JP2005242450A

JP2005242450A - 定電圧および定電流発生回路

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Publication number: JP2005242450A
Application number: JP2004047968A
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Inventors: Yasuhiro Sugimoto; 泰博杉本
Original assignee: Sugimoto Yasuhiro
Current assignee: Sugimoto Yasuhiro
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Filing date: 2004-02-24
Publication date: 2005-09-08
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Abstract

【課題】電源電圧より高い常に一定の電圧、又は低い常に一定の電圧、あるいは正の温度係数、又は負の温度係数を持つ電圧、温度係数を持たない定電流などを発生させることが可能な同一の回路構成を提供すること。
【解決手段】電源電圧の変化には依存しない正の温度係数を持つ電流、および電源電圧の変化には依存しない負の温度係数を持つ電流とをインピーダンス素子に流して正あるいは負の温度係数を持つ電圧を発生させ、この電圧を互いに直列に接続して温度係数を持たない電圧を形成する。また、電源電圧の変化には依存しない負の温度係数を持つ電圧と正の温度係数を持つ電圧とを、互いに直列に接続して任意の温度係数を持つ電圧を発生させる回路手段を持ち、任意の温度係数を他のインピーダンス素子の温度係数と一致させることにより温度係数を持たない電流を形成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力電圧の低い降圧形DC-DCコンバータ回路に適した、低出力電圧の定電圧発生回路および定電流発生回路に関する。

従来、この種の定電圧発生回路では、例えば、非特許文献１が知られている。非特許文献１に示される定電圧発生回路では、図２に示すような回路構成が使用され、温度および電源電圧の変動によらない、常に一定の電圧が発生される。

図２において、第１のダイオード１０、第２のダイオード２０、インピーダンス素子（R３）３０、およびA倍の差動利得を有する演算増幅器４０により構成される回路は、温度の上昇に従って電流値が増加する正の温度係数を持つ電流を発生する。演算増幅器４０は差動利得Aが大であれば、その２つの入力端子（＋端子６２および−端子６１）の電圧が一致する。従って、インピーダンス素子３００と３２０の値が等しい場合には、その中を流れる電流も等しい。ここで、この電流をＩ_Pとする。一方、ダイオード１０のアノード・カソード接合面積に対し、ダイオード２０のアノード・カソード接合面積はN倍に設定されている。この時、ダイオード１０の両端の電圧をＶ_BED1、ダイオード２０の両端の電圧をＶ_BED2、インピーダンス素子３０の両端の電圧をｖ_R3とすれば、ｖ_R3＝Ｖ_BED1−Ｖ_BED2が成り立つことより、
ｖ_R3＝Ｖ_Tln（Ｉ_P／Ｉ_S）−Ｖ_Tln（Ｉ_P／ＮＩ_S）＝Ｖ_TlnＮ
が成り立つため、

を得る。ただし、Ｖ_T＝ｋＴ／ｑ、このＶ_Tを熱電圧と呼んでいる。ｋ：ボルツマン定数、T：絶対温度、ｑ：単位電荷である。

（１）式より、Ｉ_Pは温度に比例して変化する電流となることがわかる。温度が上昇するとその値は増加するので、正の温度係数を持つ電流である。この電流Ｉ_Pはダイオード１０に流れるので、端子６２の電圧Ｖ_BED1は、非特許文献１を参照して、

と表される。ここでＶ_GOは、０°Kにおけるシリコンのバンドギャップ電圧の推定値であり、Eは定数、γ＝４−ｎ、ｎは移動度の温度係数である。ここで、Ｉ_P＝ＧＴ^αと置けば、

と書ける。なお、αの値は（１）式より求まり、抵抗R３が温度係数を持たない場合には、ほぼ１である。（３）式より、Ｖ_BED1は負の温度係数を持つ電圧であることがわかる。

（１）式のＩ_Pは正の温度係数を持ち、（３）式のＶ_BED1は負の温度係数を持つ電圧であるから、両者を組み合わせることで温度変化のない電圧を得られることが期待される。実際、インピーダンス素子３００に流れる電流はＩ_Pであることから、図２のＶ_REFは、

で表される電圧となる。ただし、Ｋ＝（Ｒ₁／Ｒ₃）ｌnＮである。（４）式を温度Tで微分して零とおけば、Ｖ_REFの温度係数が零となる条件が求まる。

この条件は、

より

であるから、これより、

となることがわかる。

（６）式はＴ=Ｔ₀において温度係数が零となるＶ_REF電圧の温度依存性を表す式である。今、Ｔ＝Ｔ₀＝２５℃の場合、Ｖ_Tは約２６ｍＶであり、γ＝２．８、α＝１、Ｖ_GO＝１．２０５ [Ｖ] とすると、Ｖ_REFは、１．２５２［Ｖ］と計算される。温度が変化するとＶ_REFは、この値を極大値として変化するが、（６）式よりわかるように、温度変化をする項はＶ_Tを含んだ項であり、この値は小さい。したがってＶ_REFとして約１．２５［Ｖ］の電圧を設定すれば、これは温度依存性を持たない電圧と言える。

なお、図２の回路では、演算増幅器４０の特性が電源電圧変動の影響を受けなければ、（６）式で示したＶ_REFの値には変化が無いものと考えられる。差動利得Aの値が十分大きければこの条件が満足される。

以上より、図２の回路は、温度および電源電圧が変動した場合においても、常に一定の電圧値を供給することが出来る定電圧発生回路の機能を持つことがわかる。

第２の従来例としては、非特許文献２に記載の回路が知られている。この定電圧発生回路では図３に示すような回路構成が使用され、温度および電源電圧の変動によらない常に一定の電圧が発生される。

ただし、図３の回路は図２の回路の変形例ということが出来る。主にＣＭＯＳ素子を使うプロセスで用いられる回路である。図３の回路の動作原理は図２のものと変わらない。図３におけるＩ_Pは、上記（１）式で示されるものと同一である。また、図３におけるＶ_REFは、上記（６）式で示されるものと同一となる。なおＶ_REFを図３の２３０番端子より取り出すのであれば、インピーダンス素子３２０（Ｒ２）は省略出来る。ただ回路の対称性およびバランスを保つ上で有用であるので、占有面積に余裕がある場合には残しておくこともある。

図３において、ＰＭＯＳトランジスタに流れる電流Ｉ_Pは電源電圧変動を受けない。これは、ＰＭＯＳトランジスタが飽和領域で動作している場合には、ドレイン・ソース間電圧の変化はドレイン電流の値に影響しないということによるものである。図３において、電源電圧の変動により電源と端子２３０の電圧値が変化しても、ＰＭＯＳトランジスタを流れる電流Ｉ_Pの値はゲート・ソース間電圧が変わらなければ変化しない。ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子は、演算増幅器４０により常に端子６１と端子６２の電圧が一致する電流Ｉ_Pを発生するように制御されている。端子６１と端子６２の電圧はグラウンドを基準にして決定されるので電源電圧の変動とは無関係となり、温度が一定ならば電流Ｉ_Pは電源電圧の変化にかかわらず一定となる。

図２と図３の回路の第１の違いは、電流Ｉ_Pを供給しているのが、図２では演算増幅器４０であるのに対し、図３ではＰＭＯＳトランジスタであることである。回路を流れる電流Ｉ_Pを他の回路でも利用しようとする場合があるが、この用途として図３の回路が使われるのである。

図２と図３の回路の第２の違いは、演算増幅器４０の極性の違いである。図２では演算増幅器の正入力端子がダイオード１０のアノードに、負入力端子が直列接続されたインピーダンス素子３０とダイオード２０のインピーダンス素子３０側に接続されている。これに対し、図３では演算増幅器の負入力端子がダイオード１０のアノードに、正入力端子が直列接続されたインピーダンス素子３０とダイオード２０のインピーダンス素子３０側に接続されている。

図２では、演算増幅器４０の出力端子から、負入力端子に帰還される負帰還信号に対し（帰還率はダイオードの等価抵抗をRonとすれば、｛（R3+Ron）/ (R2+ R3+Ron)｝で計算される。）、正入力端子に帰還される正帰還信号（帰還率は（Ron）/ (R1+Ron)）で計算される。）が小さくなり、回路が安定に動作するように、図の構成が選ばれている。これに対し図３では、ソース接地増幅回路として動作する。PMOSトランジスタで帰還信号の極性が反転するため、演算増幅器４０の入力端子の極性についてもこれを反転させて、前記同様に回路動作の安定を計っているのである。

P.R.Gray, P.J.Hurst, S.H.Lewis, and R.G.Meyer, "Analysis and Design of Analog Integrated Circuits", Fourth Edition, p.323, JOHN WILEY & SONS, INC., 2001. R.Gregolian and G.C.Temes, "Analog MOS Integrated Circuits for Signal Processing", p.559, JOHN WILEY & SONS, INC., 1986.

以上のように非特許文献１で提案されている図２および非特許文献２で提案されている図３の回路では、温度および電源電圧が変動した場合においても常に一定の電圧を発生させることが出来るが、この電圧は約１．２５［Ｖ］である。この電圧より高い常に一定の電圧、又は低い常に一定の電圧、あるいは正の温度係数、又は負の温度係数を持つ電圧、温度係数を持たない定電流などを発生させるためには、この１．２５［Ｖ］を基準にそれぞれを作成する必要がある。したがって個々に回路が必要となり、同一の回路構成で上記の要求を全て満足させることが出来ないので、種々の用途に対応する共通の回路ブロック（いわゆるＩＰ）としての用途には不向きである。

そこで本発明では、１．２５［Ｖ］より高い常に一定の電圧、又は低い常に一定の電圧、あるいは正の温度係数、又は負の温度係数を持つ電圧、温度係数を持たない定電流などを発生させることが可能な同一の回路構成を提供することを目的とする。

本発明の定電圧回路の第１の形態は、温度の上昇に従って電流値が増加する正の温度係数を持つ電流を発生する第１電流発生回路手段と、温度の上昇に従って電流値が減少する負の温度係数を持つ電流を発生する第２電流発生回路手段と、両電流を合成する合成回路手段とを備える。

合成回路手段は、異なるインピーダンスを持つインピーダンス素子を直列に接続して構成し、一方のインピーダンス素子に前記正の温度係数を持つ電流および負の温度係数を持つ電流を供給し、他方のインピーダンス素子に正の温度係数を持つ電流又は負の温度係数を持つ電流を供給し、両インピーダンス素子の両端に温度変化によらない一定電圧を発生させる。正の温度係数を持つ電流および負の温度係数を持つ電流を供給するインピーダンス素子のインピーダンス値、及び／又は第２電流発生回路手段の電流値を定めるインピーダンス素子のインピーダンス値により出力電圧を設定する。

本発明の定電圧回路の第２の形態は、温度の上昇に従って電流値が増加する正の温度係数を持つ電流を発生する第１電流発生回路手段と、第１電流発生回路手段が発生する正の温度係数を持つ電流をダイオードに供給し、かつ温度の上昇に従って電流値が減少する負の温度係数を持つ電流を発生する第２電流発生回路手段と、両電流を合成する合成回路手段とを備える。

合成回路手段は、インピーダンス素子に前記正の温度係数を持つ電流および負の温度係数を持つ電流を供給することにより当該インピーダンス素子の両端に温度変化によらない一定電圧を発生させる。インピーダンス素子のインピーダンス値及び／又は第２電流発生回路手段の電流値を定めるインピーダンス素子のインピーダンス値により出力電圧を設定する。

上記インピーダンス素子のインピーダンス値を適切に選ぶことにより、上記直列に接続されたインピーダンス素子の両端の電圧の温度係数を零とすることが出来る。

上記の定電圧発生回路において、正の温度係数を持つ電流を発生する回路手段は、非特許文献２で紹介した図３の回路と同一で、これは既知である。図３の回路は、第１のダイオードの両端の電圧と、第２のダイオードと第１のインピーダンス素子とを直列に接続した回路の両端の電圧が、常に等しくなるように演算増幅器により制御される電流源としてのＭＯＳトランジスタを使用した回路である。このＭＯＳトランジスタの電流は上記第１のダイオードと、上記第２のダイオードと第１のインピーダンス素子とを直列に接続した回路に流れている。この結果、第１のインピーダンス素子中を流れる電流、言い換えると演算増幅器により制御されるＭＯＳトランジスタの電流Ｉ_Pは、正の温度係数を持った電流となる。

上記の定電圧発生回路において、負の温度係数を持つ電流を発生する回路手段は、上記第１のダイオード、あるいは上記第２のダイオードの両端の電圧を、演算増幅器と第１のトランジスタを用いて、第２のインピーダンス素子の両端に印加せしめたものである。ダイオードの両端の電圧は負の温度係数を持っているので、この電圧を第２のインピーダンス素子の両端に印加すると、該第２のインピーダンス中を流れる電流は、上記第１、あるいは第２のダイオードの両端の電圧を、上記第２のインピーダンス素子のインピーダンス値で除した電流であり、これは負の温度係数を持つということがわかる。

したがって、上記の回路手段により作成された、正の温度係数を持つ電流と、負の温度係数を持つ電流とを、上記電流の合成手段に加えると、温度および電源電圧の変化に依らず、常に一定の電圧を発生することが出来る。

更に、上記の定電圧発生回路を用いて、温度および電源電圧の変化に依らず、常に一定の電流を発生する定電流発生回路手段が提供される。

この定電流発生回路手段は、上記第１のダイオード、あるいは上記第２のダイオードと第１のインピーダンス素子の直列接続された回路に、更に新規の第３のインピーダンス素子を直列に接続して新たな回路を構成し、該新たな直列回路の両端の電圧を、第４のインピーダンス素子の両端に印加せしめることで実現される。この場合、新規の第３のインピーダンス素子中に流れる電流は、正の温度係数を持つ電流Ｉ_Pであるから、第３のインピーダンス素子の両端には正の温度係数を持つ電圧が現われる。一方、上記第１のダイオード、あるいは上記第２のダイオードと第１のインピーダンス素子の直列接続された回路の両端の電圧は、負の温度係数を持っているので、両者を直列に接続した新たな回路の両端の電圧の温度係数は、上記第３のインピーダンス素子のインピーダンス値を調整することで、正、負、あるいは零の種々の値とすることが出来る。

上記両者を直列に接続した新たな回路の両端の電圧を、演算増幅器と第２のトランジスタを用いて第４のインピーダンス素子の両端に加える。第４のインピーダンス素子は温度特性を持っているのでそのインピーダンス値は温度によって変化する。この第４のインピーダンス素子の温度係数と、上記第３のインピーダンス素子のインピーダンス値を調整することで、上記両者を直列に接続した新たな回路の両端の電圧の温度係数を調整して一致させると、上記第４のインピーダンス素子中を流れる電流は、温度に依らず一定となる。

本発明によれば、同一の回路構成で、温度および電源電圧の変動によらない１．２５［Ｖ］より高い常に一定の電圧、又は低い常に一定の電圧、あるいは電源電圧の変動にはよらないが、正の温度係数、又は負の温度係数を持つ電圧、また温度および電源電圧の変動によらない定電流などを発生させることができる。

以下、本発明の実施の形態を実施例に基づき詳細に説明する。図１は、本発明実施例を示す回路構成図である。

図１において、正の温度係数を持つ電流を発生する回路手段１００は、１倍のアノード・カソード接合面積を持つ第１のダイオードＤ１（１０）、N倍のアノード・カソード接合面積を持つ第２のダイオードＤ２（２０）、第１のインピーダンス素子Ｒ_P（３０）、演算増幅器４０、演算増幅器４０により制御される電流源Ｉ_P（４１，４２，４３）、第３のインピーダンス素子Ｒ_AD（３００）により構成されている。

このうち、Ｄ１、Ｄ２及びＲ_Pは、図２および図３のＤ１、Ｄ２及びＲ３に相当している。図１における演算増幅器４０の役割は、図３における演算増幅器の役割と同様で、電流源４１および４２の電流を制御することにより、Ｄ１または直列接続されたＲ_PとＤ２に流れる電流を変化させ、演算増幅器４０の２つの入力端子６１および６２の電位を一致させることである。端子６１および６２の電位が等しい場合には、（１）式を導いた時と同様に考えて、

が成立する。この時、Ｉ_Pは電源電圧の影響を直接受けることはない。すなわち演算増幅器４０の差動利得Aが十分大きければ、電源電圧変動の影響が端子６１および６２に現れることはない。以上より、回路手段１００によって正の温度係数を持つ電流Ｉ_Pが発生される。さらに図１の回路の演算増幅器４０は、電流源４３を制御している。これより、電流源４３にも正の温度係数を持つ電流Ｉ_Pが発生される。

（７）式で示される電流が流れた場合、ダイオードＤ１の両端には、（２）式の場合と同様に、

の電圧が発生する。ここでＶ_GOは、０°Ｋにおけるシリコンのバンドギャップ電圧の推定値であり、Ｅは定数、γ＝４−ｎ、ｎは移動度の温度係数である。

Ｇを定数、Ｉ_P＝ＧＴ^αと置けば、（３）式と全く同様に、

が成立する。Ｖ_BED1は負の温度係数を持つので、回路手段２００はこの負の温度係数を持つＶ_BED1を利用することにより、負の温度係数を持った電流を発生させる。

回路手段２００は、上記ダイオードＤ１（１０）に加えて、演算増幅器１０１、ＭＯＳトランジスタ１０２、およびインピーダンス素子Ｒ_N（１０３）より構成される。演算増幅器１０１とMOSトランジスタ１０２はバッフアの機能を果たし、演算増幅器１０１の差動利得Ｂが十分大きい場合には、ダイオードＤ１の両端の電圧と、インピーダンス素子Ｒ_Nの両端の電圧は一致する。また演算増幅器１０１の入力電流が零であると仮定すると、インピーダンス素子Ｒ_Nを流れる電流Ｉ_NとＭＯＳトランジスタ１０２のドレイン・ソース間を流れる電流は一致する。以上より、

と表され、負の温度係数を持つ電流が得られる。なお、Ｖ_BED1の電圧は、電源電圧の変化には依存しないので、Ｉ_Nにおいても電源電圧変動の影響はない。

また、６１番端子と６２番端子の電圧は一致するため、ダイオードＤ１（１０）の両端電圧である６２番端子の代わりに６１番端子の電圧を使用しても同様の機能を奏することができる。６１番端子の電圧は、回路手段１００における第１のインピーダンス素子Ｒ_Pの両端の電圧と、ダイオードＤ２（２０）の両端の電圧を足し合わせたものである。また、回路手段２００として、ダイオードＤ２（２０）の両端電圧をインピーダンス素子Ｒ_N（１０３）の両端に印加する構成としてもよい。

これは、インピーダンス素子Ｒ_Pの両端電圧は正の温度係数を持つが、この値は小さいため、ダイオードＤ２（２０）の両端電圧の温度係数は、ほぼダイオードＤ１（１０）の両端電圧の温度係数と等しいからである。そのため、ダイオードＤ２（２０）の両端電圧をインピーダンス素子Ｒ_N（１０３）の両端に印加する構成としてもインピーダンス素子Ｒ_N（１０３）のインピーダンス値を調整すれば、ダイオードＤ１（１０）の両端電圧をインピーダンス素子Ｒ_N（１０３）の両端に印加する構成とほぼ同様の機能を奏することができる。

以上のように、電源電圧の変化には依存しない、正の温度係数を持つ電流Ｉ_Pと負の温度係数を持つ電流Ｉ_Nが得られるので、インピーダンス素子Ｒ_G1（２１０）とインピーダンス素子Ｒ_G2（２２０）を直列に接続した、両電流を合成する手段により、温度および電源電圧の変化に依らない、一定の電圧Ｖ_REF（２４０）を出力端子２３０に発生させることが出来る。

出力端子２３０の電圧Ｖ_REFは、電流源４３より供給される電流Ｉ_Pをインピーダンス素子Ｒ_G1（２１０）およびＲ_G2（２２０）に供給し、ＭＯＳトランジスタ１０２を流れる電流Ｉ_Nを電流ミラー回路１５０により電流源１５２の電流としてインピーダンス素子Ｒ_G2に供給した、合成の電圧として発生されるので、

となる。ただし、

とした。

（４）〜（６）式での議論と全く同様に、（１１）式は、

が成立する温度Ｔ₀で温度係数を持たなくなる。その条件は、

であり、この時、

となることがわかる。この場合、Ｉ_PおよびＩ_N共に電源電圧変動の依存性はないので、Ｖ_REFについても電源電圧の変化による影響はない。

（１３）式より、図１におけるＶ_REFは、図２あるいは図３におけるＶ_REFに、Ｒ_G2／Ｒ_Nという抵抗比の係数を掛けたものであることがわかる。したがって図１のＶ_REFとして、Ｒ_G2の値を変えることにより、従来の１．２５［Ｖ］に限らず、０［Ｖ] から電流源４３が正常に動作する範囲でＶccに近い値までを実現出来る。この場合、Ｖ_REFの温度特性は、（１３）式の中かっこの中が（６）式のものと一致しているので、従来の図２あるいは図３のものと変わらない。また（１２）式の条件は、Ｋ_Gにおいて、Ｒ_G1あるいはＲ_Pを変化させることで満足できるので、Ｖ_REFと（１２）式の条件は、独立で制御することが出来て都合が良い。

また、（１１）式において、

を満たすＫ_Gを選択することにより、２３０番端子のＶ_REFは正の温度係数を持つ電圧とすることができる。

また、上記した例では、Ｖ_REFを得る合成回路を、インピーダンス素子２１０とインピーダンス素子２２０の直列回路において、インピーダンス素子２１０（Ｒ_G1）とインピーダンス素子２２０（Ｒ_G2）の接続端である６４番端子に負の温度係数の電流Ｉ_Nを入力し、インピーダンス素子２１０の２３０番端子に正の温度係数の電流Ｉ_Pを入力した構成とし、２３０番端子からＶ_REFを得ているが、他の構成としてもよい。

例えば、インピーダンス素子２１０とインピーダンス素子２２０の直列回路に代えて、インピーダンス素子２２０のみとし、インピーダンス素子２２０の６４番端子に負の温度係数の電流Ｉ_N及び正の温度係数の電流Ｉ_Pを入力する構成としてもよい。この構成によれば、Ｖ_REFは（１１）式においてＲ_G1を０とすることで表すことができる。この場合においても、温度の微分係数が０となる条件を設定することができる。また、Ｒ_G2／Ｒ_Nの抵抗比を調整することによりＶ_REFの大きさを変更することができる。

また、インピーダンス素子２１０（Ｒ_G1）とインピーダンス素子２２０（Ｒ_G2）の接続端である６４番端子に正の温度係数の電流Ｉ_Pを入力し、インピーダンス素子２１０の２３０番端子に負の温度係数の電流Ｉ_Nを入力した構成とし、２３０番端子からＶ_REFを得る構成としてもよい。この構成によれば、Ｖ_REFは（１１）式において電流Ｉ_Nと電流Ｉ_Pとを入れ替えることで表すことができる。この場合においても、温度の微分係数が０となる条件を設定することができる。また、（１１）式〜（１３）式と同様の計算を行えば、［（Ｒ_G1＋Ｒ_G2）／Ｒ_N］の抵抗比を調整することによりＶ_REFの大きさを変更することができることがわかる。

更に、図１中で、ダイオードＤ１（１０）およびインピーダンス素子Ｒ_AD（３００）が直列に接続された６５番端子の電圧Ｖ₆₅は、電源電圧の変化には依らない、任意の温度係数を持った電圧とすることが出来る。ダイオードD１の両端の電圧Ｖ_BED1は（９）式で、インピーダンス素子Ｒ_AD中を流れる電流Ｉ_Pは（７）式で与えられているので、

となる。ただし、

である。（１４）式でＲ_ADを調整してＫ_Cを変化させれば、Ｖ₆₅として任意の温度係数を持つ電圧を作ることが出来ることがわかる。

図１では、演算増幅器３０１およびＭＯＳトランジスタ３０２を使って、６６番端子の電圧Ｖ₆₆を、上記Ｖ₆₅の電圧と一致させている。インピーダンス素子Ｒ_C（３０３）は一般に温度特性を持っているが、これを

と表す。ただし、βはインピーダンス素子Ｒ_Cの値の温度係数であり、Ｒ_C0はＴ=Ｔ₀における値を表している。

以上より、インピーダンス素子Ｒ_C中を流れる電流、すなわち３１０端子の電流Ｉ_Cは、

と表されるので、Ｋ_CすなわちＲ_ADを調整して、

により温度Ｔの係数を揃えれば、温度Ｔ=Ｔ₀近傍における、インピーダンス素子Ｒ_Cが持つ温度係数の影響を受けない、一定の電流Ｉ_Cを得ることが出来る。

なお、図１では、ダイオードＤ１にインピーダンス素子Ｒ_ADを接続する構成を示しているが、インピーダンス素子Ｒ_ADはダイオードＤ１とインピーダンス素子Ｒ_Pの直列回路に直列接続する構成とすることもできる。これは、６１番端子と６２番端子の電圧が等しく、電流源４１と電流源４２には同じ電流Ｉ_Pが流れるため、いずれにインピーダンス素子Ｒ_ADを接続しても同様の作用効果を奏するからである。

以上のように、図１の構成によれば、温度および電源電圧の変動によらない任意の一定電圧、あるいは電源電圧の変動にはよらないが、正の温度係数、又は負の温度係数を持つ電圧、また温度および電源電圧の変動によらない定電流などを同時に発生させることができることがわかる。

次に本例の特性について述べる。図１の構成を、回路シミュレーションツールでシミュレーションした結果を示す。図１の回路の性能は、使用する演算増幅器の電圧利得に大きく依存するものと考えられるので、演算増幅器の電圧利得が無限大である理想的な場合の特性を点線で、実際の素子を用いて演算増幅器を実現した場合に標準的に得られる値、６０ｄＢの場合の特性を実線で示した。

図４は、Ｖ_REFの温度特性を示している。Ｖ_REFの電圧は０．５Ｖに、また２５℃において温度係数が零となるように設定してある。この時のＶccは３．６Ｖである。温度変化が−２５℃ 〜＋７５℃ の範囲において、Ｖ_REFの変化は理想的な演算増幅器を用いた場合で約２．４ｍＶ（４８ppm／℃）、電圧利得６０ｄＢの演算増幅器を用いた場合で約３．０ｍＶ（６０ppm／℃）である。図４の温度特性には、わずかな非直線性が現れている。この特性が前述の非特許文献１の特性と類似であることは、（１３）式からも明らかで、非直線性の原因はＶ_Tの項が残っているからである。

なお、ppmはparts per millionの略であり、１／１００万の意味である。例えば、１０００ppm／℃は、（１／１０００）／℃＝０．１％／℃を表している。

図５は、Ｖ_REFの電源電圧依存特性である。２５℃において電源電圧が２．４Ｖ〜５．５Ｖまで変化した場合の、Ｖ_REF電圧の変化を示している。この時、Ｖ_REFの変化は理想的な演算増幅器を用いた場合で約２．２ｍＶ（０．７１ｍＶ／Ｖ）、電圧利得６０ｄＢの演算増幅器を用いた場合で約２．０ｍＶ（０．６５ｍＶ／Ｖ）である。図５の特性では、Idealの特性とGainが６０ｄＢの特性とは両者ともに電源電圧の変化に対して同一の変化を示しており、演算増幅器の電圧利得の相違は電源電圧の変化対出力電圧の特性には影響していない。つまり、演算増幅器の電圧利得の影響は現れていないことがわかる。

なお、６０ｄＢの特性に含まれる電圧値のオフセットは、有限Gainによるオペアンプに発生する入力オフセットである。

図６は、定電流IＣの温度特性を表す。抵抗は−２，６００ppm／℃の温度係数を持っている。電流値が約３μAで、また２５℃において温度係数が零となるように設定した。この時のＶccは３．６Ｖである。この場合も非線形な特性が現れるが、抵抗の温度変化の大きさに比べると非常に小さい。（１７）式に基づく温度係数の打消しが、効果的に行われていることがわかる。図６では、温度−２５℃ 〜＋７５℃の範囲において、Ｉ_Cの変化は理想的な演算増幅器を用いた場合で約０．００２１μA（７０ppm／℃）、電圧利得6０ｄＢの演算増幅器を用いた場合でもほとんど変わらず、約０．０２２μＡ（７３ppm／℃）である。

図７には、Ｉ_Cの電源電圧依存特性を示した。温度２５℃において、電源電圧が２．４Ｖ〜５．５Ｖまで変化している。電源電圧の変化による電流値の変化はほとんど観測されないが、理想的な演算増幅器を用いた場合の電流値と、電圧利得６０ｄＢの演算増幅器を用いた場合の電流値がやや異なるのは、（１６）式で示されるように、電流値そのものは抵抗の両端に加わる電圧で決まるからである。この電圧は有限Gainによるオペアンプに発生する入力オフセットの影響を受ける。

図４〜図７に示した特性により、図１の回路が、温度変化および電源電圧変動によらず、抵抗比によって決定される任意の電圧を参照電圧として供給出来ること、および抵抗の温度係数および電源電圧の変動には影響されない、抵抗の値によって定まる一定の電流を得ることが出来ることなどがわかる。

図８は、図１の構成の応用例である。図１では温度変化および電源電圧変動によらない電圧Ｖ_REFは、端子２３０とグラウンド間に発生していたが、図８の場合は、端子２３０とＶcc間に発生するようになっている。なお図８の回路の動作は、図１の回路と全く同様に考えられる。

図９は図１あるいは図８において、ダイオードＤ1あるいはＤ2を構成する具体的な方法を示している。図１のダイオードは、例えば図９（a）に示したように、pnpトランジスタのコレクタおよびベース端子をグラウンド端子に接続して構成すれば良い。これにより、ＩＣ上で図１の回路を具体的に構成することが出来る。また、図８でのダイオードは、例えば図９（b）に示したように、npnトランジスタのコレクタおよびベース端子をＶcc端子に接続して構成すれば良い。

本発明の回路は、スイッチング・レギュレータなどの、基準電圧源あるいは基準電流源を必要とする種々の構成に適用することができる。

本発明の実施例の定電圧および定電流発生器の回路構成を示す図である。従来例の定電圧および定電流発生器の回路構成を示す図である。従来例の定電圧および定電流発生器の回路の他の構成例を示す図である。本発明の実施例の定電圧および定電流発生器において出力電圧の温度特性をシミュレーションした結果の図である。本発明の実施例の定電圧および定電流発生器において、出力電圧の電源電圧変動特性をシミュレーションした結果を示す図である。本発明の実施例の定電圧および定電流発生器において、出力電流の温度特性をシミュレーションした結果を示す図である。本発明の実施例の定電圧および定電流発生器において、出力電流の電源電圧変動特性をシミュレーションした結果を示す図である。本発明の定電圧および定電流発生器において、他の実施例を示す図である。本発明の定電圧および定電流発生器において、使用するダイオードの具体的な構成方法を示した図である。

符号の説明

１電源（Ｖcc）端子
１０，２０ダイオード素子
３０インピーダンス素子（Ｒ_P）
４０演算増幅器（Ａ）
４１，４２，４３演算増幅器により制御される電流源
５０発生した正の温度係数を持つ電流
１００正の温度係数を持つ電流を発生する回路
１０１演算増幅器（Ｂ）
１０２ＮＭＯＳトランジスタ（図１）又はPMOSトランジスタ（図８）
１０３インピーダンス素子（Ｒ_N）
１５０カレントミラー回路
１５１，１５２カレントミラー回路中の電流源
２００負の温度係数を持つ電流を発生する回路
２１０，２２０出力のインピーダンス素子（Ｒ_G1、Ｒ_G2）
３０１演算増幅器（Ｃ）
３０２ＮＭＯＳトランジスタ（図１）又はＰＭＯＳトランジスタ（図８）
３０３インピーダンス素子（Ｒ_C）
Ｖ_REF（２３０）出力電圧（出力電圧端子）
Ｉ_C（３１０）出力電流（出力電流端子）
Ｉ_P 正の温度係数を持つ電流
Ｉ_N 負の温度係数を持つ電流
６１，６２，６３，６４，６５，６６回路中の内部端子

Claims

温度の上昇に従って電流値が増加する正の温度係数を持つ電流を発生する第１電流発生回路手段と、
温度の上昇に従って電流値が減少する負の温度係数を持つ電流を発生する第２電流発生回路手段と、
両電流を合成する合成回路手段とを備え、
前記合成回路手段は、異なるインピーダンスを持つインピーダンス素子を直列に接続して構成し、一方のインピーダンス素子に前記正の温度係数を持つ電流および負の温度係数を持つ電流を供給し、他方のインピーダンス素子に正の温度係数を持つ電流又は負の温度係数を持つ電流を供給し、両インピーダンス素子の両端に温度変化によらない一定電圧を発生させ、
前記正の温度係数を持つ電流および負の温度係数を持つ電流を供給するインピーダンス素子のインピーダンス値、
前記両インピーダンス素子の合成のインピーダンス値、
第２電流発生回路手段の電流値を定めるインピーダンス素子のインピーダンス値の少なくとも何れか一つのインピーダンス値により出力電圧を設定することを特徴とする定電圧発生回路。
温度の上昇に従って電流値が増加する正の温度係数を持つ電流を発生する第１電流発生回路手段と、
前記第１電流発生回路手段が発生する正の温度係数を持つ電流をダイオードに供給し、かつ温度の上昇に従って電流値が減少する負の温度係数を持つ電流を発生する第２電流発生回路手段と、
両電流を合成する合成回路手段とを備え、
前記合成回路手段は、インピーダンス素子に前記正の温度係数を持つ電流および負の温度係数を持つ電流を供給することにより当該インピーダンス素子の両端に温度変化によらない一定電圧を発生させ、当該インピーダンス素子のインピーダンス値及び／又は第２電流発生回路手段の電流値を定めるインピーダンス素子のインピーダンス値により出力電圧を設定することを特徴とする定電圧発生回路。
前記第１電流発生回路手段は、差動利得増幅器と、当該差動利得増幅器の負入力端に接続する第１のダイオードと、当該差動利得増幅器の正入力端に接続する第２のダイオード及び第１のインピーダンス素子の直列回路とを含み、差動利得増幅器により第１のダイオードの両端電圧と直列回路の両端電圧とを常に等しく制御して、前記第１のダイオード及び前記直列回路に電源電圧によらない正の温度係数を持つ電流を発生させる回路であり、
前記第２電流発生回路手段は、前記第１のダイオード、又は第２のダイオードおよび第１のインピーダンス素子の直列回路、又は第２のダイオードの両端電圧を印加する第２のインピーダンス素子を含み、当該第２のインピーダンス素子に電源電圧によらない負の温度係数を持つ電流を発生させる回路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の定電圧発生回路。
差動利得増幅器と、当該差動利得増幅器の負入力端に接続する第１のダイオードと、当該差動利得増幅器の正入力端に接続する第２のダイオード及び第１のインピーダンス素子の直列回路とを含み、差動利得増幅器により第１のダイオードの両端電圧と直列回路の両端電圧とを常に等しく制御して、前記第１のダイオード及び前記直列回路に電源電圧によらない正の温度係数を持つ電流を発生させる第１電流発生回路手段と、
前記第１のダイオード又は前記直列回路に直列接続する、第３のインピーダンス素子とを含み、
前記第１のダイオード、又は前記直列回路と第３のインピーダンス素子とからなる直列接続してなる回路の両端電圧を出力する回路であり、
前記第３のインピーダンス素子のインピーダンス値により前記両端電圧の温度係数を任意に設定することを特徴とする定電圧発生回路。
差動利得増幅器と、当該差動利得増幅器の負入力端に接続する第１のダイオードと、当該差動利得増幅器の正入力端に接続する第２のダイオード及び第１のインピーダンス素子の直列回路とを含み、差動利得増幅器により第１のダイオードの両端電圧と直列回路の両端電圧とを常に等しく制御して、前記第１のインピーダンス素子に電源電圧によらない正の温度係数を持つ電流を発生させる第１電流発生回路手段と、
前記第１のダイオード又は前記直列回路に直列接続する第３のインピーダンス素子と、
前記第１のダイオード、又は前記直列回路と第３のインピーダンス素子とからなる直列接続してなる回路の両端電圧を印加する第４のインピーダンス素子を含み、
当該第４のインピーダンス素子に温度依存性を持たない定電流を発生させることを特徴とする定電流発生回路。