JP2005241320A - 転がり軸受ユニットの荷重測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 回転中心と幾何中心とのずれに基づく被検出面の振れ回り運動に拘らず、転がり軸受ユニットに加わる荷重を正確に求める。
【解決手段】 この荷重を測定する為の変位センサ１１は、測定すべき荷重に基づく変位ｄ_d と、振れ回りに基づく変動分ｄ_n とが重畳された速度を表す検出信号ｄを出力する。ハブの回転速度を検出する為の回転検出センサの信号から生成した信号を参照信号ｘとする適応フィルタ１６により、上記変動分ｄ_n をキャンセルする為のキャンセル信号ｙを算出し、このキャンセル信号ｙを上記検出信号ｄから差し引く。この結果、ほぼ上記荷重に基づく変位ｄ_d を表す信号ｅを得られるので、この信号ｅに基づいて、この変位ｄ_d を算出する。
【選択図】 図２

Description

この発明に係る転がり軸受ユニットの荷重測定装置は、例えば自動車、鉄道車両、各種搬送車等の移動体の車輪を支持する為の転がり軸受ユニットの改良に関し、この転がり軸受ユニットを構成する回転部材の回転速度、更にはこの転がり軸受ユニットに負荷される荷重（ラジアル荷重とアキシアル荷重との一方又は双方）を測定し、上記移動体の運行の安定性確保を図る為に利用する。

例えば自動車の車輪は懸架装置に対し、複列アンギュラ型の転がり軸受ユニットにより回転自在に支持する。又、自動車の走行安定性を確保する為に、アンチロックブレーキシステム（ＡＢＳ）やトラクションコントロールシステム（ＴＣＳ）、更にはビークルスタビリティコントロールシステム（ＶＳＣ）等の車両用走行安定装置が使用されている。この様な各種車両用走行安定装置を制御する為には、車輪の回転速度、車体に加わる各方向の加速度等を表わす信号が必要になる。そして、より高度の制御を行なう為には、車輪を介して上記転がり軸受ユニットに加わる荷重（ラジアル荷重とアキシアル荷重との一方又は双方）の大きさを知る事が好ましい場合がある。

この様な事情に鑑みて、特許文献１には、ラジアル荷重を測定自在な、荷重測定装置付転がり軸受ユニットが記載されている。この従来の第１例の荷重測定装置付転がり軸受ユニットは、ラジアル荷重を測定するもので、図９に示す様に構成している。懸架装置に支持される、外径側軌道輪部材であると同時に静止輪である外輪１の内径側に、車輪を結合固定する、内径側軌道輪部材であると同時に回転輪であるハブ２を支持している。このハブ２は、車輪を固定する為の回転側フランジ３をその外端部（車両への組み付け状態で幅方向外側となる端部）に有するハブ本体４と、このハブ本体４の内端部（車両への組み付け状態で幅方向中央側となる端部）に外嵌されてナット５により抑え付けられた内輪６とを備える。そして、上記外輪１の内周面に形成した複列の外輪軌道７、７と、上記ハブ２の外周面に形成した複列の内輪軌道８、８との間に、それぞれ複数個ずつの転動体９、９を配置して、上記外輪１の内径側での上記ハブ２の回転を自在としている。

上記外輪１の軸方向中間部で複列の外輪軌道７、７の間部分に、この外輪１を直径方向に貫通する取付孔１０を、この外輪１の上端部にほぼ鉛直方向に形成している。そして、この取付孔１０内に、荷重測定用のセンサである、円杆状（棒状）の変位センサ１１を装着している。この変位センサ１１は非接触式で、先端面（下端面）に設けた検出面は、ハブ２の軸方向中間部に外嵌固定したセンサリング１２の外周面に近接対向させている。上記変位センサ１１は、上記検出面と上記センサリング１２の外周面との距離が変化した場合に、その変化量に対応した信号を出力する。

上述の様に構成する従来の荷重測定装置付転がり軸受ユニットの場合には、上記変位センサ１１の検出信号に基づいて、転がり軸受ユニットに加わる荷重を求める事ができる。即ち、車両の懸架装置に支持した上記外輪１は、この車両の重量により下方に押されるのに対して、車輪を支持固定したハブ２は、そのままの位置に止まろうとする。この為、上記重量が嵩む程、上記外輪１やハブ２、並びに転動体９、９の弾性変形に基づいて、これら外輪１の中心とハブ２の中心とのずれが大きくなる。そして、この外輪１の上端部に設けた、上記変位センサ１１の検出面と上記センサリング１２の外周面との距離は、上記重量が嵩む程短くなる。そこで、上記変位センサ１１の検出信号を制御器に送れば、予め実験等により求めた関係式或はマップ等から、当該変位センサ１１を組み込んだ転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重を求める事ができる。この様にして求めた、各転がり軸受ユニットに加わる荷重に基づいて、ＡＢＳを適正に制御する他、積載状態の不良を運転者に知らせる。

尚、図９に示した従来構造は、上記転がり軸受ユニットに加わる荷重に加えて、上記ハブ２の回転速度も検出自在としている。この為に、前記内輪６の内端部にエンコーダ１３を外嵌固定すると共に、上記外輪１の内端開口部に被着したカバー１４に回転検出センサ１５を支持している。そして、この回転検出センサ１５の検知部を、上記エンコーダ１３の被検出部に、検出隙間を介して対向させている。

上述の様な回転速度検出装置を組み込んだ転がり軸受ユニットの使用時、車輪を固定したハブ２と共に上記エンコーダ１３が回転し、このエンコーダ１３の被検知部が上記回転検出センサ１５の検知部の近傍を走行すると、この回転検出センサ１５の出力が変化する。この様にして回転検出センサ１５の出力が変化する周波数は、上記車輪の回転数に比例する。従って、この回転検出センサ１５の出力信号を図示しない制御器に送れば、ＡＢＳやＴＣＳを適切に制御できる。

上述の様な従来構造の第１例の荷重測定装置付転がり軸受ユニットは、転がり軸受ユニットに加わるラジアル荷重を測定する為に、前記変位センサ１１と前記センサリング１２とをラジアル方向に対向させている。これに対して（特許文献１には記載されていないが）、静止輪に支持した変位センサと回転輪（又は回転輪に固定した部材）の一部にアキシアル方向に対向させれば、転がり軸受ユニットに加わるアキシアル荷重を測定する事ができる。

上述の様に、変位センサ１１の検出信号に基づいて転がり軸受ユニットに加わる荷重（ラジアル荷重又はアキシアル荷重）を測定する場合、荷重に対する変位が大きければ、この荷重を正確に求められる。但し、自動車の車輪を支持する為等に使用される、一般的な転がり軸受ユニットの剛性は高い為、荷重が作用した場合に生じる、外径側軌道輪部材と内径側軌道輪部材との相対変位は極僅かであり、変位測定の為の精度を極めて高くする必要があり、変位センサとして高価なものを使用する必要がある。しかも、例え高価な高精度変位センサを使用しても、回転輪が回転する事によって生じる、被測定面（変位測定対象面）の変動に基づく変位検出に関する誤差をなくす事はできない。そして、この誤差は、そのまま、実際に転がり軸受ユニットに加わる荷重と、上記変位センサの検出信号に基づく、この転がり軸受ユニットに加わっていると考えられる荷重の算出値との誤差になる。

この様な誤差に結び付く、上記被測定面の変動の原因としては、次の様なものが考えられる。先ず、ラジアル荷重を測定する為にラジアル方向の変位を測定する場合に被測定面となる回転輪の周面（例えばハブ２に外嵌固定したセンサリング１２の外周面）の幾何中心と回転輪の回転中心とのずれ（偏芯）による、回転一次の振れ回り誤差成分が考えられる。勿論、実際に転がり軸受ユニットに荷重測定装置を組み込む場合には、上記幾何中心と回転中心とのずれを可及的僅少に抑える様に、高精度の加工を施すが、機械加工の宿命として、コストを無視した様な、極端な高精度仕上加工を施さない限り、数μｍ程度のずれが生じる事は避けられない。

又、アキシアル荷重を測定する為にアキシアル方向の変位を測定する場合は、被測定面が、回転輪の中心軸に対し垂直方向に存在する事になるが、この被測定面と中心軸との垂直度の悪化等による、この被測定面の面振れ（被測定面の円周方向に関する軸方向の変位）等によって、やはり回転一次の誤差成分を生じる。

更に、上記被測定面が荷重以外の要件で変位する、他の原因として、転動体の公転運動に伴う、回転輪の振れ回りも考えられる。この様な原因で生じる振れ回りは、転動体直径の不揃いによる公転一次の振れ回りや、転動体の通過振動に基づく、「玉数×公転周波数」の振れ回り等が存在する。
ラジアル荷重を測定する場合にしろ、アキシアル荷重を測定する場合にしろ、荷重によって生じる前記外径側軌道輪部材と前記内径側軌道輪部材との相対変位が大きい場合には、上述の様な原因で生じる検出誤差はあまり問題とはならない（許容できる）。但し、前述の様に、上記外径側軌道輪部材と上記内径側軌道輪部材とを含む転がり軸受ユニットの剛性は高く、上記荷重に基づく変位の絶対値は極僅かな値となるので、上記検出誤差が問題となる（無視できない）。

上述の様な誤差成分を演算器側で処理する方法として、平均化処理やロ−パスフィルタ処理、或はノッチフィルタ処理等が一般的に知られている。しかしながら、これらの処理方法は誤差成分を平準化できるものの、同時に応答遅れを生じさせる。この遅れは、特に、平準化しようとする誤差成分の周波数が低い場合に顕著となり、実用上の問題が残る。例えば、被測定面に存在する微視的な凹凸（うねり）による変位変動は、比較的変位変動の周波数が高く、平均化処理やロ−パスフィルタで処理しても、応答遅れを比較的小さくできるので、遅れを許容できるか、或は位相進み補償器等によって対処できる。これに対して、変位変動の周波数が比較的低い、回転輪の回転一次成分や転動体の公転一次成分が、平均化処理やロ−パスフィルタで処理できない誤差成分として問題となる。

比較的低周波の雑音成分を除去する為の技術として、非特許文献１に記載された、ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタが知られている。又、適応フィルタの概要に関しては、非特許文献２〜４等で、従来から知られている。又、適応フィルタの一種である同期式適応フィルタに関しても、例えば非特許文献５に記載される等により、従来から知られている。更に、同期式ＬＭＳアルゴリズムによりエンジンの振動を抑える技術が、非特許文献６に記載される等により、従来から知られている。但し、従来は、上述の様な適応フィルタは、低周波騒音と逆位相の音波を発する事でこの低周波騒音を低減する、所謂アクティブノイズコントロールを中心に使用していた。即ち、従来は上記適応フィルタを、空調機のダクトから室内に出る低周波騒音を低減したり、或は乗用車の室内に入り込む低周波の排気音或は走行音、更にはヘッドホンの外から入り込む低周波の外部騒音を低減する等、低周波騒音の低減にしか使用されていなかった。非特許文献６に記載された技術にしても、エンジンの振動抑制を目的としたものである。言い換えれば、上記非特許文献１に記載される等により従来から知られている適応フィルタの技術を、回転輪の振れ回り運動に拘らず、この回転輪と静止輪の間に加わる荷重検出に関する精度を向上させる事は、全く考えられていなかった。

特開２００１−２１５７７号公報 浜田晴夫、「アダプティブフィルタの基礎（その２）」、日本音響学会誌、４５巻、９号、（社）日本音響学会、１９８９年、ｐ．７３１−７３８ 中央大学電気電子情報通信工学科趙研究室、「適応フィルタとは」、［ｏｎｌｉｎｅ」、［平成１５年８月２９日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://www.elect.chuo-u.ac.jp/chao/forB3/dsp/volterra/filter.html ＞ The MathWorks,Inc.、「適応フィルタの概要とアプリケーション」、［ｏｎｌｉｎｅ」、［平成１５年８月２９日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv2.shtml ＞ The MathWorks,Inc.、「ＬＭＳアルゴリズムを使用する適応フィルタの例題」、［ｏｎｌｉｎｅ」、［平成１５年８月２９日検索］、インターネット、＜ＵＲＬ：http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv9.shtml ＞ 浜田晴夫、外３名、「同期式適応フィルタとそのアクティブ騒音・振動制御への応用」、日本音響学会講演論文集、３−５−１３、（社）日本音響学会、平成４年３月、ｐ．５１５〜５１６ 佐藤茂樹、外４名、「アクティブマウントの開発」、自動車技術、（社）自動車技術会、Ｖｏｌ．５３、Ｎｏ．２、１９９９年２月、ｐ．６２〜６６

本発明は、上述の様な事情に鑑みて発明したものである。即ち、適応フィルタの技術を、従来適用されていた音響分野等とは全く異なる、荷重測定の分野に適用する事により、回転輪と静止輪との間に加わる荷重検出を、制御の為に必要とされる精度を確保しつつ測定できる、転がり軸受ユニットの荷重測定装置を実現するものである。

本発明の転がり軸受ユニットの荷重測定装置は、前述の特許文献１に記載された転がり軸受ユニットの荷重測定装置と同様に、外径側軌道輪部材と、内径側軌道輪部材と、複数の転動体と、変位センサと、演算器とを備える。
このうちの外径側軌道輪部材は、内周面に外輪軌道を有する。
又、上記内径側軌道輪部材は、外周面に内輪軌道を有する。
又、上記各転動体は、この内輪軌道と上記外輪軌道との間に設けられている。
又、上記変位センサは、上記外径側軌道輪部材と上記内径側軌道輪部材との相対変位を測定するものである。
更に、上記演算器は、上記変位センサの検出信号に基づいて、上記内径側軌道輪部材と上記外径側軌道輪部材との間に加わる荷重を算出するものである。
特に、本発明の転がり軸受ユニットの荷重測定装置に於いては、上記演算器は、上記変位センサの検出信号の誤差成分を補正する為の適応フィルタを備えている。

上述の様に構成する本発明の転がり軸受ユニットの荷重測定装置によれば、応答遅れを生じさせる事無く、回転輪の回転一次成分や転動体の公転一次成分である振れに基づく誤差成分を、演算器側で平準化（補正）できる。この為、応答性を悪化させる事なく、外径側軌道輪部材と内径側軌道輪部材との変位を高精度で検出し、これら両軌道輪部材同士の間に作用する荷重を高精度で求める事ができる。又、適応フィルタを作動させる為の信号は、荷重測定の為の変位センサの信号の他は、上記外径側軌道輪部材と上記内径側軌道輪部材とのうちで使用時に回転する軌道輪部材である、回転輪の回転に関する状態を表す信号があれば足りる。各種回転機械装置には、この回転輪若しくはこの回転輪と共に回転する部材の回転状態を検出する為の回転検出センサが設けられている事が多いので、上記適応フィルタを作動させる事に関して、特にコストが嵩む事はない。

本発明を実施する場合に、例えば、請求項２に記載した様に、適応フィルタは、内径側軌道輪部材と外径側軌道輪部材とのうちで使用時に回転する軌道輪部材である回転輪の回転一次成分に基づく変位センサの検出信号の誤差成分を補正するものとする。
或は、請求項３に記載した様に、適応フィルタは、各転動体の公転一次成分に基づく変位センサの検出信号の誤差成分を補正するものとする。
この様に構成すれば、上記回転輪の加工精度や上記各転動体の径差に関する精度を極端に高くしなくても、荷重に基づく、上記外径側軌道輪部材と上記内径側軌道輪部材との変位を高精度で検出し、この荷重を高精度で求める事ができる。
そして、例えば請求項４に記載した様に、転がり軸受ユニットが、外径側軌道輪部材と内径側軌道輪部材とのうちの一方の軌道輪部材を懸架装置に支持固定し、他方の軌道輪部材に車輪を支持固定する、車輪支持用転がり軸受ユニットである場合に、走行安定性を確保する為の制御を高精度で行なえる。

又、本発明を実施する場合に、好ましくは、請求項５に記載した様に、適応フィルタとして、最急降下法により作動する、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタを使用する。
或は、請求項６に記載した様に、適応フィルタとして、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズム（二乗平均誤差を最急降下法に基づいて最小にする演算規則）により作動する、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタを使用する。
最急降下法、或はＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタを使用すれば、転がり軸受ユニットを構成する各部材の形状精度或は寸法精度の誤差に基づく被検出面の振れに基づく変動を最小に抑えられる状態で、適応フィルタを完成させる事ができる。この為、この変動に基づく誤差を、容易に、且つ十分に低減できる。
尚、上記被検出面の振れは、ラジアル荷重を測定すべく、被検出面が周面である場合には、この被検出面の幾何中心と回転中心とのずれに基づいて発生する。又、アキシアル荷重を測定すべく、被検出面が軸方向に向いた面である場合には、回転中心に対するこの被検出面の垂直度の悪化等に基づいて発生する。

又、好ましくは、請求項７に記載した様に、適応フィルタとして、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動する適応フィルタを使用する。
この様に構成すれば、変位センサの検出信号に関して必要とする演算処理の回数を大幅に低減して、計算速度が特に速くない、低コストの演算器（ＣＰＵ）での処理が十分に可能になる。

更に好ましくは、請求項８に記載した様に、回転輪の一部に、この回転輪と同心に支持されてこの回転輪と共に回転する、その被検出面の特性を円周方向に関して交互に且つ等間隔に変化させたエンコーダと、この被検出面にその検出面を対向させた状態で回転しない部分に支持された回転検出センサとを備える。そして、適応フィルタの入力となる参照信号（振れに基づく変位センサの出力信号の変動と相関のある信号）を、上記回転検出センサの検出信号に基づいて生成する。

上記エンコーダの特性変化に対応してその出力を変化させる、上記回転検出センサの検出信号は、上記回転輪の１回転中での変化の回数が既知である。従って、この回転検出センサ側に設けた検出信号の処理回路、又は、この検出信号に基づいて回転部材の回転速度を演算する為に制御器側に設けた処理回路部分で、上記検出信号に基づいて上記参照信号を生成すれば、この参照信号の生成を、低コスト、且つ省スペースで行なえる。即ち、従来から適応フィルタの用途として一般的に知られていたアクティブノイズコントロールの場合、低減すべき外部騒音の周波数及び波形が必ずしも分かっていない。この為、この外部騒音を相殺する為の音（この外部騒音と同じ大きさ及び波形で位相が１８０度ずれている音）を造り出す為の参照信号の生成を、別途設けたマイクロフォンにより収集した上記外部騒音に基づいて行なう（外部から取り入れた信号により参照信号を造り出す）必要がある。これに対して本発明の場合には、適応フィルタにより、被検出面の振れに基づく変位センサの検出信号の変動を低減させる。そして、この被検出面と同期して回転する、上記エンコーダの１回転中での特性変化の回数は予め分かっているので、このエンコーダの１回転分のパルス数を観察する事で、特に別途上記振れを測定する為のセンサを設けなくても、上記変動と相関のある上記参照信号を生成できる。

又、好ましくは、請求項９に記載した様に、適応フィルタを、変位センサの検出信号を送る為の主信号経路（主ルート）に対して並列に配置する。又、これと共に、上記適応フィルタによって算出される上記変位センサの変動分となる誤差成分を、上記主信号経路の下流部で差し引く。そして、この様な構成により、上記変位センサの検出信号の変動の影響を除去する。
この様に適応フィルタを主信号経路に対して並列に配置すれば、従来から一般的であった、主信号経路に対してフィルタを直列に配置（挿入）すると共に、このフィルタの特性を何らかの方法により可変にする構成とは異なる構成で、上記変位センサの検出信号の変動の影響を、容易に、且つ十分に除去できる。又、直列に挿入したノッチフィルタ等のフィルタの場合には、主信号に時間遅れを生じさせる可能性があるが、並列に配置する事で、この主信号に時間的遅れを生じさせる懸念をなくせる。

即ち、従来から一般的に使用されるノッチフィルタを、エンコーダのパルス信号を参照する次数追従型ノッチフィルタとして用いても、誤差成分を除去できる。その具体例を図１０に示す。この図１０には、コムノッチフィルタの構成を、Ｚ変換を用いたフローチャートで示している。ｘはフィルタへの入力信号を、ｙはフィルタからの出力信号を、Ｎは上記エンコーダ１回転当たりのパルス数を、Ａはノッチ周波数を規定する定数を、αはノッチ急峻度合いを決定する（収束性にも影響する）定数を、それぞれ示している。このうち、ノッチ周波数を規定する定数Ａは、エンコーダの１回転当たりのパルス数Ｎと組み合せて用いる事により、回転速度の増減によって変化する周波数に追従する、所謂、次数追従型のノッチフィルタとなる。例えば、Ａ＝２とすれば、回転一次の誤差成分を除去するノッチフィルタとなる。この様な次数追従型のノッチフィルタを用いれば、ローパスフィルタ等を用いる場合と比較して、応答遅れを大幅に低減できる。但し、あくまでも、上述の様なノッチフィルタは、変位センサの検出信号を送る為の主信号経路（主ルート）に対して直列に挿入する為に、応答遅れを小さくする効果はあるものの、依然として若干の応答遅れは存在してしまう。
これに対して、請求項９に記載した様に、主信号経路（主ルート）に対して並列に適応フィルタを配置する事で、主信号に時間的遅れを生じさせる懸念をなくせる。

図１〜３は、本発明の実施例１を示している。本実施例は、外径側軌道輪部材であると同時に静止輪である外輪１と、内径側軌道輪部材であると同時に回転輪であるハブ２との間に加わるラジアル荷重Ｆ_r を測定する為の転がり軸受ユニットの荷重測定装置に、本発明を適用した場合に就いて示している。尚、本実施例の特徴は、上記ハブ２の中間部に外嵌固定したセンサリング１２の外周面の幾何中心とこのハブ２の回転中心とのずれに拘らず、上記ラジアル荷重Ｆ_r の測定精度を良好にすべく、変位センサ１１の検出信号を適応フィルタ１６により処理する点にある。その他の構成及び作用は、前述の図９に示した従来構造と同様であるから、同等部分には同一符号を付して重複する説明を省略し、以下、本実施例の特徴部分に就いて説明する。尚、本実施例の場合、内輪６の内端部に外嵌固定したエンコーダ１３ａの内端面を被検出面とし、この被検出面に、カバー１４ａに支持した回転検出センサ１５ａの検出面を対向させている。

前述した様に、上記変位センサ１１の検出信号中には、被検出面であるセンサリング１２の外周面に存在する微小なうねりに基づく比較的高周波の変動と、上記幾何中心と上記回転中心とのずれに起因する振れ回り運動に伴う、前述した様な比較的低周波の変動とが入り込んでいる。この様な変動を処理（低減）しないと、荷重に基づく上記外輪１と上記ハブ２との相対的変位量を正確に求められず、従って、上記ラジアル荷重Ｆ_r の測定精度が悪化する。そこで本実施例の場合には、図２に示す様な適応フィルタ１６により、上記振れ回り運動に基づく、図３に鎖線αで示す様な、上記比較的低周波の変動を低減する他、図示しない平均化フィルタ等のローパスフィルタにより、上記微小なうねりに基づく、上記比較的高周波の変動を低減する様にしている。

上記変位センサ１１から出力される検出信号は、上記２種類の変動が足し合わされた（重畳された）、図３に実線βで示す様なものになる。上記ラジアル荷重Ｆ_r を正確に求める為には、上記２種類の変動を低減する必要がある。そこで、本実施例の場合には、上記振れ回り運動に伴う、比較的低周波の変動を図２に示した適応フィルタ１６により低減し、上記微小なうねりに基づく比較的高周波の変動を、図示しない平均化フィルタ等のローパスフィルタにより低減する様にしている。尚、適応アルゴリズムとしては、適応フィルタとして後述するＦＩＲフィルタを使用する、ＬＭＳ（最小二乗平均）アルゴリズム（二乗平均誤差を最急降下法に基づいて最小にする演算規則）が好ましい。

上記２種類の変動のうち、高周波の変動を低減する点に就いては、前述した通り、従来から広く知られている方法により容易に行なえる。そこで、本実施例の特徴である、図２に示した適応フィルタ１６による、上記低周波の変動低減に就いて説明する。上記変位センサ１１の検出部が対向する部分での、前記センサリング１２の外周面の（外輪１に対する）径方向の変位は、検出すべき上記ラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位ｄ_d と、上記幾何中心と上記回転中心とのずれに起因する振れ回り運動による回転一次成分の見掛け速度の変動分ｄ_n とが重畳されたものとなる。従って、上記変位センサ１１の出力信号ｄは、上記実際のラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位ｄ_d と上記変動分ｄ_n とを足し合わせた（ｄ_d ＋ｄ_n ）速度を表す信号になる。上記適応フィルタ１６によりこの変動分ｄ_n を上記出力信号ｄから差し引けば（減ずれば）、上記ラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位ｄ_d を求められる事になる。

一方、上記適応フィルタ１６を作動させる為には、上記振れ回りに基づく変動分ｄ_n と相関性のある参照信号ｘが必要になる。この参照信号ｘを入手できれば、上記適応フィルタ１６は自己学習によって、実際の信号の流れ「ｄ_n →ｄ」の伝達特性と同じ特性を持った、ＦＩＲ（finite impulse response ）フィルタ（インパルス応答時間が有限なフィルタ＝インパルス応答が有限時間内に０になるフィルタ）を形成する。そして、上記変位センサ１１の出力信号ｄから、上記適応フィルタ１６による計算の結果得られる、キャンセル信号ｙ｛＝後述するｙ（ｋ）｝を差し引けば、上記変位センサ１１の出力信号ｄから上記振れ回りによる変動分ｄ_n を取り除いた（ｄ−ｄ_n ）事と等価になる。この様にしてこの変動分ｄ_n を取り除く場合に、上記適応フィルタ１６は、信号の主ルート（図２の上半部分）を送られる出力信号ｄに対してフィルタリングするのではなく、副ルート（図２の下半部分）を送られる参照信号ｘに基づいて上記変動分ｄ_n を取り除く為のキャンセル信号ｙを計算する。そして、上記主ルートである出力信号ｄから上記キャンセル信号ｙを引き算するだけであるので、上記出力信号ｄの応答遅れを招かない。

本実施例の場合、誤差成分、即ち、上記振れ回りによる変動分ｄ_n が、前記ハブ２の回転一次成分である。従って、このハブ２の回転速度を検出する為、前記エンコ−ダ１３ａの被検出面の特性変化に対応してその出力信号を変化させる、前記回転検出センサ１５ａの出力変化の回数を計測する事により、上記参照信号ｘを得られる。上記誤差成分（変動分ｄ_n ）は、回転一次が主成分の波形であり、例えば上記エンコーダ１３ａの被測定面が、６０パルス／１回転であれば、６０パルスで１周期となる様なサイン波、三角波、のこぎり波、矩形波、パルス波等を自己生成する事により、上記参照信号ｘを得られる。従って、上記参照信号ｘの生成に要するコストを低減できる。即ち、従来から適応フィルタの用途として一般的に知られていたアクティブノイズコントロールの構造をそのまま上記変位センサ１１により検出する、上記ハブ２のラジアル方向の変位を正確に求める為の構造に適用すると、このハブ２の振れ回りを、変位センサや回転速度センサ等、別途設けたセンサにより検出し、このセンサの検出信号を上記適応フィルタ１６の参照信号ｘとして使用する事になる。勿論、本発明をこの様な構造で実施する事も可能ではあるが、別途センサを設ける分だけ、コスト並びに設置スペースが必要になる。

これに対して本実施例の場合には、元々ＡＢＳやＴＣＳを制御する為に設置していた回転検出センサ１５ａの検出信号を使用する事により上記参照信号ｘを入手して、上記適応フィルタ１６により、上記ハブ２の振れ回りに基づく、上記変位センサ１１の出力信号ｄの変動分ｄ_n を低減させる。即ち、上記ハブ２が１回転する間での、上記エンコーダ１３ａの特性変化の回数（例えば６０回）は予め分かっている。従って、このエンコーダ１３ａの１回転分のパルス数を観察する事で、特に変位センサや回転速度センサ等のセンサを別途設けなくても、上記変動ｄ_n と相関のある上記参照信号ｘを生成できる。具体的には、上記ハブ２の振れ回りの影響は、回転一次が主成分の波形であり、例えば上記エンコーダ１３ａが、１回転当り６０パルスのものであれば、６０データで１周期となる様なサイン波、三角波、鋸波、矩形波、パルス波等として生成できる。この場合、上記変位センサ１１の出力信号をサンプリングする間隔を、上記エンコーダ１３ａの特性変化（パルス）の間隔と一致させる。

上述の様な参照信号ｘの波形は、前記ラジアル荷重Ｆ_r を算出する為の処理回路（ＣＰＵ）で生成する事も、上記回転検出センサ１５ａに付属の電子回路部（ＩＣ）で生成する事もできる。何れにしても、得られた上記参照信号ｘに基づいて算出したキャンセル信号ｙは、上記変位センサ１１の出力信号ｄから差し引いて、上記実際のラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位ｄ_d を表す修正信号ｅ｛＝後述するｅ（ｋ）｝を求める。この様にして求めた修正信号ｅは、上記ラジアル荷重Ｆ_r を算出する為の処理回路に送ってこのラジアル荷重Ｆ_r を求める為に利用する他、上記適応フィルタ１６が自己学習する為の情報としても利用する。

尚、上記適応フィルタ１６部分で、上記キャンセル信号ｙを求め、更にこのキャンセル信号ｙを上記変位センサ１１の出力信号ｄから差し引いて、上記修正信号ｅを得る為の処理は、次の（１）〜（３）式に基づいて行なう。

上記（１）（２）（３）式中、ｋは時系列でのデータ番号、Ｎは適応フィルタ１６として用いるＦＩＲフィルタのタップ数である。又、ｗはＦＩＲフィルタのフィルタ係数を表し、ｗ_k はｋ番目のデータ処理をする場合に使用するフィルタ係数を、ｗ_k+1 は次のデータ系列（ｋ＋１番目）を処理する場合に使用するフィルタ係数を、それぞれ表している。即ち、本実施例の場合、上記ＦＩＲフィルタは、上記式（３）により逐次適正にフィルタ係数が更新されていく適応フィルタとなる。演算を開始する際に最初に用いるフィルタ係数ｗ_k は、零を代入しておいても、動き始めれば自己適応していくので差し支えはないが、予め望ましいフィルタ特性を求めてその値を代入しておいても良い。更には、前回の処理で最後に使用したフィルタ係数を、ＥＥＰＲＯＭ等の記憶手段に記憶しておき、再始動時に使用しても良い。

又、上記（３）式中のμは、ステップパラメータと呼ばれる、フィルタ係数を自己適正化させていく場合の更新量を決定する値であり、通常０．０１〜０．００１程度の値となるが、実際には、適応動作の妥当性を事前に調べて設定するか、次の（４）式を用いて逐次更新する事もできる。

尚、この（４）式中のαも、フィルタ係数を自己適正化させていく為の更新量を決定するパラメータとなるが、０＜α＜１の範囲であれば良く、上記μよりも設定が容易である。又、本実施例の場合には、前記参照信号ｘを自己生成するので、上記（４）式中の分母の値は既知であり、μの最適値を事前に算出しておく事もできる。計算量削減の観点からは、予め（４）式でこのμを算出しておき、このμを定数として上記（３）式でフィルタ係数を自己適正化させるのが望ましい。

上述の様に、前記変位センサ１１の出力信号ｄから、前記適応フィルタ１６が算出したキャンセル信号ｙを差し引く事で、前記実際のラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位ｄ_d を表す修正信号ｅを求められる。そして、この様にして求めた修正信号ｅに基づいて、上記実際のラジアル荷重Ｆ_r を正確に求められる。尚、実際の場合には、上記変位センサ１１の出力信号ｄ中には、前記微小なうねりに基づく、前記センサリング１２の外周面の振れ回りに基づく変動よりも周期が短い第二の変動が存在する。そこで、この第二の変動を平均化する為の平均化フィルタ等のローパスフィルタを、上記適応フィルタ１６の前又は後に設けて、上記第二の変動に拘らず、前記各転動体９、９の公転速度を正確に求められる様にする。平均化フィルタ等のローパスフィルタの構造及び作用に関しては、従来から周知である為、詳しい説明は省略する。

適応フィルタ１６を使用して、上記センサリング１２の外周面の振れ回りに基づく変動を抑える作用に就いてのシミュレーションの１例を、図４に示した。この図４は、検出すべきラジアル荷重に基づく変位は１００μｍの一定値であり、被検出面の振れ回り量が±３０μｍである場合に於ける、上記適応フィルタ１６の効果を、コンピュータ上で計算した結果に就いて示している。前記ハブ２に設置したエンコーダ１３ａの被検出面の特性変化は、６０パルス／１回転とした。実線イが、上記変位センサ１１の検出信号をそのまま利用した計算結果である。この検出信号そのままの計算結果は、上記センサリング１２の外周面の振れ回りにより、約７０〜１３０μｍの間を変動している。尚、上記センサリング１２の外周面の振れ回り量は、実際に生じる値に比べて、相当に大きく設定した。

これに対して、破線ロは、上記実線イで示した、上記変位センサ１１の検出信号を適応フィルタ１６を用いて補正したデータ（修正信号ｅに相当）に基づく計算結果を示している。上記破線ロから明らかな通り、適応フィルタ１６の始動直後は算出値が変動しているものの、短時間経過後にフィルタ係数が自己適応し、算出結果が、ほぼ１００μｍの一定値に収束した。この事から、適応フィルタ１６を使用する事で、上記センサリング１２の外周面の回転中心と幾何中心とのずれが大きい（振れ回り運動をする）場合でも、前記ラジアル荷重Ｆ_r に基づく、前記外輪１と前記ハブ２との径方向に関する相対変位量を正確に求められる事が分かる。
尚、上記図４に示した２本の線イ、ロを求めるに就いては、参照信号ｘは、演算装置の中でパルス数をカウントしながら、６０パルスで１周期となる正弦波を自己生成するとした。又、適応フィルタ１６のステップパラメータは、μ＝０．００２、タップ数Ｎ＝３０とした。

図５〜８は、本発明の実施例２を示している。本実施例の場合の特徴は、エンコーダ１３ａの１パルス毎に回転検出センサ１５ａ（図１参照）の検出信号に関して必要とする演算処理の回数を大幅に低減して、計算速度が特に速くない、低コストの演算器（ＣＰＵ）での処理を可能にする点にある。この為に本実施例の場合には、同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用し、計算量を大幅に削減可能にしている。但し、単に同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用しただけの場合には、ハブ２に外嵌したセンサリング１２（図１参照）の振れ回りである回転一次成分を補正（キャンセル）すると同時に、検出対象である、ラジアル荷重Ｆ_r に基づく外輪１と前記ハブ２と（図１参照）の径方向に関する相対変位量を表すＤＣレベルまでも補正（キャンセル）してしまう。これでは、荷重測定装置本来の機能を喪失してしまうので、フィルタ係数の零点をモニターし、上記ＤＣレベルをキャンセルする事を防止する為に、零点補正を実施する。この様な観点で考えた本実施例の特徴に就いて、以下に説明する。尚、実用上あまり問題とならないレベルではあるが、前述の図４に示した例でも、微妙にＤＣレベルがずれる場合がある。従って、より高精度の制御を行なう為には、この場合にも、零点補正を行なう事が好ましい。

上述した実施例１で適応フィルタを適正化する為に利用する、前述の各式（１）（２）（３）は何れも単純な式ではあるが、実際の適用に際しては計算量が問題となる場合が考えられる。例えば、適応フィルタのタップ数Ｎ＝６０とすると、上記式（１）で掛け算を６０回、上記式（２）で引き算を１回、上記式（３）で掛け算を１２０回と足し算を６０回との１８０回、合計で２４１回の四則演算を、エンコーダ１３ａの１パルス毎に実施しなければならない。従って、上記ラジアル荷重Ｆ_r を求める為に必要な計算量は、４８２回／１パルスとなる。この計算量（演算回数）は物理的に処理不可能ではないが、処理速度が速い、比較的高価なＣＰＵを使用する必要がある為、好ましくない。

この様な事情に鑑みて本実施例の場合には、同期式ＬＭＳアルゴリズムを使用して計算量を大幅に削減し、低コストのＣＰＵの使用を可能にする事を意図している。但し、上記同期式ＬＭＳアルゴリズムにより適応フィルタを動作させた場合、そのままではこの適応フィルタが、前記センサリング１２の外周面の振れ回り成分だけでなく、上記ラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位を表すＤＣ成分もキャンセルしてしまう。この様にＤＣ成分をキャンセルする現象は、同期式ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合に顕著である。そこで本実施例の場合には、適応フィルタの出力値を零にする機能を持たせる事により、上記回転速度を表すＤＣレベルを正確に検出できる様にしている。

先ず、同期式ＬＭＳアルゴリズムの作動原理を説明する。前述の図２に示したブロック図で、適応フィルタ１６に入力させる参照信号ｘは、エンコーダ１３ａの振れ回り等に代表される、このエンコーダ１３ａの回転ｎ次（ｎは正の整数) 成分と相関のある信号であれば良いので、このエンコーダ１３ａの１回転当り１インパルス信号でも構わない。そこで、上記参照信号ｘが１インパルス信号であると同時に、上記適応フィルタ１６のタップ数Ｎが、上記エンコーダ１３ａの１回転当たりのパルス数と等しい場合を想定する。この場合、時系列ｋの瞬間に計算に使用する参照信号ｘは、次の（５）式で表される。

この（５）式で、参照信号ｘが値１のインパルスとなる位置ｊは、時系列ｋが進んでいくのに従って右側に１個ずつずれて行き、一番右側の「Ｎ−１」番目までずれると、次の時系列では、新たなインパルス値が一番左の０番目に表れる事になる。即ち、上記参照信号ｘは、値１のインパルスの位置を０番目からＮ−１番目まで巡回させただけのデータ列となる。この式（５）を、前述の式（１）（３）に当て嵌めると、次の（６）（７）式を得られる。

同期式でない、通常のＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ１６を作動させる場合には、前述した様に、各式（１）（２）（３）に示す計算を繰り返し行なう必要があるのに対して、同期式ＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタを作動させる場合には、上記（６）（７）式及び式（２）に示す計算を行なうだけで済む。例えば、適応フィルタ１６のタップ数Ｎを６０とした場合、通常のＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ１６を作動させると、エンコーダ１ピッチ毎の演算の回数の合計は、前述した様に２４１回になる。これに対して、同期式ＬＭＳアルゴリズムで適応フィルタ１６を作動させる場合には、上記（６）式はデータ入れ替えのみで演算なし、上記（２）式で引き算１回、上記（７）式で掛け算１回と足し算１回との２回、合計で３回の四則演算を、上記エンコーダ１３ａの１パルス毎に行なえば良い。即ち、ＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用する事で、採用しない場合に比べて、演算の回数を凡そ１／８０に削減できる。

但し、上記適応フィルタ１６を作動させるのに同期式ＬＭＳアルゴリズムを採用した場合に、前記ラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位を表す信号であるＤＣ成分までもがキャンセルされる事を防止する為に、上記適応フィルタ１６の零点を補正する必要がある。以下、この零点補正に就いて説明する。この零点補正が必要な現象の具体例として、エンコーダの振れ回りによる速度検出誤差の１例を、図５に示す。この図５に示した線図は、前述の図４の場合と同様に、検出すべきラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位は１００μｍの一定値（破線ロ）であり、センサリング１２の外周面（被検出面）の振れ回り量が±３０μｍである場合に於ける、上記適応フィルタ１６の効果を、コンピュータ上で計算した結果に就いて示している。前記ハブ２に設置したエンコーダ１３ａの被検出面の特性変化は、６０パルス／１回転とした。実線イが、前記変位センサ１１の検出信号をそのまま利用した計算結果である。この場合には、上記センサリング１２の外周面の振れ回りにより、この計算結果が約７０〜１３０μｍの間を変動している。

この図５に実線イで示す様な回転速度に関する計測データを、前述の図２に示す様な適応フィルタ１６を用いて処理し、上記エンコーダ１３ａの振れ回りに基づく誤差をキャンセルした場合、この適応フィルタ１６の設定値によっては、この振れ回りに基づく誤差成分に加えて、検出対象であるラジアル荷重Ｆ_r に基づく外輪１と前記ハブ２との径方向に関する相対変位量を表すＤＣレベル（図５に破線ロで示した１００μｍを表す信号）もキャンセルしてしまう可能性がある。この様に、必要とするＤＣレベルまでキャンセルする現象は、上記適応フィルタ１６を動作させるＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用した場合に顕著である。図５に示した鎖線ハが、その具体例である。

上記適応フィルタ１６を動作させるＬＭＳアルゴリズムとして同期式を採用し、特に対策を施さない場合には、上記鎖線ハで示す様に、上記センサリング１２の外周面の振れ回りに基づく変動成分だけでなく、上記ラジアル荷重Ｆ_r に基づく外輪１と前記ハブ２との径方向に関する相対変位量を表すＤＣ成分までもがキャンセルされて、出力値が零となる。これは、適応動作によって上記適応フィルタ１６のフィルタ係数ｗがＤＣレベルを持ってしまい、結果としてこの適応フィルタ１６の出力信号ｙがＤＣレベルを持ってしまう為に生じる現象である。この問題を解決する為に本実施例の場合には、図６に示す様に、上記フィルタ係数ｗの平均値から上記ＤＣレベルを算出し、このＤＣレベルに参照信号ｘのインパルス値を掛け算したＤＣ信号を計算しておく（インパルス値が１である場合には掛け算不要）。そして、図６に示す様に、上記適応フィルタ１６によって誤差をキャンセルされた信号ｅに、上述の様にして計算したＤＣ信号（次述するｗの平均値）を加える事で、正確な回転速度を表すＤＣレベルを得られる様にしている。

次に、上記フィルタ係数ｗの平均値から、上記ＤＣレベルを算出する方法に就いて説明する。同期式ＬＭＳアルゴリズムにより適応フィルタ１６を動作させる事で、変位センサ１１の出力信号から得られる回転速度を表す信号中に含まれる誤差成分をキャンセルし、上記図５の鎖線ハで示す様に出力値が零になる様な場合に於ける、上記適応フィルタ１６のフィルタ係数は、図７に示す様に変動する。上記図５に示した例では、この適応フィルタ１６のタップ数Ｎを６０としたので、上記図７に示したフィルタ係数ｗは、６０個の値から構成されている。このフィルタ係数ｗの平均値、即ち、求めようとする回転速度を表すＤＣレベルは、上記６０個の値を総て合計してから６０で除すれば求められる。但し、この様な計算を行なうと、演算回数が増大して、本実施例の目的である、ＣＰＵの低廉化を十分に図れなくなる。

ところで、誤差キャンセルの対象、即ち、前記エンコーダ１３ａの振れに基づくうねりは、回転一次を主体とする回転ｎ次成分である。又、本実施例の場合には、適応フィルタ１６のタップ数Ｎを、エンコーダ１回転当りのパルス数と等しくしているので、上記フィルタ係数ｗは、周期がＮ（＝６０）の周期関数となる。上記図７に示した例では、回転一次の周期関数となっている。従って、Ｎ／２（＝３０）なる間隔を設定した任意の２点の平均値は、全体Ｎ（＝６０）点の平均値と等価になる。そこで、この様な２点の平均値を求め、上記回転速度を表すＤＣレベルとすれば、演算回数も大幅に低減できて、上記ＣＰＵの低廉化の面から有利である。もし、２点だけの平均で信頼性に不安が残る場合は、上記２点とは別に、Ｎ／２（＝３０）なる間隔を設定した任意の２点を選択し、合計４点の平均値を演算する。尚、図示はしないが、フィルタ係数ｗが回転ｎ次の周期関数の場合も、平均点を求める為の点の数を適宜増やし、その間隔を適切に設定する事で、上記平均値を同様に求められる。

本実施例の構造により、エンコーダ１３ａの振れ回りに基づく変動を抑える作用に就いてのシミュレーションの１例を、図８に示した。この図８は、前述した図４、５と同様に、検出すべきラジアル荷重Ｆ_r に基づく変位は１００μｍの一定値であり、センサリング１２の外周面（被検出面）の振れ回り量が±３０μｍである場合に就いて示している。図８の実線イは、上記変位センサ１１の検出信号をそのまま利用した計算結果である。この場合には、上記センサリング１２の外周面の振れ回りにより、この計算結果が約７０〜１３０μｍの間を変動している。この場合には、エンコーダ１３ａの振れ回りにより、上記変位に関する算出値が、約７０〜１３０μｍの間を変動している。図８の破線ロは、前述の図６に示した同期式ＬＭＳアルゴリズムにより動作する適用フィルタ１６を用い、且つ、上述したフィルタ係数ｗによるＤＣ成分の補正を実施して、変位センサ１１の出力信号から得られる回転速度を表す信号中に含まれる誤差成分をキャンセルした結果である。上記破線ロから明らかな通り、上記適応フィルタ１６の始動直後はデータが変動しているものの、短時間経過後にフィルタ係数ｗが自己適応して、算出結果が、ほぼ１００μｍの一定値に収束した。

上述の様に、同期式を使用しない通常のＬＭＳアルゴリズムでは、前記（１）（２）（３）式に示す様に多数の繰り返し演算を必要とするのに対して、同期式ＬＭＳアルゴリズムでは、（６）（２）（７）式の計算を行なうだけで済むので、廉価なＣＰＵで演算器を構成できるメリットがある。但し、同期式ＬＭＳアルゴリズムの適応速度は、上記（１）（２）（３）式のＬＭＳアルゴリズムと比べて遅くなる事や、適応フィルタ１６の出力値ｙの平均値を補正する必要が生じる等のデメリットがある。従って、通常のＬＭＳアルゴリズムを利用するか、同期式ＬＭＳアルゴリズムを利用するかは、状況や使用目的に応じて使い分ける。

又、以上に述べた説明では、上記変位センサ１１の出力をサンプリングする間隔を、エンコーダ１３ａの特性変化（パルス）の間隔と一致させる事を前提とした。但し、本発明の転がり軸受ユニットの荷重測定装置を実施する場合に上記サンプリング間隔は、任意に設定した（但し固定の）間隔で、上記変位センサ１１の出力と、上記エンコーダ１３ａの被測定面の特性変化に基づく回転検出センサ１５ａの検出信号を利用する参照信号ｘとをサンプリングしても良い。

本発明の実施例３に就いて説明する。前述した実施例１及び上述した実施例２は、何れも、ハブ２又はセンサリング１２自体の形状誤差等により生じる、このセンサリング１２の外周面の径方向の振れに基づく回転一次の誤差成分を補正する場合である。これに対して本実施例は、各転動体９、９（図１参照）の径差等に基づいて上記センサリング１２の外周面が径方向に振れる、公転一次の誤差成分を補正するものである。

この様な公転一次の誤差成分を補正する場合、上記各転動体９、９の公転速度を、これら各転動体９、９を保持した保持器１７の回転速度を検出する公転検出センサにより直接検出し、この公転検出センサの出力を参照信号ｘとして利用する場合は、上記実施例１、２でハブ２又はセンサリング１２自体の形状誤差等により生じる回転一次の誤差成分を補正する場合と同様にして行なえる。これに対して本実施例の場合には、上記ハブ２の回転速度を検出する為の回転検出センサ１５ａの出力を参照信号ｘとして利用し、上記公転一次の誤差成分を補正する。従って、この回転検出センサ１５ａの検出信号から求められる、上記ハブ２の回転速度を、上記各転動体９、９の公転速度に換算した上で、上記実施例１又は実施例２と同様の信号処理を行なう。

図１に示す様に、回転輪が内径側に設けられたハブ２であり、静止輪が外径側に設けられた外輪１である場合には、このハブ２の回転速度ｎ_i と、上記各転動体９、９の公転速度ｎ_c との関係は、下記の（８）式となる。

この（８）式中、αは上記各転動体９、９の接触角を、Ｄはこれら各転動体９、９のピッチ円直径を、ｄはこれら各転動体９、９の直径を、それぞれ表している。

上記各転動体９、９が１公転する間に、上記ハブ２は、上記（８）式で示される倍率分だけ回転する。従って、このハブ２の回転速度を検出する為のエンコ−ダ１３ａの特性変化の回数（パルス数）に上記（８）式から求められる倍率を掛け合せれば（積を求めれば）、上記各転動体９、９の１公転に対応するパルス数と等価となる。例えば、上記接触角α、上記ピッチ円直径Ｄ、上記直径ｄの具体的数値から、上記（８）式が次の（９）式で表されると仮定する。

この場合、上記ハブ２の回転速度を検出する為のエンコ−ダ１３ａの特性変化の回数（パルス数）が６０パルス／１回転であると仮定とすると、上記（９）式から、上記各転動体９、９が１公転する間に、６０×２．５＝１５０パルスが発生する事になる。この事は、上記エンコ−ダ１３ａが、１５０パルス／１公転の公転検出用エンコ−ダと等価である事を意味する。従って、上記エンコーダ１３ａの特性変化に対応してその出力信号を変化させる、回転検出センサ１５ａの出力を、１５０パルス／１公転の公転検出用エンコ−ダの回転に応じてその出力を変化させる公転検出センサの出力であると見做して、参照信号ｘとして利用すれば、前記実施例１又は実施例２と同様の信号処理を行なう事で、公転一次の誤差成分を補正する事ができる。

この場合に、前記（８）式で示される倍率と上記エンコーダ１３ａの特性変化の回数（パルス数）と掛け合わせて値が整数となる様に、このエンコーダ１３ａの特性変化の回数を設定する事が望ましい。この理由は、仮に、このエンコーダ１３ａの特性変化の回数が６１パルス／１回転であると、公転検出用エンコ−ダの等価パルス数は、１公転当たり、６１×２．５＝１５２．５パルスとなり、端数が出てしまう為である。尚、端数が出ない様に上記エンコーダ１３ａの特性変化の回数を設定しても、厳密には、上記（８）式及び（９）式から求められる倍率は、転がり軸受ユニットの使用条件によって変化する。但し、その変化量は数％以下程度と小さいので、事実上は定数として扱っても、適応フィルタの参照信号として利用する上では問題がない。

本発明の回転速度検出装置は、実施例に示した様な、自動車の車輪を支持する転がり軸受ユニットに加わる荷重を測定する為の転がり軸受ユニットの荷重測定装置に限らず、各種回転機械装置の回転部材の回転速度を検出する為に利用できる。又、転がり軸受ユニットを構成する転動体は、図示の様な玉に限らず、円筒ころ、円すいころ、球面ころ等のころでも良い。更に、変位センサと被検出面とをアキシアル方向に対向させれば、転がり軸受ユニットに加わるアキシアル荷重を求める事もできる。

本発明の実施例１を示す、荷重測定用転がり軸受ユニットの断面図。 適応フィルタによりセンサリングの外周面の振れ回りを低減する回路を示すブロック図。 センサリングの外周面に存在する微小なうねりとこのセンサリングの外周面の振れ回りとに基づいて、変位センサの出力信号が変動する状態を示す線図。 適応フィルタにより変位センサの出力信号の変動を低減する状態を示す線図。 本発明の実施例２の必要性を説明する為に、適応フィルタを同期式ＬＭＳアルゴリズムで動作させ、ＤＣレベルに関する補正を行なわない場合に於ける、変位を表す信号の変動状況を示す線図。 本発明の実施例２を示す、図２と同様の図。 ＤＣレベルに関する補正を行なう為にフィルタ係数をサンプリングする状態を示すグラフ。 実施例２の効果を示す為、適応フィルタを同期式ＬＭＳアルゴリズムで動作させ、ＤＣレベルに関する補正を行なった場合に於ける、変位を表す信号の変動状況を示す線図。 従来から知られている、ラジアル荷重測定用のセンサを組み込んだ転がり軸受ユニットの断面図。 ノッチフィルタを使用して誤差成分を除去する経路を示す構成図。

符号の説明

１ 外輪
２ ハブ
３ 回転側フランジ
４ ハブ本体
５ ナット
６ 内輪
７ 外輪軌道
８ 内輪軌道
９ 転動体
１０ 取付孔
１１ 変位センサ
１２ センサリング
１３、１３ａ エンコーダ
１４、１４ａ カバー
１５、１５ａ 回転検出センサ
１６ 適応フィルタ
１７ 保持器

Claims (9)

1. 内周面に外輪軌道を有する外径側軌道輪部材と、外周面に内輪軌道を有する内径側軌道輪部材と、これら外輪軌道と内輪軌道との間に設けられた複数の転動体と、この内径側軌道輪部材と上記外径側軌道輪部材との相対変位を測定する変位センサと、この変位センサの検出信号に基づいてこれら内径側軌道輪部材と外径側軌道輪部材との間に加わる荷重を算出する演算器とを備えた転がり軸受ユニットの荷重測定装置に於いて、この演算器は、上記変位センサの検出信号の誤差成分を補正する為の適応フィルタを備えている事を特徴とする転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
2. 適応フィルタは、これら内径側軌道輪部材と外径側軌道輪部材とのうちで使用時に回転する軌道輪部材である回転輪の回転一次成分に基づく変位センサの検出信号の誤差成分を補正するものである、請求項１に記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
3. 適応フィルタは、各転動体の公転一次成分に基づく変位センサの検出信号の誤差成分を補正するものである、請求項１に記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
4. 転がり軸受ユニットが、外径側軌道輪部材と内径側軌道輪部材とのうちの一方の軌道輪部材を懸架装置に支持固定し、他方の軌道輪部材に車輪を支持固定する、車輪支持用転がり軸受ユニットである、請求項１〜３の何れかに記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
5. 適応フィルタが、最急降下法により作動するディジタルフィルタ或はアナログフィルタである、請求項１〜４の何れかに記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
6. 適応フィルタが、ＬＭＳアルゴリズムにより作動するディジタルフィルタ或はアナログフィルタである、請求項１〜４の何れかに記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
7. 適応フィルタが、同期式ＬＭＳアルゴリズムにより作動するディジタルフィルタ或はアナログフィルタである、請求項１〜４の何れかに記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
8. 内径側軌道輪部材と外径側軌道輪部材とのうちの一方の軌道輪部材で使用時に回転する軌道輪部材である回転輪の一部にこの回転輪と同心に支持されてこの回転輪と共に回転する、その被検出面の特性を円周方向に関して交互に且つ等間隔に変化させたエンコーダと、この被検出面にその検出面を対向させた状態で回転しない部分に支持された回転検出センサとを備え、適応フィルタの入力となる参照信号を、この回転検出センサの検出信号に基づいて生成する、請求項５〜７の何れかに記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。
9. 適応フィルタを、変位センサの検出信号を送る為の主信号経路に対して並列に配置すると共に、上記適応フィルタによって算出される上記変位センサの変動分となる誤差成分を、上記主信号経路の下流部で差し引く事により、この変位センサの検出信号の変動の影響を除去する、請求項１〜８の何れかに記載した転がり軸受ユニットの荷重測定装置。

Images