装置に関するものである。

近年の通信需要の拡大により通信方式の大容量化が進んでいる。この潮流は無線通信においても顕著である。例えば，ＬＡＮ（Local Area Network）の標準化を進めるＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.）で無線ＬＡＮの標準を定めるＩＥＥＥ８０２．１１でも，通信容量の拡大が進んでいる。元来のＩＥＥＥ８０２．１１の通信容量は２Ｍｂｐｓであったが，ＩＥＥＥ８０２．１１ｂでは最大１１Ｍｂｐｓ，ＩＥＥＥ８０２．１１ａやｇでは最大５４Ｍｂｐｓに拡大され，２００７年に標準化終了予定のＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは最大６００Ｍｂｐｓの仕様が完成する予定となっている。

無線通信の大容量化を実現する方式としてＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等で採用されている技術がＭＩＭＯである。図２にＭＩＭＯ無線通信システムを模式的に示す。送信端末はＮ本の送信アンテナ２０２を持ち，受信端末はＮ本の受信アンテナ２０３を持つ。送信アンテナ２０２−１〜Ｎから送信される信号をｔ１〜ｔＮとし，送信アンテナ信号ベクトルｔを数１のように定義する。

同様に受信アンテナ２０３−１〜Ｎで受信される信号をｒ１〜ｒＮとし，受信アンテナ信号ベクトルｒを数２のように定義する。

すると，ｔからｒへの変換は数３の１次変換で表すことが可能となる。

この1次変換を表す行列Ｈをチャネル行列と呼ぶ。実際にはノイズが同時に発生するので，数４のようにノイズ成分nが加わる。

チャネル行列は，送信端末から既知信号を送信して受信端末で受信することで，受信機によって推定できる。これをチャネル行列推定と呼び，送信された既知信号をトレーニング信号と呼ぶ。ＭＩＭＯ無線通信を行う場合には，あらかじめチャネル行列推定を行っておく。

図２において送信データ信号はｘ１〜ｘＮ，受信データ信号はｙ１〜ｙＮであり，送信データ信号ベクトルｘを数５，受信データベクトルｙを数６のように定義する。

送信端末内の送信アンテナウェイト部２０１では１次変換によってｘがｔに変換され，受信端末内の受信アンテナウェイト部２０４では１次変換によってｒがｙに変換される。最も簡単にＭＩＭＯ無線通信を実現する方法は，送信アンテナウェイトを単位行列とし，受信アンテナウェイトをＨの逆行列とする，ＺＦ（Zero-Forcing）方式である。ＺＦ方式では，ｘとｙの関係が数７で表される。

このように，Ｈをその逆行列で打ち消すことにより，送信データ信号を受信機内で復元することが可能である。ただし，ノイズはＨの逆行列によって増幅されてしまう。

上記のＺＦ方式とは別に，固有モード伝送方式というＭＩＭＯ無線通信の実現方法がある。この方法では，まず数８で表されるＨのＳＶＤ（Singular Value Decomposition：特異値展開）を求める。

Ｓは成分が全て正の実数となる対角行列，Ｕ，Ｖはユニタリー行列である。Ｖの肩にあるＨはエルミート共役（＝転置＋複素共役）を表す。Ｓの対角成分は特異値と呼ばれる。またＳの左上の成分から順に第１特異値，第２特異値，．．．と呼ぶことにし，特異値の大きい順に並ぶものとする。この結果から，送信アンテナウェイトをＶ，受信アンテナウェイトをＵのエルミート共役とする。固有モード伝送方式ではｘとｙの関係が数９で表されることになる。

ここではユニタリー行列のエルミート共役が逆行列と等しくなるという性質を用いている。また，ユニタリー行列の性質により数９の最後のノイズｎの項ではノイズの大きさが全く変化せず，Ｓが対角行列であることを考えると受信データ信号には送信データ信号に特異値を乗じた信号が分離して得られることになる。ｘ１からｙ１へのデータ通信を第１固有モードと呼び，以下順に第２固有モード，第３固有モード，．．．と呼ぶ。各固有モードでは特異値の２乗の伝搬利得（１未満であれば損失）が発生する。この固有モード伝送方式が最も大きな通信容量を達成できるＭＩＭＯ無線通信方式となることが，一般に知られている。

ただし，固有モード伝送方式ではＺＦ方式と違って送信アンテナウェイトをＨから算出される行列に設定する必要がある。さらに，Ｈは受信機で推定されるものであるため，受信端末から送信端末へＨの情報をフィードバックする必要がある。そのため，図３に示す情報のやりとりが必要になる。ここで，送信端末と受信端末はともに送受信機の機能を持っていることを注意する。最初に送信端末がトレーニングデータを送信し，受信端末がそれを受信してチャネル行列を推定する。得られたチャネル行列を送信端末へと返信し，送信端末でチャネル行列のＳＶＤにより送信アンテナウェイトを決定する。次に送信端末は，トレーニング信号を送信アンテナウェイト処理をしてから送信し，受信端末では受信したトレーニング信号からチャネル行列を再推定して受信アンテナウェイトを決定する。その後，送信端末が送信アンテナウェイト処理した送信データ信号を送信し，受信端末で受信アンテナウェイトによりデータを復元することでデータ通信が確立される。図３では送信端末でＳＶＤによる送信アンテナウェイトの決定を行っているが，図４に示すように受信端末で送信アンテナウェイトを求めることもできる。この場合，フィードバックされるのは送信アンテナウェイトとなる。

図３，４では最初のＳＶＤは受信アンテナウェイトを決めずに，別途，送信アンテナウェイト処理したトレーニング信号を使ってチャネル行列を求めることにより受信アンテナウェイトを求めている。この時推定されるチャネル行列Ｈ’は数１０で表される。

受信アンテナウェイトの決定にＺＦ方式を使えば，受信アンテナウェイトＲは数１１となる。

従ってｘとｙの関係は数１２で書くことができる。

つまり第n固有モードではノイズの大きさが第n特異値の逆数に従って変化し，SNRが特異値の２乗に比例して変化する。受信アンテナウェイトの決定方法には他にＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法やＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）法があることが広く知られている。

このような方法をとるのは以下の理由による。第１の理由はチャネル行列の時間変化に対応することにある。データ伝送時にチャネル行列が変化してしまう場合でも，現在のチャネル行列に応じた受信アンテナウェイトを設定できるために，受信特性の劣化を抑えることができる。第２の理由はフィードバック情報を小さくすることができることにある。無線ＬＡＮで使われるようなＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式通信時には，サブキャリアごとに送信アンテナウェイトを設定する必要があるため，フィードバックの情報量が非常に大きい。このためフィードバック情報は適当に間引かれることになるため，送信アンテナウェイトとチャネル行列のＳＶＤより得られるウェイトの間に大きな差が生じることがあるが，実際に使用された送信アンテナウェイトの影響を考慮に入れて受信アンテナウェイトが設定されるため，特性劣化を抑えられる。

図６に特異値の２乗から計算される伝搬利得の確率分布を示す。送信アンテナ４本，受信アンテナ４本の場合を想定し，チャネル行列の各成分は独立なレーリー分布に従う確率変数（レーリーフェージング）であるとした。各送信アンテナから受信アンテナへの伝搬損失は０ｄＢとしている。参考のため送信アンテナ１本，受信アンテナ１本のＳＩＳＯ（Single-Input Single-Output）の場合も示してある。仮定した条件の通り，ＳＩＳＯでは平均０ｄＢの伝搬利得となっている。これに対しＭＩＭＯの場合には，第４固有モードの場合で平均８ｄＢほどの伝搬損失となってしまうが，第１固有モードでは１０ｄＢに近い平均伝搬利得が得られている。従って，例えば３０ｄＢの受信ＳＮＲが得られる通信環境であれば，第１固有モードでは実効的に４０ｄＢのＳＮＲを達成できる。そのため第１固有モードを有効に利用するためには，大きな多値数の変調を採用してたくさんの情報を送信することが大切になる。

しかしながら，大きな多値数で変調する際にはＲＦ（Radio Frequency）回路に高い精度が要求される。ＲＦ回路での精度劣化要因としては，ＩＱミスマッチ，パワーアンプの非線型性などがあり，現状の無線ＬＡＮに用いられる回路の精度では６４ＱＡＭ変調までが限界であり，２５６ＱＡＭ以上は非常に難しい。そのため，ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ｇではＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの４つのみを標準に採用し，２５６ＱＡＭを利用することはできない。ＭＩＭＯの導入されるＩＥＥＥ８０２．１１ｎでも２５６ＱＡＭを採用しない方針となっている。そのため，高いＳＮＲを達成できたとしても変調多値数を大きくすることができず，通信容量の拡大につながらない。

上記問題を解決する方法を特許文献１，非特許文献１が提案している。この方法では，固有モード伝送を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムにおいて，全てのサブキャリア，全ての固有モードにおいて等しい変調多値数をとり，誤り訂正符号化器の出力を順に異なるサブキャリアに割り当てる。その割り当ての際にサブキャリアごとに固有モードを切り替えている。この方法では，特異値の小さな固有モードでは，特異値に対して変調多値数が大きすぎるために誤りが頻発するが，特異値の大きな固有モードでは，逆に特異値に対して変調多値数が小さくなっているために誤りが発生しにくい。そのため，誤り訂正処理によって特異値の小さな固有モードで発生する誤りが訂正され，大きな通信容量での通信が可能となる。

特開２００５−３２３２１７号公報

田邉康彦，庄木裕樹，鶴見博史，「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭにおける非線型歪みを考慮した送信方式の検討」，２００５年電子情報通信学会総合大会，Ｂ−５−７９

本発明は，固有モード伝送を行うＭＩＭＯ無線通信システムにおいて，高いＳＮＲの得られる通信環境でも，変調多値数を増加させることなく大きな通信容量を実現するものである。

前述の通り，特許文献１や非特許文献１において，この問題を解決する手法が提案されている。しかし，これらの方法はＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送の場合にしか対応できない。また，本来，高い実効ＳＮＲが得られる第１固有モードで変調多値数を大きくとれないことが問題であったのだが，これらの方法ではこの問題を解決できていない。

本発明のＭＩＭＯ無線通信システムでは，チャネル行列の特異値展開により各固有モードの特異値と送信アンテナウェイトを決定した後に，送信ストリームウェイトの算出を行う。また，データ送信時には，送信アンテナウェイト処理の直前に，ここで算出した送信ストリームウェイトによる変換処理を行う。この変換処理によって，特異値が大きく実効ＳＮＲの高い固有モードと特異値が小さく実効ＳＮＲが低い固有モードを合成し，大きな変調多値数を必要とするようなモードの実効ＳＮＲを抑え，その分だけ実効ＳＮＲの低いモードについてはＳＮＲを高める。

送信ストリームウェイトによるモード変換の模式図を図７に示す。この図では送受信アンテナの本数が３本であると仮定している。（ａ）が従来の固有モード伝送によってできる３本の固有モードを表している。実効ＳＮＲはパイプの太さで表現されている。ｘ１〜３が送信データ信号であり，ｙ１〜３が受信データ信号である。この時，ｘ１からｙ１での通信が行われている固有モードのＳＮＲが高い状態にあり，最適な変調多値数を選択できない状況にあるとする。この場合には，送信ストリームウェイトで第１固有モードと第２固有モードを合成する。送信ストリームウェイトを適用した状態が（ｂ）である。すると，ｘ１とｘ２は第１固有モードと第２固有モードの両方を使って通信されるため，（ｃ）で表されるように，両方の実効ＳＮＲが第１固有モードのＳＮＲと第２固有モードのＳＮＲの中間の値となる。これで高すぎたＳＮＲの状態が改善されるため，最適な多値数の変調を選択して通信することが可能となり，通信容量の拡大を図ることが可能となる。送信ストリームウェイトの適用に合わせて受信アンテナウェイトに加えて受信ストリームウェイトの適用が必要になるが，送信ストリームウェイト適用後のトレーニング信号からチャネル行列を推定し，そのチャネル行列から受信アンテナウェイトを決定することで対応できる。

第1固有モードだけでなく，第２固有モード以降のモードでもＳＮＲが高い状態にある場合には，固有値の大きい順に３つ以上の固有モードを合成すれば良い。

送信ストリームウェイト適用前後で総送信パワーを保存する必要があり，また送信データ信号間の独立性を維持する必要があることから，送信ストリームウェイトはユニタリー行列であることが必要である。第１固有モードから第ｎ固有モードまでを合成する場合の送信ストリームウェイトとして数１３のＷを採用するのが簡便である。

Ｗは成分の絶対値が全て等しいので，全てのモードを等しい重みで合成することができる。

合成する固有モードの数を決定する際には，各固有モードの通信品質指標が予め設定された値より大きい固有モード全てと，残りの固有モードのうちで最も特異値の大きな固有モードを合成すれば良い。通信品質指標としては実効ＳＮＲを用いることができる。ＳＮＲが決まれば通信容量を算出することができ，その通信容量を達成するために必要な変調多値数と誤り訂正符号化率も決まるため，実際の通信システムにおいて採用可能な最大の変調多値数と符号化率から，それに対応するＳＮＲを逆算すれば，固有モード合成の判定に用いる設定値を決定することが可能である。また同様にしてＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）を通信品質指標として用いることも可能である。

本発明によって，固有モード伝送を行うＭＩＭＯ無線通信システムにおいて，高いＳＮＲの得られる通信環境でも，変調多値数の上限値による制限を緩和して通信容量の拡大が可能となる。

送受信アンテナ本数を４とし，変調多値数の上限が６４ＱＡＭ，誤り訂正符号化率３／４の場合に本発明を適用した場合のシャノンの通信容量を平均ＳＮＲに対して示したグラフを図８に示す。伝搬は無相関レーリーフェージングに従うものとした。本発明方式の他に，Zero Forcing方式の場合と従来の固有モード伝送方式の場合を示した。図から明らかなように，本発明方式が最も大きな通信容量を達成できることがわかる。平均ＳＮＲ＝２５ｄＢ付近では従来の固有モード伝送方式と比較して２．５ｄＢの改善が得られている。

本発明の無線通信手順を示す図。 ＭＩＭＯ無線通信方式を説明する概略図。 従来の固有モード伝送ＭＩＭＯ通信方式の通信手順を示す図。 従来の固有モード伝送ＭＩＭＯ通信方式の通信手順を示す図。 本発明の無線通信手順を示す図。 送受信アンテナ４本で固有モードＭＩＭＯ通信を行う場合の伝送利得の確率分布を示すグラフ。 本発明の無線通信方式における固有モードの合成を説明する概略図。 平均ＳＮＲに対する通信容量の関係を示すグラフ。 本発明の無線通信装置の機能ブロック図。 本発明の無線通信装置の機能ブロック図。

以下，本発明にかかる実施形態を説明する。

図１は第１の実施例であり，本発明のＭＩＭＯ無線通信方式における手順を示している。この図において送信端末から受信端末へデータが送信されるが，両端末は送信，受信の両方の機能を備えており，制御情報などを相互にやりとりすることができる。

最初に，送信端末がトレーニングデータを送信し，受信端末がトレーニングデータを受信する。このトレーニングデータは規格等で定められる既知の信号であり，既知信号からの振幅，位相の変化を見ることでチャネル行列を推定することが可能である。次に，受信端末は推定によって得られたチャネル行列と通信品質情報を送信端末へ返信する。通信品質情報にはＳＮＲやＲＳＳＩを用いることができる。送信端末は返信されたチャネル行列と通信品質情報を受信する。受信したチャネル行列を特異値展開することで，固有モード伝送方式における送信アンテナウェイトと，各固有モードの特異値を得る。得られた特異値と受信した通信品質情報から，各固有モードの通信品質指標を計算し，その通信品質指標から合成する固有モードを決定する。各固有モードの通信品質指標には，各固有モードの実効ＳＮＲやＲＳＳＩを用いることができる。合成する固有モードは，予め実効ＳＮＲやＲＳＳＩの基準を定めておき，その基準を越える固有モードとその次に大きな特異値を持つ固有モードを合成するとして決定することができる。次に，決定された合成対象の固有モードを合成する送信ストリームウェイトを決定する。簡便には数１３によって送信ストリームウェイトトとすることができる。その後，送信ストリームウェイト，送信アンテナウェイト処理を施したトレーニングデータを送信する。

受信端末はそのトレーニングデータを受信し，チャネル行列を推定する。そのチャネル行列を用いて受信アンテナウェイトを算出する。受信アンテナウェイトの算出にはＺｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ方式，ＭＭＳＥ方式，ＭＬＤ方式などを用いることができる。推定されたチャネル行列は送信ストリームウェイト，送信アンテナウェイトの変換を含んでいるため，算出された受信アンテナウェイトを用いればこれらの変換を相殺して送信データ信号を復元できる。最後に，送信端末が送信ストリームウェイト，送信アンテナウェイト処理を施して送信データ信号を送信することで，受信端末では，受信アンテナウェイトを用いてデータ信号を復元することができる。以上の手順により送信端末と受信端末の間での通信が達成される。

図５は第２の実施例であり，本発明のＭＩＭＯ無線通信方式における手順を示している。第１の実施例と同様に，この図において送信端末から受信端末へデータが送信されるが，両端末は送信，受信の両方の機能を備えており，制御情報などを相互にやりとりすることができる。

最初に，送信端末がトレーニングデータを送信し，受信端末がトレーニングデータを受信する。このトレーニングデータは規格等で定められる既知の信号であり，既知信号からの振幅，位相の変化を見ることでチャネル行列を推定することが可能である。次に，受信端末は推定によって得られたチャネル行列を特異値展開することで，固有モード伝送方式における送信アンテナウェイトと，各固有モードの特異値を得る。得られた特異値と通信品質情報から，各固有モードの通信品質指標を計算し，その通信品質指標から合成する固有モードを決定する。各固有モードの通信品質指標には，各固有モードの実効ＳＮＲやＲＳＳＩを用いることができる。合成する固有モードは，予め実効ＳＮＲやＲＳＳＩの基準を定めておき，その基準を越える固有モードとその次に大きな特異値を持つ固有モードを合成するとして決定することができる。次に，決定された合成対象の固有モードを合成する送信ストリームウェイトを決定する。簡便には数１３によって送信ストリームウェイトとすることができる。そして，決定した送信ストリームウェイトと送信アンテナウェイトを送信端末に返信する。送信ストリームウェイトと送信アンテナウェイトは行列積によって合成することができるので，返信する情報量を減らすためには合成された送信ウェイトを返信すれば良い。

送信端末は合成された送信ウェイトを受信し，送信ウェイト処理を施したトレーニングデータを送信する。受信端末はそのトレーニングデータを受信し，チャネル行列を推定する。そのチャネル行列を用いて受信アンテナウェイトを算出する。受信アンテナウェイトの算出にはZero Forcing方式，ＭＭＳＥ方式，ＭＬＤ方式などを用いることができる。推定されたチャネル行列は送信ウェイトの変換を含んでいるため，算出された受信アンテナウェイトを用いればこれらの変換を相殺して送信データ信号を復元できる。最後に，送信端末が送信ウェイト処理を施して送信データ信号を送信することで，受信端末では，受信アンテナウェイトを用いてデータ信号を復元することができる。以上の手順により送信端末と受信端末の間での通信が達成される。

図９は第３の実施例であり，本発明のＭＩＭＯ無線通信方式にて通信を行う無線通信装置の機能ブロック図を示している。

図９の無線通信装置はＮ本のアンテナ１０１−１〜Ｎを有しており，スイッチ１０２−１〜Ｎに接続されている。スイッチ１０２は無線通信装置が送信を行う際には送信回路とアンテナを接続し，受信を行う際には受信回路とアンテナを接続するように切り替えられる。スイッチ１０２は無線ＬＡＮのようなＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ：時分割複信）方式を採用するシステムで必要となり，携帯電話でよく用いられるＦＤＤ（Frequency Division Duplex：周波数分割複信）方式を採用するシステムではDuplexerと呼ばれるフィルタを配置する。

受信時にはスイッチ１０２によってアンテナ１０１と受信アナログＲＦ回路１０３が接続される。受信アナログＲＦ回路ではダウンコンバージョンが行われ，受信信号がベースバンドアナログ信号に変換される。受信アナログＲＦ回路の出力はＡＤ変換器１０４に接続され，ベースバンドアナログ信号がデジタル信号に変換される。ＡＤ変換器１０４の出力はＦＦＴ処理部１０５に接続される。ＦＦＴ処理部１０５では受信信号をＯＦＤＭのサブキャリアへ分解する。無線ＬＡＮではＯＦＤＭが採用されているためＦＦＴ処理部１０５が必要となるが，シングルキャリア伝送を行う通信方式ではＦＦＴ処理部が不要となる。ＦＦＴ処理部１０５の出力は２つに分岐され，一方はチャネル行列推定部１１０に接続される。チャネル放列推定部１１０ではトレーニング信号受信時にチャネル行列の推定が行われる。チャネル行列推定部の出力は２つのブロックへと接続される。一方は受信アンテナウェイト算出部１１１へと入力される。受信アンテナウェイト算出部１１１では，Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ方式，ＭＭＳＥ方式，あるいはＭＬＤ方式などによって，推定されたチャネル行列から受信アンテナウェイトを算出する。２分岐されたＦＦＴ処理部１０５の出力のもう一方と，受信アンテナウェイト算出部１１１の出力が受信アンテナウェイト処理部１０６に入力される。受信アンテナウェイト処理部１０６では受信データ信号復元が必要な際に受信アンテナウェイト算出部１１１で算出された受信アンテナウェイトを用いて受信データ信号復元を行う。復元されたデータ信号は復調機１０７に入力され，ここでビットデータに変換される。復調機１０７の出力は誤り訂正復号ならびにパラレル／シリアル変換器１０８に入力され，誤り訂正復号とパラレル／シリアル変換が行われる。誤り訂正復号ならびにパラレル／シリアル変換器１０８の出力はチャネル情報抽出部１０９に入力され，受信データが通信相手との間のチャネル行列や通信品質情報であった場合に，これらの情報を抽出する。それ以外の受信データの場合には上位層へと引き渡される。チャネル情報抽出部１０９で抽出されたチャネル行列は特異値展開処理部１１２へと入力され特異値展開が行われる。これにより定まる送信アンテナウェイトは送信アンテナウェイト処理部１１７へと引き渡される。また特異値については送信ストリームウェイト算出部１１３に入力される。送信ストリームウェイト算出部１１３は特異値を用いて各固有モードの通信特性指標を評価し，送信ストリームウェイトを決定する。ここで決定された送信ストリームウェイトが送信ストリームウェイト処理部１１８へと入力される。

チャネル情報付加部１２２に上位層から通信データが引き渡される。また，２つに分岐されたチャネル行列推定部１１０の出力もチャネル情報付加部１２２に入力され，送信すべきチャネル行列が存在する場合には通信データに先立って送信される。チャネル情報付加部１２２の出力はシリアル／パラレル変換ならびに誤り訂正符号器１２１に入力され，シリアル／パラレル変換と誤り訂正符号化が行われる。シリアル／パラレル変換ならびに誤り訂正符号器１２１の出力は変調機１２０で変調された後にトレーニング信号付加部１１９へ入力される。トレーニング信号付加部１１９では，必要に応じてトレーニング信号を付加して送信する。トレーニング信号付加部１１９の出力は送信ストリームウェイト処理部１１８と送信アンテナウェイト処理部１１７で処理される。送信ストリームウェイト処理部１１８と送信アンテナウェイト処理部１１７の処理はともに行列演算であるため，送信ストリームウェイトと送信アンテナウェイトを予め行列積によって合成しておけば，送信ウェイト処理を１つの処理で済ますこともできる。送信アンテナウェイト処理部１１７の出力はＩＦＦＴ処理部１１６でＯＦＤＭのサブキャリア信号から時間領域信号へと変換される。シングルキャリア伝送を行う通信方式においてはＦＦＴ処理部１０５と同様にＩＦＦＴ処理部１１６も不要となる。ＩＦＦＴ処理部１１６の出力はＤＡ変換器１１５でアナログ信号に変換された後，送信アナログＲＦ回路１１４でアップコンバージョンが行われ，スイッチ１０２へと接続される。送信時にはスイッチ１０２によってアンテナ１０１と送信アナログＲＦ回路１１４が接続され，信号が送信される。

以下では，図１に示す無線通信手順に従って，図９の無線通信装置の動作を説明する。送信端末，受信端末とも図９の無線通信装置の構造を取る。送信端末からトレーニングデータを送信する際にはトレーニング信号付加部１１９でトレーニング信号を付加し，送信する。その際，送信アンテナウェイト処理部１１７，送信ストリームウェイト処理部１１８ではウェイト処理を行わない。次に受信端末でトレーニング信号を受信する。この時，チャネル行列推定部１１０でチャネル行列を推定し，チャネル情報付加部１２２で推定したチャネル情報を付加して，送信端末へチャネル情報を返信する。送信端末はこのチャネル情報を受信し，チャネル情報抽出部１０９でチャネル行列を抽出し，特異値展開処理部１１２で特異値展開を行う。特異値展開の結果から送信アンテナウェイトを送信アンテナウェイト処理部１１７へ伝達し，また特異値を用いて送信ストリームウェイト算出部１１３で送信ストリームウェイトを算出して送信ストリームウェイト処理部１１８へ伝達する。その後に，トレーニング信号付加部１１９でトレーニング信号を付加して受信端末へ向けて送信する。この時，送信アンテナウェイト処理部１１７と送信ストリームウェイト処理部１１８では設定された送信ウェイトを使って処理を行う。受信端末ではトレーニング信号を受信してチャネル行列推定部１１０でチャネル行列を推定する。推定した行列から，受信アンテナウェイト算出部１１１で受信アンテナウェイトを算出して受信アンテナウェイト処理部１０６に設定する。この後，送信端末が送信ウェイト処理を施して送信データ信号を送信することで，受信端末では，受信アンテナウェイトを用いてデータ信号を復元することができ，通信が確立される。

以上のように図９の無線通信装置が働くことで，高いＳＮＲの得られる通信環境でも，変調多値数を増加させることなく大きな通信容量を実現することが可能となる。

図１０は第４の実施例であり，本発明のＭＩＭＯ無線通信方式にて通信を行う無線通信装置の機能ブロック図を示している。

図１０の無線通信装置は，その構成の大半が図９の無線通信装置と同一である。図９と異なるのは特異値展開処理部１１２と送信ストリームウェイト算出部１１３の位置であり，この構成は特異値展開と送信ストリームウェイトの算出を受信端末が行うことになる。

チャネル行列推定部１１０で推定されたチャネル行列は，受信アンテナウェイト算出部１１１の他に特異値展開処理部１１２に入力される。特異値展開処理部１１２で得られる送信アンテナウェイトはチャネル情報付加部１２２へと引き渡される。特異値は送信ストリームウェイト算出部１１７に入力されて，ここで送信ストリームウェイトが決定され，チャネル情報付加部１２２へと引き渡される。チャネル情報付加部１２２は送信ウェイトを送信端末へ返信する機能を担うが，送信ストリームウェイトと送信アンテナウェイトは行列積によって合成することができるので，返信する情報量を減らすためには合成された送信ウェイトを返信すれば良い。

チャネル情報抽出部１０９は，送信ウェイトが返信された場合に送信アンテナウェイトと送信ストリームウェイトを抽出し，送信アンテナウェイト処理部１１７と送信ストリームウェイト処理部１１８に設定する。ただし，前記の通りに送信アンテナウェイトと送信ストリームウェイトが行列積によって合成された送信ウェイトが返信される場合には，その合成された送信ウェイトで送信ウェイト処理する処理部が１つあれば良い。

以下では，図５に示す無線通信手順に従って，図１０の無線通信装置の動作を説明する。送信端末，受信端末とも図１０の無線通信装置の構造を取る。送信端末からトレーニングデータを送信する際にはトレーニング信号付加部１１９でトレーニング信号を付加し，送信する。その際，送信アンテナウェイト処理部１１７，送信ストリームウェイト処理部１１８ではウェイト処理を行わない。次に受信端末でトレーニング信号を受信する。この時，チャネル行列推定部１１０でチャネル行列を推定し，特異値展開処理部１１２で特異値展開を行う。特異値展開の結果から送信アンテナウェイトをチャネル情報付加部１２２へ引き渡し，また特異値を用いて送信ストリームウェイト算出部１１３が各固有モードの通信特性指標を評価し，送信ストリームウェイトを算出してチャネル情報付加部１２２へ引き渡す。今度はチャネル情報付加部１２２で送信ウェイトのデータを付加して，送信端末へ返信する。送信端末はこの送信ウェイトのデータを受信し，チャネル情報抽出部１０９で送信ウィエトを抽出し，送信アンテナウェイト処理部１１７と送信ストリームウェイト算出部１１３に設定する。その後に，トレーニング信号付加部１１９でトレーニング信号を付加して受信端末へ向けて送信する。この時，送信アンテナウェイト処理部１１７と送信ストリームウェイト処理部１１８では設定された送信ウェイトを使って処理を行う。受信端末ではトレーニング信号を受信してチャネル行列推定部１１０でチャネル行列を推定する。推定した行列から，受信アンテナウェイト算出部１１１で受信アンテナウェイトを算出して受信アンテナウェイト処理部１０６に設定する。この後，送信端末が送信ウェイト処理を施して送信データ信号を送信することで，受信端末では，受信アンテナウェイトを用いてデータ信号を復元することができ，通信が確立される。

以上のように図１０の無線通信装置が働くことでも，高いＳＮＲの得られる通信環境でも，変調多値数を増加させることなく大きな通信容量を実現することが可能となる。

１０１ アンテナ、１０２ スイッチ、１０３ 受信アナログＲＦ回路、１０４ ＡＤ変換器、１０５ ＦＦＴ処理部、１０６ 受信アンテナウェイト処理部、１０７ 復調器、１０８ 誤り訂正復号ならびにパラレル／シリアル変換器、１０９ チャネル情報抽出部、１１０ チャネル行列推定部、１１１ 受信アンテナウェイト算出部、１１２ 特異値展開処理部、１１３ 送信ストリームウェイト算出部、１１４ 送信アナログＲＦ回路、１１５ ＤＡ変換器、１１６ ＩＦＦＴ処理部、１１７ 送信アンテナウェイト処理部、１１８ 送信ストリームウェイト処理部、１１９ トレーニング信号付加部、１２０ 変調器、１２１ シリアル／パラレル変換ならびに誤り訂正符号器、１２２ チャネル情報付加部、２０１ 送信アンテナウェイト処理部、２０２ 送信アンテナ、２０３ 受信アンテナ、２０４ 受信アンテナウェイト処理部。

Claims (6)

1. 複数のアンテナを持つ送信局と複数のアンテナを持つ受信局の間で行われるＭＩＭＯ（
   Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）無線通信方法であっ
   て，
   前記送信局から送信されるトレーニング信号が前記受信局で受信されるトレーニング信号受信状態に基づいて該送信局と該受信局との間の伝搬路におけるチャネル行列を求め、該チャネル行列によって前記伝搬路の複数のモードを形成する第1のステップと、
   前記複数のモードの少なくとも一部を合成して前記送信局から前記受信局へのデータ通信を行う第２のステップと、を有することを特徴とするＭＩＭＯ無線通信方法。
2. 請求項１記載の無線通信方法であって、
   前記第２のステップにおいて、前記複数のモードのうち、各モードの実効伝搬利得に基づいて、二以上のモードから一のモードを合成する、ことを特徴とするＭＩＭＯ無線通信方法。
3. 前記第２のステップにおいて、前記モードの合成後の各モードの通信品質に応じて、各モードの変調多値数と誤り訂正符号の符号化率を適応的に制御することを特徴とする，請求項１に記載のＭＩＭＯ無線通信方法。
4. 前記モードぞれぞれの通信特性指標を評価する第３のステップをさらに有し、
   前記第２のステップは、前記第３のステップにより評価される前記通信特性指標が予め定められた基準より大きい１つ以上のモードと，基準より小さいモードのうち前記通信特性指標が最も大きいモードを合成する、ことを特徴とするＭＩＭＯ無線通信方法。
5. 複数のアンテナを持つ送信局と複数のアンテナを持つ受信局の間で行われるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムにおける送信局であって，
   該送信局から送信されるトレーニング信号を用いて生成される複数のモードの少なくとも一部を合成したストリームウェイトを送信信号に適用するストリームウェイト処理部と、
   該ストリームウェイトが適用された送信信号を複数のアンテナから送信する無線通信部と
   を有することを特徴とする送信局。
6. 複数のアンテナを持つ送信局と複数のアンテナを持つ受信局の間で行われるＭＩＭＯ（
   Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムに
   おける受信局であって，
   該送信局から送信されるトレーニング信号を受信して該送信局との間の伝搬路のチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
   該チャネル行列に基づいて求められる前記伝搬路の複数のモードの少なくとも一部を合成したストリームウェイトを計算するストリームウェイト算出部と、
   該ストリームウェイト情報を前記送信局へ送信する送信部とを有し、
   前記ストリームウェイトは、前記送信局からのモード伝送を行うために用いられることを特徴とする受信局。

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