JP2005210353A - アレイアンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】全ての立体角にわたり所望のアンテナパターンを形成することの可能なアレイアンテナ装置を、構成簡易にして低コストで提供する。
【解決手段】各アンテナ素子１−１〜１−ｎごとに、当該アンテナ素子１−１〜１−ｎの受信インピーダンスを可変するためのインピーダンス可変回路１Ｚを設ける。インピーダンス可変回路１Ｚにはスイッチ回路のほか、ＰＩＮダイオードやバリキャップなどを用いることができる。インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値を、指向性制御部３ａにより適応的に可変する。そして、各アンテナ素子１−１〜１−ｎの素子信号からアダプティブビームを形成するための複素ウェイトを、インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値をも加味した状態でウェイト算出部３ｂにより算出する。これによりインピーダンス値と複素ウェイトとを到来波の到来方向に合わせて適応的に可変してアダプティブビームを形成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、複数のアンテナ素子を備えアンテナパターンを変化させることの可能なアレイアンテナ装置に関する。

アレイアンテナ装置は、複数のアンテナ素子を備え、各アンテナ素子からの素子信号に最適化された複素ウェイトを乗算して合成することにより、空間の各方向から到来する到来波に対して所望の受信利得を得る。同様に、各アンテナ素子への送信信号に複素ウェイトを乗算することにより、任意の送信方向に対して所望の送信利得を得る。このようにアレイアンテナ装置を用いれば、アンテナパターンを電子的に可変制御することができる。

ところで、既存のアレイアンテナ装置においては個々のアンテナ素子のアンテナパターンを可変することができない。全ての立体角に対して無指向性のアンテナを実現することは物理的に不可能であるので、各アンテナ素子は、全立体角に対しては指向性を持つ。すなわち各アンテナ素子はアンテナ利得を得難い方向を宿命的に持つため、如何にアレイアンテナ装置を用いようともアンテナ素子のパターン利得が低い方向は死角となり、その方向の受信利得を上げることは困難である。よってパターン利得が高い方向に比べると、パターン利得の低い方向からの到来波のＳＮＲ（Signal Noise Ratio）が小さくなるなどといった不具合を生じることは避け難い。すなわち既存のアレイアンテナ装置においては、所望のアンテナパターンを全ての立体角にわたって形成することが困難である。

特許文献１には、２次元に配列されたパッチアンテナをビーム成形回路に接続することにより２次元のビーム走査を可能とするアレイアンテナ装置が開示されている。しかしながら２次元アレイを用いると、アンテナ素子の数、装置コスト、占有体積、およびビーム成形回路の計算負荷などが増大するという困難を伴うことが知られている。またこの文献に記載のアレイアンテナ装置では、アンテナ素子を中心とする全立体角の半分の領域しかカバーすることができない。全ての立体角をカバーするためには全立体角に対して指向性を持たないアンテナ素子が必要となり、このようなアンテナ素子は物理的に実現不可能である。指向性を持つアレイアンテナを複数用いたとしても、上記と同様の困難を伴う。

特許文献２に開示されるアレイアンテナを受信専用とし、偏波の異なる２つのアレイアンテナをビーム成形回路に接続して到来波の偏波に応じて使用するアンテナを選択することで、アンテナパターンを形成できる立体角を拡大することが可能である。しかしながらこのような手法では偏波の異なるアレイアンテナを２つ用意しなければならない。よって上記と同様にアンテナ素子の数、コスト、占有体積、およびビーム成形回路の計算負荷などが増大するという不具合を生じる。
特開２００２−２６８０６号公報 特開２００２−６４３２１号公報

以上述べたように既存のアレイアンテナ装置には、アンテナ素子が単体で指向性を持つことから、ビーム走査により２次元平面全域または３次元空間全域をカバーしようとしても十分な性能を得ることができない。所望の性能を得るためにはアンテナ素子の数量、コスト、占有体積、ビーム成形回路の計算負荷などが増大するという困難を伴う。
本発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、全ての立体角にわたり所望のアンテナパターンを形成することの可能なアレイアンテナ装置を、構成簡易にして低コストで提供することにある。

上記目的を達成するために、本願発明の一態様によれば、アレイ状に配列される複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子のそれぞれの指向性を到来波の到来方向に応じて適応的に変化させる指向性可変手段と、前記複数のアンテナ素子の各素子信号に乗算すべき複素ウェイトを、前記複数のアンテナ素子の指向性と前記到来波の到来方向とに応じて適応的に算出する複素ウェイト算出手段と、前記算出手段により算出された複素ウェイトを前記素子信号にそれぞれ乗算してその結果を互いに合成して受信ビームを形成するビーム形成手段とを具備することを特徴とするアレイアンテナ装置が提供される。

このような手段を講じることにより、各アンテナ素子の指向性は、たとえばそのインピーダンスを可変することなどにより、到来波の到来方向に応じて適応的に可変される。これにより、アンテナ素子における受信方向の死角を無くすことが可能となる。すなわち、到来波がアンテナの指向性利得が小さい方向から到来した場合、たとえばアンテナに装荷される可変インピーダンス回路によりアンテナの指向性パターンが可変される。これにより、全ての立体角においてビーム成形回路の出力信号のＳＮＲを増大させることが可能となる。

本発明によれば、全ての立体角にわたり所望のアンテナパターンを形成することの可能なアレイアンテナ装置を、構成簡易にして低コストで提供することができる。

［第１の実施形態］
図１は、本発明に係わるアレイアンテナ装置の第１の実施形態を示すブロック図である。このアレイアンテナ装置は、アレイ状に配列されてアレイアンテナ開口を形成する複数のアンテナ素子１−１〜１−ｎと、ＢＦＮ（Beam Forming Network：ＢＦＮ）回路２および制御回路３を備える。このうちＢＦＮ回路２および制御回路３は、ビーム形成装置としてアンテナ素子１−１〜１−ｎと離間する場所に設けられることもある。

図１において、複数のアンテナ素子１−１〜１−ｎはそれぞれインピーダンス可変回路１Ｚをその内部に装荷する。ＢＦＮ回路２はビーム形成部２ａを備える。ビーム形成部２ａは、各アンテナ素子１−１〜１−ｎからの素子信号に複素ウェイトを乗算し、その結果それぞれ利得制御および位相制御された素子信号を互いに加算してアダプティブビームを形成する。各素子信号に乗算すべき複素ウェイトは制御回路３から与えられる。なおＢＦＮ回路２は、各アンテナ素子１−１〜１−ｎからの素子信号をアナログ／ディジタル変換するためのアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換回路なども含む。

制御回路３は、本発明に係わる新規の機能ブロックとして、指向性制御部３ａとウェイト算出部３ｂとを備える。指向性制御部３ａは、形成されたアダプティブビームにおける信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大とすべく、インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値を適応的に可変制御する。これにより各アンテナ素子１−１〜１−ｎの指向性パターンは到来波の到来方向に応じて可変され、高周波帯域において死角となる領域を消滅させることが可能になる。

ウェイト算出部３ｂは、指向性制御部３ａにより可変されるインピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値と、到来波の到来方向とに基づいて、ビーム形成部２ａに与えるべき複素ウェイトを適応的に算出する。すなわち本実施形態においては、アンテナ素子の素子インピーダンスがウェイト算出部３ｂに通知され、ウェイト算出部３ｂがそのデータをもとに複素ウェイトを算出する点が特徴的である。また、アンテナ素子の素子インピーダンスが可変制御されることにより、各アンテナ素子１−１〜１−ｎの指向性パターンが固定的でない点も特徴的である。

図２は、図１のインピーダンス可変回路１Ｚの一実施形態を示す模式図である。図２において、各アンテナ素子１−１〜１−ｎはそれぞれ直線状素子により形成されるモノポールアンテナまたはダイポールアンテナである。各アンテナ素子１−１〜１−ｎの素子信号はそれぞれ高周波受信回路（ＲＦ）１０およびＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）２０を介してＢＦＮ回路２に入力される。インピーダンス可変回路１Ｚは、給電部３０とスイッチ回路ＳＷとを組み合わせて構成される。図２の構成においては、スイッチ回路ＳＷを開閉することにより２通りの素子インピーダンスを得ることができる。

図３は、インピーダンス可変回路１Ｚにより形成される２通りの指向性パターンを示す模式図である。図３（ａ）はスイッチ回路ＳＷが開かれた状態を示し、この状態ではエレベーション方向に対して単調な指向性パターンが得られる。これに対し、スイッチ回路ＳＷが閉じられると受信波長に対する直線素子の長さが変化し、図３（ｂ）に示されるように上下方向にそれぞれピークを持つ指向性パターンが形成される。

このように、スイッチ回路ＳＷの開閉制御により各アンテナ素子１−１〜１−ｎのインピーダンスを変化させることができ、これに伴い指向性パターンも変化する。スイッチ回路ＳＷは図１の指向性制御部３ａにより開または閉のいずれかの状態に制御され、各状態におけるインピーダンス値は予め内部メモリなどに記憶される。スイッチ回路ＳＷの状態に対応するインピーダンス値がウェイト算出部３ｂに与えられる。次に、上記構成における動作を説明する。

図４は、ある時刻ｔ１において、２次元の各方向から到来する到来波に対するアダプティブビームの利得を模式的に示す等高線図である。図４の縦軸はエレベーション方向θを示し、横軸はアジマス方向φを示す。なお図４においては、全立体角に対して無指向性のアンテナを仮定し、このアンテナを１本だけ用いた場合に得られるＢＦＮ回路２の出力信号強度を示す。また０ｄＢｉを基準として規格化した出力信号強度を示し、以下ではこの値を出力信号の利得と表記する。図４において点Ｓは到来波の方向を示し、点Ｐは利得が最大となる方向を示す。

図５は、図４の状態から、複数のアンテナ素子１−１〜１−ｎの素子インピーダンス値を固定してＢＦＮ回路２の複素ウェイトのみを更新した場合に得られる出力信号の利得を模式的に示す等高線図である。図５の状態は、図４における時刻ｔ１よりも後の時刻ｔ２において生じるとする。図５において、破線が図４（時刻ｔ１）の状態に対応する。この状態から複素ウェイトを更新することにより、グラフは左方向に移動する（実線）。すなわちアンテナ素子１−１〜１−ｎの指向性を無視し、指向性利得の減少無しにアレイアンテナ装置全体の利得を増大させることのできるビーム走査方向がφ方向であると仮定すると、複素ウェイトの更新によりアダプティブビームはφ方向に走査される。これにより、ＢＦＮ回路２の複素ウェイトの可変範囲に対応するビーム走査範囲で、到来波の方向に最大の指向性利得が得られる。

図６は、図４の状態から、ＢＦＮ回路２の複素ウェイトを固定し、インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値のみを更新した場合に得られる出力信号の利得を模式的に示す等高線図である。図６の状態は、図４における時刻ｔ１よりも後の時刻ｔ３において生じるとする。破線が図４（時刻ｔ１）の状態に対応する。この状態からインピーダンス値を更新することにより、グラフは下方向に移動する（実線）。すなわちアンテナ素子１−１〜１−ｎの指向性を無視すると、インピーダンス値の更新によりアダプティブビームはφ方向に走査される。これにより、インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値に対応したビーム走査範囲で到来波の方向に最大の指向性利得が得られる。

図７は、図４の状態から複素ウェイトと素子インピーダンス値との双方を更新した場合に得られる出力信号の利得を模式的に示す等高線図である。図７の状態は、図４における時刻ｔ１よりも後の時刻ｔ４において生じるとする。破線が図４（時刻ｔ１）の状態に対応する。この状態から複素ウェイトと素子インピーダンス値との双方を更新することにより、ＢＦＮ回路２およびインピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値に対応するビーム走査可能な範囲で、到来波方向に最大の出力信号の利得が得られる。

なお図４〜図７においては、複素ウェイトの更新に対応してφ方向に、インピーダンス値の更新に対応してθ方向にアダプティブビームが走査されると仮定した。これにより、複素ウェイトおよびインピーダンス値の双方を更新することにより全ての立体角に対するビーム走査が可能となる。但し、複素ウェイトとインピーダンス値とをいずれかのビーム走査方向に厳密に対応させる必要は無い。例えばＢＦＮ回路２によるビーム走査が完了した状態でインピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値が最適値となるように、すなわちアレイアンテナの最大利得方向が到来波方向と一致するようにアンテナ素子１−１〜１−ｎを設計すると良い。

図８は、比較のため既存のアレイアンテナ装置の第１の構成を示すブロック図である。このアレイアンテナ装置は複数のアンテナ素子１′−１〜１′−ｎを備えるが、アンテナ素子１′−１〜１′−ｎはインピーダンス可変回路１Ｚを装荷しない。従って各アンテナ素子１′−１〜１′−ｎごとの指向性パターンを制御することはできない。このような構成においては、各アンテナ素子１′−１〜１′−ｎの指向性パターンが互いに同じであれば、ＢＦＮ回路２の出力信号のＳＮＲはアンテナ単体で得られるＳＮＲにアンテナ素子の数を乗算した値に比例する。

しかしながら各アンテナ素子１′−１〜１′−ｎの指向性パターンには死角となる領域が有り、この領域から到来する到来波の利得は、利得最大方向に比べて著しく低下するという不具合が有る。これを防止するため指向性パターンをアンテナ素子１′−１〜１′−ｎごとに異ならせた場合においても、全立体角に対してはいずれかのアンテナ素子の利得が必ず低下するために、やはりＢＦＮ回路２の出力信号のＳＮＲは所望の性能を下回ることになる。

これに対し本実施形態では、各アンテナ素子１−１〜１−ｎごとに、当該アンテナ素子１−１〜１−ｎの受信インピーダンスを可変するためのインピーダンス可変回路１Ｚを設ける。インピーダンス可変回路１Ｚにはスイッチ回路のほか、ＰＩＮダイオードやバリキャップなどを用いることができる。インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値を、指向性制御部３ａにより適応的に可変する。そして、各アンテナ素子１−１〜１−ｎの素子信号からアダプティブビームを形成するための複素ウェイトを、インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値をも加味した状態でウェイト算出部３ｂにより算出する。これによりインピーダンス値と複素ウェイトとを到来波の到来方向に合わせて適応的に可変してアダプティブビームを形成する。

このように、各アンテナ素子１−１〜１−ｎの素子インピーダンスを可変することにより各アンテナ素子１−１〜１−ｎの指向性パターンをそれぞれ個別に可変することができる。これにより、無線周波数信号の受信にあたり死角となる領域を無くすことが可能となる。すなわち、インピーダンス可変回路１Ｚと合わせた適応制御により、ＢＦＮ回路２だけでは走査することのできない空間領域をも走査することが可能となる。

各アンテナ素子１−１〜１−ｎの指向性パターンが固定的であれば、ＢＦＮ回路２により如何にビームを走査したとしても、アンテナ素子が単体で利得を得られない方向から到来する到来波に対しては所望の受信利得を得ることができない。これに対して本実施形態では、各アンテナ素子１−１〜１−ｎがインピーダンス可変回路１Ｚを内部に装荷することによりアンテナ単体のアンテナパターンを可変することができるので、ＢＦＮ回路２を単独で用いる場合に比べて大きな受信電力を得ることが可能である。

特に、リニアアレイにおいては各アンテナ素子１−１〜１−ｎの指向性を可変してアレイ軸に対称な方向にビームを切り換えることにより、利得を最大で３ｄＢ上げることができる。ＢＦＮ回路２が指向性制御可能な平面内に所望波がない場合、各アンテナ素子１−１〜１−ｎにおける該平面に垂直な方向の指向性を制御することにより、利得を向上させることができる。

さらに、全ての立体角をカバーすることを目的として異なる指向性を持つアンテナ素子を組み合わせる必要が無い。このことから本実施形態によれば、アンテナ素子の数を必要最小限に抑えることが可能になる。従って構成の簡易化および低コスト化に寄与できる。さらには、アンテナ素子に付随するＲＦ回路１０およびＡ／Ｄ変換器２０の数も少なくでき、このことと相俟ってアレイアンテナ装置の構成の簡易化および低コスト化にさらに寄与することが可能となる。さらには、計算時間の短縮や消費電力の低減などの効果も得られる。これらのことから、全ての立体角に対して所望の受信利得すなわちアンテナパターンを形成することの可能なアレイアンテナ装置を、構成簡易にして低コストで提供することが可能となる。

［第２の実施形態］
図９は、本発明に係わるアレイアンテナ装置の第２の実施形態を示すブロック図である。なお図９において図１と共通する部分には同じ符号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

図９のアレイアンテナ装置は、可変リアクタンス素子４を装荷する複数のダイポールアンテナ１ａ−１〜１ａ−ｎを備える。ダイポールアンテナ１ａ−１〜１ａ−ｎは、いずれも図１と同様にＢＦＮ回路２および制御回路３に接続される。ダイポールアンテナ１ａ−１〜１ａ−ｎは直線上に配列される２つの直線状導体と、これらの直線状導体の一方端からアンテナ電力を各直線状導体に給電する給電部３０とを備える。２つの直線状導体には、それぞれ可変リアクタンス素子４が装荷される。各ダイポールアンテナ１ａ−１〜１ａ−ｎは互いに平行に配置され、かつ給電部３０は共通の平面内に配置される。次に上記構成における動作を説明する。基本的な動作は第１の実施形態と同様である。

図９において、ダイポールアンテナ１ａ−１〜１ａ−ｎの指向性パターンは、いずれも直線状導体に垂直な平面内に無指向性である。よってＢＦＮ回路２の複素ウェイトを適応的に算出することにより、該平面内からの到来波に対しては最大の受信利得を得ることができる。さらに、到来波の到来する方向が該平面から傾いている場合は、可変リアクタンス素子４のリアクタンス値を適応的に切り換えるようにする。リアクタンス値を変化させることは、アンテナ素子の素子インピーダンスを変化させることに相当する。このような処理により複数のダイポールアンテナ１ａ−１〜１ａ−ｎの指向性パターンを個別に制御でき、アダプティブビームを到来波の到来方向に指向させることが可能になる。

図１０は、比較のため既存のアレイアンテナ装置の第２の構成を示すブロック図である。図１０において、２次元に配列されるパッチアンテナ１′−１〜１′−ｎはいずれもＢＦＮ回路２に接続される。ＢＦＮ回路２は適応的に算出した複素ウェイトをパッチアンテナ１′−１〜１′−ｎからの素子信号に乗算したのち合成する。このような構成により２次元のビーム走査が可能となる。

しかしながら複数のパッチアンテナ１′−１〜１′−ｎにより２次元アレイを構成すると、アンテナ素子の数、コスト、占有体積、およびＢＦＮ回路２の計算負荷などが増大することになる。さらに図１０の構成ではパッチアンテナ１′−１〜１′−ｎを中心とする全立体角の半分の領域をしかカバーすることができない。全ての立体角をカバーするためには指向性を持たないアンテナ素子を必要とし、このようなアンテナは物理的に実現不可能であることから、結果的に、走査することのできない死角領域が残存することになる。

これに対し本実施形態では、２次元平面内で無指向性のダイポールアンテナ、または地板上のモノポールアンテナをアンテナ素子とする。そして、各アンテナ素子の直線状導体を互いに平行に配列し、かつ給電部３０を同一の平面内に配置する。これにより複素ウェイト乗算によるビーム走査を給電部の平面内で自在に実施することができる。さらに、給電部から延伸される直線状導体の途中に可変リアクタンス素子４を装荷することにより各アンテナ素子のアンテナパターンを可変することができ、これにより上記平面に直行する角度方向のビーム走査を行うことが可能となる。従って第１の実施形態と同様に、全ての立体角に対するビーム走査が可能なアレイアンテナ装置を提供することが可能となる。

［第３の実施形態］
図１１は、本発明に係わるアレイアンテナ装置の第３の実施形態を示すブロック図である。なお図１１において図１および図９と共通する部分には同じ符号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ説明する。

図１１のアレイアンテナ装置は、それぞれ可変リアクタンス素子４を装荷する複数のループアンテナ１ｂ−１〜１ｂ−ｎを備える。各ループアンテナ１ｂ−１〜１ｂ−ｎはいずれもＢＦＮ回路２に接続される。可変リアクタンス素子４のリアクタンス値、およびＢＦＮ回路２内で使用される複素ウェイトは制御回路３により制御される。各ループアンテナ１ｂ−１〜１ｂ−ｎはいずれも円形導体であり、その給電部３０は、円の中心に対して可変リアクタンス素子４と対称となる位置に形成される。各ループアンテナ１ｂ−１〜１ｂ−ｎは互いに平行に配置される。

上記構成においては第１および第２の実施形態と同様の処理により、ＢＦＮ回路２だけでは走査不可能な範囲にもビーム走査範囲を拡大することが可能になる。しかも本実施形態においては、可変リアクタンス素子４のリアクタンス値を可変制御することにより、複数のループアンテナ１ｂ−１〜１ｂ−ｎの円形導体上の電流分布のピーク位置を自在にずらすことができる。これにより、円形導体を含む平面内の全ての偏波の電波を受信することが可能となる。

図１２は、比較のため既存のアレイアンテナ装置の第３の構成を示すブロック図である。図１２のアレイアンテナ装置は、偏波の異なる２つのアレイアンテナ部Ａｖ，ＡｈをＢＦＮ回路２に接続した構成を持つ。各アレイアンテナ部Ａｖ，Ａｈはいずれもアレイ状に配列される垂直偏波用素子１ｖ−１〜１ｖ−ｎ、水平偏波用素子１ｈ−１〜１ｈ−ｎをそれぞれ備える。このような構成において、到来波の偏波に応じていずれかのアンテナ部を選択することにより全ての立体角からの到来波を受信することが可能となる。しかしながら少なくとも偏波が２通りに異なるアレイアンテナを具備しなければならないため、アンテナ素子の数、コスト、占有体積、およびＢＦＮ回路２の計算負荷などが増大するという困難を伴う。またいずれか一方の偏波の無線信号を受信する場合には、他方の偏波のアンテナ部が構造上無駄になるという不具合も生じる。

これに対し本実施形態では、ループアンテナ１ｂ−１〜１ｂ−ｎに可変リアクタンス素子４を装荷することにより、ループアンテナ１ｂ−１〜１ｂ−ｎの受信偏波を個別に制御することができる。これとＢＦＮ回路２による複素ウェイト算出処理とを組み合わせることにより、全ての立体角および到来波の全ての偏波に応じて所望の利得を得ることが可能になる。すなわち、ＢＦＮ回路２単独では偏波が異なるために受信することができない方向から到来する到来波をも、可変リアクタンス素子４のリアクタンス値を制御することにより受信することが可能になる。

［第４の実施形態］
第４の実施形態においては、図１のアレイアンテナ装置を代表として、アダプティブビーム形成に係わる処理の高速化を促すことのできる手法につき説明する。なお本実施形態において開示する手法は、図９、図１１のいずれのアレイアンテナ装置に対しても適用可能である。

図１において、制御回路３は、ＢＦＮ回路２の出力信号のＳＮＲを最大とすべく、アンテナ素子１−１〜１−ｎ内に装荷されたインピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値と、ＢＦＮ回路２により算出されるアンテナ素子１−１〜１−ｎごとの複素ウェイトとを要素として配列した（Ｎ＋１）次元複素ベクトルを最適化する。Ｎはアンテナ素子数である。この複素ベクトルは、次式（１）により表される。
複素ベクトル ＝ （ｗ１，ｗ２，…，ｗｎ，Ｚ） … （１）
ベクトルの要素ｗ１，ｗ２，…，ｗｎは、ＢＦＮ回路２により算出されるアンテナ素子１−１〜１−ｎごとの複素ウェイトを示す。要素Ｚはインピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値を示す。

図１のウェイト算出部３ｂは、式（１）の複素ベクトルを既存のアダプティブアレイアンテナのアルゴリズムにより最適化する。この種のアルゴリズムには、例えばＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）アルゴリズムなどの、既に良く知られているアルゴリズムを用いることができる。

図１３は、ある時刻ｔ１において、３次元の各方向から到来する到来波に対するアダプティブビームの利得を模式的に示す等高線図である。図１３においても図４と同様に、全立体角に対して無指向性のアンテナを仮定し、このアンテナを１本だけ用いた場合に得られるＢＦＮ回路２の出力信号強度を示す。出力信号の利得は図４と同様に定義される。点Ｓは到来波の方向を示し、点Ｐは利得が最大となる方向を示す。

図１３において、複素ウェイト更新によるビーム走査方向をφ方向、インピーダンス値更新によるビーム走査方向をθ方向と仮定する。上記複素ベクトルを直接最適化する計算を実施することにより、図中の点Ｐから点Ｓに至る矢印（実線）に示されるように、ＢＦＮ回路２の出力信号のＳＮＲを最急勾配で増大させることが可能となる。すなわち全ての立体角にわたり、出力信号の利得のピーク方向Ｐを到来波の方向に最速で移動させることが可能となる。この場合、複素ウェイトとインピーダンス値とが同時に更新される。

図１４は、図１３の点線で示される開始状態（時刻ｔ１とする）から複素ウェイトおよびインピーダンス値を個別に制御した場合の、３次元の各方向から到来する到来波に対するアダプティブビームの利得を模式的に示す等高線図である。図１４においては、複素ウェイトの更新期間（期間Ｂ）にはインピーダンス値を一定に保ち、インピーダンス値の更新期間（期間Ａ）には複素ウェイトを更新しないようにする手法が示される。その差異、期間Ａ，Ｂともになるべく短時間で完了させることが好ましい。これは、インピーダンス値の更新によりアンテナ素子単体の指向性が大幅に変化するとＢＦＮ回路２の入力信号も大幅に変化するため、複素ウェイトの計算に時間がかかることを避けるためである。このような制御手法によりインピーダンス値を含む（Ｎ＋１）次元の複素ベクトルの計算を高速に収束させることが可能になる。

なお図１４においても図４〜図７と同様に、複素ウェイト更新によるビーム走査方向をφ方向とし、インピーダンス値更新によるビーム走査方向をθ方向と仮定したが、このような組み合わせに限定されるものではない。

図１５は、比較のため既存のアレイアンテナ装置の第４の構成を示すブロック図である。このアレイアンテナ装置は、インピーダンス可変回路１Ｚを装荷する複数のアンテナを、ＢＦＮ回路２に接続するのみの構成を持つ。インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値は制御回路３′により、例えば受信信号のＲＳＳＩ値を増大させるべく制御される。

図１５において、制御回路３′によるインピーダンス値の可変制御と、制御回路３による複素ウェイトの算出処理とは、互いに全く独立して実施される。よってＢＦＮ回路２は、各アンテナ素子１−１〜１−ｎの素子信号の変化に追従して、複素ウェイトを逐次計算しなければならない。このため入力信号が変化すると複素ウェイトを再計算する必要が有り、このことが処理時間の長期化を招いている。

これに対し本実施形態では、複素ウェイトを要素とするＮ次元複素ウェイトベクトルと、インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値Ｚとを統合した（Ｎ＋１）次元の複素ベクトルを導入する。これは、指向性制御部３ａとウェイト算出部３ｂとが情報を授受可能であることが条件であり、例えば図１の機能ブロック図に示されるような構成により初めて可能になる。そして、（Ｎ＋１）次元複素ベクトルを最適化演算することにより、既存のアレイアンテナ装置に比べてビーム制御を高速化することが可能になる。

この効果は、２次元平面アレイアンテナを用いる場合には特に顕著になる。すなわち２次元平面アレイアンテナを用いる場合にはＮ×Ｎ次元の複素ベクトルを取り扱う必要が生じる。これに対して本実施形態では複素ベクトルの次元数を格段に小さくできることから、制御回路３における演算時間および処理負荷を飛躍的に短縮することが可能となる。しかも、アンテナ素子数Ｎの増加に伴い、この効果はますます大きくなる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。例えば、第４の実施形態ではアンテナ素子１−１〜１−ｎごとにインピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値を一定値Ｚとした。これに限らず、アンテナ素子１−１〜１−ｎごとにインピーダンス値を異ならせても良い。この場合、最適化すべき複素ベクトルはＮ＋Ｎ＝２Ｎ次元となる。次式にこの場合の２Ｎ次元複素ベクトルを示す。
複素ベクトル ＝ （ｗ１，ｗ２，…，ｗｎ，Ｚ１，Ｚ２，…，Ｚｎ） … （２）
式（２）の複素ベクトルは、アンテナ素子間の相互結合を考慮する必要がある場合に特に有効である。式（２）において、Ｚ１，Ｚ２，…，Ｚｎが各アンテナ素子１−１〜１−ｎごとのインピーダンス可変回路１Ｚのそれぞれのインピーダンス値を示す。

また上記実施形態では受信ビームを最適化する場合を例に採り説明したが、送信ビームを最適化するためにも本発明は適用できる。さらに、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明によれば、いわゆるＤＢＦ（Digital Beam Forming）方式によっては完全には走査できない空間領域をも走査することができるようになる。よって無線通信における通信品質を大幅に改善することができ、例えば無線ＬＡＮ（Local Area Network）などへの実用化が期待できる。また本発明によれば、互いに受信特性の良くない領域をＤＢＦとチューナブルアンテナとが補完し合うという効果を得ることができ、移動通信端末やその基地局装置など様々な技術領域への応用が可能である。

本発明に係わるアレイアンテナ装置の第１の実施形態を示すブロック図。 図１のインピーダンス可変回路１Ｚの一実施形態を示す模式図。 図２のインピーダンス可変回路１Ｚにより形成される２通りの指向性パターンを示す模式図。 ある時刻ｔ１において、２次元の各方向から到来する到来波に対するアダプティブビームの利得を模式的に示す等高線図。 図４の状態から複数のアンテナ素子１−１〜１−ｎの素子インピーダンス値を固定してＢＦＮ回路２の複素ウェイトのみを更新した場合に得られる出力信号の利得を模式的に示す等高線図。 図４の状態からＢＦＮ回路２の複素ウェイトを固定し、インピーダンス可変回路１Ｚのインピーダンス値のみを更新した場合に得られる出力信号の利得を模式的に示す等高線図。 図４の状態から複素ウェイトと素子インピーダンス値との双方を更新した場合に得られる出力信号の利得を模式的に示す等高線図。 比較のため既存のアレイアンテナ装置の第１の構成を示すブロック図。 本発明に係わるアレイアンテナ装置の第２の実施形態を示すブロック図。 比較のため既存のアレイアンテナ装置の第２の構成を示すブロック図。 本発明に係わるアレイアンテナ装置の第３の実施形態を示すブロック図。 比較のため既存のアレイアンテナ装置の第３の構成を示すブロック図。 ある時刻ｔ１において、３次元の各方向から到来する到来波に対するアダプティブビームの利得を模式的に示す等高線図。 図１３の開始状態から複素ウェイトおよびインピーダンス値を個別に制御した場合の、３次元の各方向から到来する到来波に対するアダプティブビームの利得を模式的に示す等高線図。 比較のため既存のアレイアンテナ装置の第４の構成を示すブロック図。

符号の説明

ＳＷ…スイッチ回路、Ａｖ，Ａｈ…アレイアンテナ部、１−１〜１−ｎ…アンテナ素子、１Ｚ…インピーダンス可変回路、１ａ−１〜１ａ−ｎ…ダイポールアンテナ、１′−１〜１′−ｎ…パッチアンテナ、１ｂ−１〜１ｂ−ｎ…ループアンテナ、１ｖ…垂直偏波用素子、１ｈ…水平偏波用素子、２…ＢＦＮ回路、２ａ…ビーム形成部、３…制御回路、３ａ…指向性制御部、３ｂ…ウェイト算出部、４…可変リアクタンス素子、１０…高周波受信回路、２０…アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器、３０…給電部

Claims (9)

1. アレイ状に配列される複数のアンテナ素子と、
   前記複数のアンテナ素子のそれぞれの指向性を到来波の到来方向に応じて適応的に変化させる指向性可変手段と、
   前記複数のアンテナ素子の各素子信号に乗算すべき複素ウェイトを、前記複数のアンテナ素子の指向性と前記到来波の到来方向とに応じて適応的に算出する複素ウェイト算出手段と、
   前記算出手段により算出された複素ウェイトを前記素子信号にそれぞれ乗算してその結果を互いに合成して受信ビームを形成するビーム形成手段とを具備することを特徴とするアレイアンテナ装置。
2. 前記指向性可変手段は、前記複数のアンテナ素子のインピーダンスをそれぞれ変化させて前記指向性を変化させるインピーダンス可変手段を備え、
   前記複素ウェイト算出手段は、前記インピーダンスと前記到来方向とに応じて前記複素ウェイトを算出することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ装置。
3. 前記インピーダンス可変手段は、
   前記複数のアンテナ素子のそれぞれに個別に接続される複数の可変リアクタンス素子と、
   前記複数の可変リアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれ制御して前記複数のアンテナ素子のインピーダンスを個別に切り換える制御手段とを備えることを特徴とする請求項２に記載のアレイアンテナ装置。
4. 前記複数のアンテナ素子がそれぞれ給電部を備えるループアンテナである場合に、
   前記複数の可変リアクタンス素子は、前記給電部から前記ループアンテナの中心に対して対象となる位置に形成されることを特徴とする請求項３に記載のアレイアンテナ装置。
5. 前記複数のアンテナ素子は、共通の平面内に配列される給電部を備えて互いに平行に配列される直線素子アンテナであり、
   前記インピーダンス可変手段は、
   前記直線素子アンテナの素子長の途中に接続される複数の開閉器と、
   前記複数の開閉器をそれぞれ開閉して前記直線素子アンテナの素子長を個別に切り換える開閉制御手段とを備えることを特徴とする請求項２に記載のアレイアンテナ装置。
6. 前記指向性可変手段は、前記複数のアンテナ素子の受信偏波をそれぞれ変化させて前記指向性を変化させる偏波可変手段を備え、
   前記複素ウェイト算出手段は、前記受信偏波と前記到来方向とに応じて前記複素ウェイトを算出することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ装置。
7. 前記指向性可変手段は、前記到来波の到来方向に応じて前記受信ビームにおけるＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を最大とすべく前記複数のアンテナ素子のそれぞれの指向性を変化させ、
   前記複素ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子の指向性と前記到来波の到来方向とに応じて前記受信ビームにおけるＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を最大とすべく前記複素ウェイトを算出することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ装置。
8. 前記指向性可変手段は、前記到来波の到来方向に応じて当該到来波の受信電界強度を最大とすべく前記複数のアンテナ素子のそれぞれの指向性を変化させ、
   前記複素ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子の指向性と前記到来波の到来方向とに応じて前記受信電界強度を最大とすべく前記複素ウェイトを算出することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ装置。
9. それぞれ可変インピーダンス素子を有する複数のアンテナ素子と、
   到来波の到来方向に応じて前記可変インピーダンス素子のインピーダンスを制御して指向性を制御する指向性制御手段と、
   前記複数のアンテナ素子の各素子信号に乗算すべき複素ウェイトを、前記複数のアンテナ素子の指向性と前記到来波の到来方向とに応じて適応的に算出する複素ウェイト算出手段と、
   前記算出手段により算出された複素ウェイトを前記素子信号にそれぞれ乗算してその結果を互いに合成して受信ビームを形成するビーム形成手段とを具備することを特徴とするアレイアンテナ装置。

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