JP2005180941A - 角度検出センサ - Google Patents

Abstract

【課題】 チップ基板をラフに実装した場合でも回転角度の検出を高精度に行える位相補償機能を備えた角度検出センサを提供する。
【解決手段】 第１の関数演算手段１４は、センサ部１側から出力されたＳＩＮ信号とＣＯＳ信号から被測定物の補正前の回転角度φを算出する。このとき前記補償前の回転角度φと被測定物の入力角度θとの間に誤差（補償前の位相ずれ）がある場合、位相補償手段１５が前記誤差を三角関数で近似し角度ごとに位相補償値δを算出して前記補償前の回転角度φから前記位相補償値δを除去することにより、チップ基板がラフに実装され前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間に位相誤差αが生じている場合でも被測定物の回転角度を高精度に検出することが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＧＭＲ素子に代表される磁気抵抗効果素子を用いた角度検出センサに係わり、特に磁気抵抗効果素子から出力される信号間に位相誤差が生じている場合にも検出される回転角度の検出精度を高めることを可能とした位相補償機能を備えた角度検出センサに関する。

自動車のステアリングホイールなど回転角度の検出は、ステアリングシャフトなどの回転部材に同期して回転するホイールなどを有する角度検出センサを用いて行われる。前記角度検出センサのセンサ部には磁気を感知して出力信号を出力する磁気抵抗効果素子が採用されており、このような磁気抵抗効果素子を用いた角度検出センサの先行技術文献としては、例えば以下の特許文献１、２、３および４などが存在している。

図１２は角度検出センサ１００の構成を示す平面図であり、角度検出センサ１００は前記回転中心Ｏに対して回転するホイール１０２とその内部にパッケージ１０１とが設けられている。

前記パッケージ１０１内には前記回転中心Ｏに対して対称の位置（回転中心Ｏの回りに互いに９０度ずれた位置）に４つのチップ基板（ウェハ）Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４がそれぞれ設けられている。一つのチップ基板には、交換バイアス層（反強磁性体層）と、固定層（ピン止め層）と、非磁性層と、自由層（フリー磁性層）とが積層された構造を基本とする磁気抵抗効果素子としてのＧＭＲ素子（個別にＧ１ないしＧ８で示す）が２ヶづつ設けられている。

すなわち、前記チップ基板Ｋ１にはＧＭＲ素子Ｇ１とＧ２が設けられ、チップ基板Ｋ２にはＧＭＲ素子Ｇ３とＧ４が設けられ、チップ基板Ｋ３にはＧＭＲ素子Ｇ５とＧ６が設けられ、チップ基板Ｋ４にはＧＭＲ素子Ｇ７とＧ８が設けられている。各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に搭載された各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８は、ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４とが直列接続され且つＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２とが直列接続された状態で両者が並列に接続されて第１のブリッジ回路が構成されている。同様にＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８とが直列接続され且つＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６とが直列接続された状態で両者が並列に接続されて第２のブリッジ回路が構成されている（図１参照）。

前記磁石Ｍ１，Ｍ２は前記ホイール１０２の内面に固着されている。一方の磁石Ｍ１はＮ極が回転中心Ｏに向けられ且つ他方の磁石Ｍ２はＳ極が回転中心Ｏに向けられた状態で固着されており、前記磁石Ｍ１と磁石Ｍ２の間には一定の外部磁界Ｈが発生している。

被測定物である回転部材が回転して前記ホイール１０２が回転させられると、前記磁石Ｍ１，Ｍ２がパッケージ１０１の回りを周回する。このとき、前記外部磁界Ｈに応じて各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の自由層の磁化の向きが変化させられる。これにより前記各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の抵抗値が、前記自由層の磁化の向きと前記固定層の磁化の向きとのなす角に応じて変化するため、前記第１のブリッジ回路から＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号が出力され、同時に前記第２のブリッジ回路からは第１のブリッジ回路の±ｓｉｎ信号から位相が９０度ずれた＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号が出力される。

制御部は、前記＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号とを差動増幅してＳＩＮ信号（正弦波信号）を生成し、且つ前記＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号とを差動増幅してＣＯＳ信号（余弦波信号）を生成する。次に、前記制御部は前記ＳＩＮ信号（正弦波信号）とＣＯＳ信号（余弦波信号）とから正接値（ｔａｎ）を計算し、さらに逆正接値（ａｒｃｔａｎ）を求めることにより、前記回転部材の回転角度を検出することが可能となっている。
特開２００２−３０３５３６号公報 特開２０００−３５４７０号公報 特開２００３−１０６８６６号公報 特開２００３−６６１２７号公報

前記角度検出センサ１００では、回転部材の回転角を高精度に検出するためには、前記正弦波信号と余弦波信号との間の位相差９０度を高精度に保つことが必要である。そして、そのためには同一のチップ基板に設けられた２ヶのＧＭＲ素子の前記固定層の磁化方向（磁化の向き）ｅは同一方向で製造されるものであるから、例えばチップ基板Ｋ１の磁化方向ｅを＋Ｙ方向とすると、チップ基板Ｋ２の磁化方向ｅは−Ｙ方向、チップ基板Ｋ３の磁化方向ｅは＋Ｘ方向、チップ基板Ｋ４の磁化方向ｅは−Ｘ方向、というように隣り合うチップ基板間で前記磁化方向ｅが互いに高い精度で９０度ずれるように実装する必要がある。

しかし、ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の固定層の磁化方向ｅは目視によって確認することが不可能であるため、前記磁化方向ｅが正確に９０度ずれるように各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４をパッケージ上に実装することは困難である。

例えば、１つのチップ基板Ｋ１を基準とした場合において、図１２において矢印で示すようにチップ基板Ｋ２とチップ基板Ｋ３とが正規の位置から同一方向にそれぞれ１．５度傾き、チップ基板Ｋ４が正規の位置から逆方向に１．５度傾いている場合には、前記正弦波信号と余弦波信号との間の位相差が９０±２．２５度となることが確認されており、このような場合には前記回転部材の回転角を高精度に検出できなくなるという問題があった。

また各チップ基板が高い精度で切り出されており、且つＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の磁化方向ｅがチップ基板の一辺に対して高い精度で平行に形成されている場合には、例えば画像認識装置などの実装角度を補正する装置を駆使してパッケージ上にチップ基板どうしを９０度に実装することにより前記磁化方向ｅを正確に９０度ずらすことが可能であるが、この場合には前記チップ基板の製造コストが高騰しやすく、また実装時の組立て工手が複雑になって組立て時間や組立てコストが増大するという問題がある。

本発明は上記従来の課題を解決するためのものであり、前記正弦波信号と余弦波信号との間の位相差が９０度からずれた場合であっても、すなわちチップ基板を高精度に実装配置しなくとも回転角度を高精度に検出することが可能な位相補償機能を備えた角度検出センサを提供することを目的としている。

本発明の角度検出センサは、被測定物の回転に応じて回転磁界を発生するとともに前記回転磁界を感知して回転の入力角度に応じた出力信号を出力するセンサ部と、前記出力信号から前記被測定物の回転角度を算出する信号処理部と、を備えた角度検出センサにおいて、
前記信号処理部には、少なくとも前記出力信号からＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とを生成する信号変換手段と、前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とから前記被測定物の補償前における回転角度を算出する第１の関数演算手段と、前記補償前の回転角度と前記入力角度との差である補償前の位相ずれを近似する位相補償値を算出し且つ前記補償前の回転角度から前記位相補償値を除去することにより前記被測定物の回転角度を算出する位相補償手段と、が設けられていることを特徴とするものである。

本発明では、補償前の回転角度に含まれる位相ずれが周期関数であって近似三角関数を用いて擬似的に生成することが可能であることに着目し、演算により位相ずれを含む補償前の回転角度から前記補償前の位相ずれ分を前記擬似的に生成した位相補償値として差し引くことにより、回転角度の検出精度を高めている。前記位相補償値は、演算により算出することができるため、補償用のデータを個々の角度ごとに取得し、取得後のデータをメモリ手段に記憶させるといった面倒な工程が不要となる。

例えば、前記位相補償手段は、少なくとも前記補償前の位相ずれを三角関数で近似することにより位相補償値を生成する第２の関数演算手段と、前記補償前の回転角度から前記位相補償値を減算する減算手段とを有しているものとして構成することができる。

また前記第１の関数演算手段は、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号から正接値を算出するＴＡＮ処理を有するとともに、前記正接値から逆正接値を算出するＡＴＡＮ処理を行うことにより補償前出力角度を算出するもので構成することができる。

上記において、前記被測定物の回転角度として入力される入力角度をθ、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間に生じる位相誤差をα、前記補償前の回転角度をφ_α、角度ごとの位相補償値をδとしたときに、前記位相補償値δが以下の数２で近似されるものである。

また前記第１の関数演算手段と第２の関数手段とが、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた数値計算ソフトウェアを搭載した一つの関数演算器で構成されているものである。

また前記センサ部には、複数のＧＭＲ素子がチップ基板に設けられており、前記ＧＭＲ素子によりブリッジ回路が形成されているものである。

さらに前記センサ部が、前記被測定物とともに回転して前記複数のＧＭＲ素子の周囲を周回するホイールと、このホイールに固定された磁石とを有しているものとして構成できる。

本発明の角度検出センサでは、ＧＭＲ素子を有するチップ基板をある程度ラフに実装し、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間に位相誤差が生じている場合でも、前記位相誤差を演算によって補償することができるため、精度の高い回転角度を検出することができる。

またチップ基板をある程度ラフに実装することが可能となるため、組立て工程を簡略化することができる。さらには組立てコストの高騰を抑えることが可能となる。

図１は本発明の角度検出センサの構成を示すブロック構成図である。以下に説明する角度検出センサは、自動車のステアリングシャフトなどの回転部材の回転角度を検出するものである。

図１に示す角度検出センサは、センサ部１と前記センサ部１から出力される出力信号の処理を行う信号処理部１０を有している。なお、図示Ｐ−Ｐ線より左側がセンサ部１を示し、右側が信号処理部１０を示している。

前記センサ部１の構成は上記「背景技術」の欄において説明したものと同様である。すなわち、図１２に示すように前記センサ部１は回転中心Ｏに対して回転自在に設けられたホイール１０２と、前記ホイール１０２の内部に４つのチップ基板（ウェハ）Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３およびＫ４を搭載したパッケージ１０３とを有している。前記４つのチップ基板Ｋ１〜Ｋ４は、前記パッケージ１０３内において前記回転中心Ｏに対して対称の位置（回転中心Ｏの回りに互いに９０度ずれた位置）にそれぞれ設けられている。

一つのチップ基板には、交換バイアス層（反強磁性体層）と、固定層（ピン止め層）と、非磁性層と、自由層（フリー磁性層）とが積層された構造（図示せず）を基本とする磁気抵抗効果素子としてのＧＭＲ素子（個別にＧ１ないしＧ８で示す）が２ヶづつ設けられている。

前記チップ基板は、一つの大型の基板上に複数のＧＭＲ素子が成膜された状態で外部磁場を掛け、前記固定層の磁化の向き(磁化方向)が一定の方向に揃えられた後に個々のチップ基板Ｋ１〜Ｋ４に切り分けられるため、１つのチップ基板上に設けられた２つのＧＭＲ素子の固定層の磁化方向は同一である。そして、各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４は前記磁化方向が隣り合う基板間でほぼ９０度の関係を有すように、前記パッケージ１０１内に固定されている。なお、前記９０度の関係は正確な方が好ましいが、後述する位相補償回路により必ずしも高精度に９０度の関係である必要はない。

前記チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に搭載された各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８は、第１のブリッジ回路ＷＢ１と第２のブリッジ回路ＷＢ２とを構成している。図１に示すように、第１のブリッジ回路ＷＢ１は前記回転中心Ｏに対して軸対称に設けられたチップ基板Ｋ１とチップ基板Ｋ２に搭載されたＧＭＲ素子Ｇ１，Ｇ２およびＧ３，Ｇ４で構成されている。すなわち、第１のブリッジ回路ＷＢ１は前記ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４とを直列に接続した回路と、前記ＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２とを直列に接続した回路とが、並列に接続されて形成されている。同様に第２のブリッジ回路ＷＢ２は前記回転中心Ｏに対して軸対称に設けられたチップ基板Ｋ３とチップ基板Ｋ４に搭載されたＧＭＲ素子Ｇ５，Ｇ６およびＧ７，Ｇ８で構成されている。第２のブリッジ回路ＷＢ２は前記ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８とを直列に接続した回路と、前記ＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６とを直列に接続した回路とが、並列に接続されて形成されている。

そして、前記並列に接続された第１のブリッジ回路ＷＢ１と第２のブリッジ回路ＷＢ２の一方の端部が電源Ｖccに接続され、他方の端部がグランドＧＮＤに接地されている。

前記ホイール１０２と被測定物である回転部材（ステアリングシャフトなど）とは例えばギヤなどを介して連結されており、回転部材の回転に応じて前記ホイール１０２が回転されられるように構成されている。よって、前記回転部材を回転させると、前記ホイール１０２が回転させられるため、前記磁石Ｍ１，Ｍ２が前記パッケージ１０１の周囲を周回できるようになっている。

このとき前記磁石Ｍ１，Ｍ２間に発生している外部磁場Ｈが、前記パッケージ１０１内の各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８に対して回転磁界を与えるため、各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８を形成する自由層の磁化の向きが変化させられる。これにより前記各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の抵抗値が、前記自由層の磁化の向きと前記固定層の磁化の向きとのなす角に応じて変化する。よって、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１を構成するＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２との接続部と、ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４との接続部とから互いの位相が１８０度異なる正弦波状の２つの信号が出力される。同時に前記第２のブリッジ回路を構成するＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６との接続部と、ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８との接続部とからも互いの位相が１８０度異なる正弦波状の２つの信号が出力される。

ただし、回転中心Ｏに軸対称に配置されたチップ基板Ｋ１，Ｋ２と同じく回転中心に軸対称に配置されたチップ基板Ｋ３，Ｋ４とは、さらに前記回転中心Ｏに対しほぼ９０度異なる位置に配置されているため、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される２つの信号を＋ｓｉｎ信号，−ｓｉｎ信号とすると、前記第２のブリッジ回路ＷＢ２から出力される２つの信号は＋ｃｏｓ信号，−ｃｏｓ信号となる。

この実施の形態に示すように、例えば前記ホイール１０２が時計回り方向に回転したときに前記第１のブリッジ回路ＷＢ１のＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２の接続部から出力される正弦波状の信号を＋ｓｉｎ信号とすると、前記ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４の接続部からは−ｓｉｎ信号が出力されることになる。このとき前記第２のブリッジ回路ＷＢ２の前記ＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６の接続部からは＋ｃｏｓ信号が出力され、前記ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８の接続部からは−ｃｏｓ信号が出力されることになる。

信号処理部１０は、主として制御手段１１と、第１の信号変換手段１２Ａおよび第２の信号変換手段１２Ｂと、信号調整手段１３と、第１の関数演算手段１４と、位相補償手段１５とを有している。

前記制御手段１１はＣＰＵやメモリ手段などを備えており、前記信号調整手段１３、第１の関数演算手段１４および位相補償手段１５などにおける一連の信号処理を統括する機能を有している。前記第１の信号変換手段１２Ａは、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される前記２種類の＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号との差をとってＳＩＮ信号を生成するとともに、増幅後の信号をＡ／Ｄ変換してデジタルデータに変換する機能を有している。同様に前記第２の信号変換手段１２Ｂは、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される前記２種類の＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号との差をとってＣＯＳ信号を生成するとともに、増幅後の信号をＡ／Ｄ変換してデジタルデータ信号に変換する機能を有している。

ここで、例えばＡ１，Ａ２，Ｂ１およびＢ２を振幅係数、ａ１，ａ２，ｂ１およびｂ２をオフセット係数とし、前記＋ｓｉｎ信号を＋Ａ１・ｓｉｎθ＋ａ１、前記−ｓｉｎ信号を−Ａ２・ｓｉｎθ−ａ２、前記＋ｃｏｓ信号を＋Ｂ１・ｃｏｓθ＋ｂ1、前記−ｃｏｓ信号を−Ｂ２・ｃｏｓθ−ｂ２で表わすと、前記第１の信号変換手段１２Ａで生成される前記ＳＩＮ信号は、（＋Ａ１・ｓｉｎθ＋ａ１）−（−Ａ２・ｓｉｎθ−ａ２）＝（Ａ１＋Ａ２）・ｓｉｎθ＋（ａ１＋ａ２）となる。同様に前記第２の信号変換手段１２Ｂで生成されるＣＯＳ信号は、（＋Ｂ１・ｃｏｓθ＋ｂ1）−（−Ｂ２・ｃｏｓθ−ｂ２）＝（Ｂ１＋Ｂ２）・ｃｏｓθ＋（ｂ1＋ｂ２）となる。

前記信号調整手段１３は、前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号のオフセット調整や利得調整を行い、両信号の振幅方向の基準（０点）と量（振幅量）とを一致させる機能を有している。すなわち、上記の例でいえば、利得調整とはＡ１＋Ａ２＝Ｂ１＋Ｂ２とすることにより、前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の振幅係数を同じ値にすることを意味し、オフセット調整とはａ１＋ａ２＝ｂ1＋ｂ２＝０として原点位置（０点）からの振幅の基準のずれを無くすことを意味している。

前記第１の関数演算手段１４は、ｓｉｎ，ｃｏｓ，ｔａｎ，ｔａｎ^-1＝ａｒｃｔａｎ，ｓｉｎｈ，ｃｏｓｈ，ｅｘｐ，ｌｏｇなどの関数値の計算を行うソフトウェア、例えば周知のＣＯＲＤＩＣ（Coordinate Rotation Digital Computer）アルゴリズムを用いた数値計算ソフトウェアを搭載しており、ここでは前記ＳＩＮ信号のデジタルデータを前記ＣＯＳ信号のデジタルデータで除して正接値（ｔａｎ＝ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号）を計算するＴＡＮ処理と、前記ＴＡＮ処理で求めた値から逆正接値（ａｒｃｔａｎ（ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号））を計算して被測定物の補償前の回転角度φを求めるＡＴＡＮ処理とを有している。

前記位相補償手段１５は、倍角手段１５Ａと、上記同様のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた第２の関数演算手段１５Ｂと、補償値生成手段１５Ｃと、減算手段１５Ｄなどを有している。倍角手段１５Ａは前記第１の関数演算手段１４のＡＴＡＮ処理により求めた補償前の回転角度φを２倍化（２φ）して出力する機能を有している。なお、前記倍角手段１５Ａは例えばシフトレジスタなどで構成されており、２進法で表示される前記補償前の回転角度φに相当するデータを左に１ビットシフトすることにより容易に２φ（２倍化）とすることが可能である。

前記第２の関数演算手段１５Ｂでは、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いて前記倍角手段１５Ａから出力される信号である２φからｃｏｓ（２φ）を生成し出力する。なお、前記第１の関数演算手段１４と第２の関数演算手段１５Ｂとが一つの関数演算器を共有する構成であり、上記の各計算が前記関数演算器を用いて前記制御手段１１の制御に基づいて行われる構成であってもよい。

前記補償値生成手段１５Ｃは、第２の関数演算手段１５Ｂから出力される前記ｃｏｓ（２φ）を用いて位相補償値δを生成する機能を有している。なお、前記位相補償値δを生成する具体的な方法については後述する。

前記減算手段１５Ｄでは、前記第１の関数演算手段１４のＡＴＡＮ処理で求めた補償前の回転角度φから前記位相補償値δを減算する機能を有しており、これにより前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間の位相差を高精度で９０度に保たれるようになっている。

前記角度検出センサ１００の動作について説明する。
（１）前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間の位相差が９０＋α度の場合
図２は位相誤差を含む場合におけるブリッジ回路の出力であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を示すグラフ、図３はＡＴＡＮ処理後の被測定物の補償前の回転角度φ_αと入力角度θとの関係を示すグラフ、図４は図３を連続する関数に変換して示すグラフである。

チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に設けられたＧＭＲ素子Ｇ１ないしＧ８を構成する前記固定層の磁化方向が隣り合う基板間において９０度の関係が維持されない場合には、前記第１，第２の信号変換手段１２Ａ，１２Ｂからそれぞれ出力されるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とは元々の位相差（９０度）からずれたものとなる。

前記ホイール１０２の回転角度、すなわち前記角度検出センサ１００に入力される入力角度をθ、このときの位相誤差（位相差９０度からのずれ量）をα度とし、且つ前記第２のブリッジ回路ＷＢ２から出力される＋ｃｏｓ信号を＋ｃｏｓθ、−ｃｏｓ信号を−ｃｏｓθとする。なお、ここでは説明の都合上、前記振幅係数Ａ１，Ａ２，Ｂ１およびＢ２をＡ１＝Ａ２＝Ｂ１＝Ｂ２＝１、前記オフセット係数ａ１，ａ２，ｂ１およびｂ２をａ１＝ａ２＝ｂ１＝ｂ２＝０としている。このようにしても、結局は前記信号調整手段１３やＴＡＮ処理によって同様の効果、すなわち前記各係数が消去されてしまうため、特に問題はない。

前記＋ｃｏｓθと−ｃｏｓθを基準とすると、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される＋ｓｉｎ信号は＋ｓｉｎ（θ＋α）、−ｓｉｎ信号は−ｓｉｎ（θ＋α）と表すことができる。よって、前記第１の信号変換手段１２Ａから出力されるＳＩＮ信号は＋ｓｉｎ（θ＋α）−（−ｓｉｎ（θ＋α））＝２ｓｉｎ（θ＋α）となり、前記第２の信号変換手段１２Ｂから出力されるＣＯＳ信号は＋ｃｏｓθ−（−ｃｏｓθ）＝２ｃｏｓθとなり、これを図示すると図２のように表される。なお、以下の図２ないし図９においては、前記位相誤差αの例としてα＝２０度とした場合を示している。

前記第１，第２の信号変換手段１２Ａ，１２Ｂから出力された前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号は前記信号調整手段１３においてオフセット調整と利得調整とが行われる。次に、前記第１の関数演算手段１４のＴＡＮ処理によって正接値（ｔａｎ＝ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号）が２ｓｉｎ（θ＋α）／２ｃｏｓθ＝ｓｉｎ（θ＋α）／ｃｏｓθとして計算される。さらにＡＴＡＮ処理によって逆正接値（ａｒｃｔａｎ）が計算されるが、位相誤差αが生じている場合の前記第１の関数演算手段１４の出力である被測定物の補償前の回転角度をφ_αとすると、φ_α＝ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎ（θ＋α）／ｃｏｓθ））である。前記位相誤差αを含む場合のＡＴＡＮ処理における補償前の回転角度φ_αと入力角度θとの関係を図示すると、図３に示すような不連続の周期関数となる。

図３に示すように、前記ＡＴＡＮ処理（逆正接値の計算）であるａｒｃｔａｎ（ｓｉｎ（θ＋α）／ｃｏｓθ））を行うと３６０度（1周期）内に同じ値が２回現れるが、図２に示す元々のＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とは３６０度以内では同じ値の組合せは存在しないため、前記組合せから入力角度θに対する補償前の回転角度φ_αを１つに定めることが可能である。そこで、前記ＳＩＮ信号の値とＣＯＳ信号の値の組合せから、入力角度θの領域を例えば２つ領域（０±９０度、１８０±９０度）または４つの領域（０〜９０度、９０〜１８０度、１８０〜２７０度、２７０〜３６０度）に区切って前記領域ごとに計算すると、入力角度θの１周期（３６０度）に対して補償前の回転角度φ_αを連続する関数として表示することができ、これを図示したのが図４である。図４では、入力角度θと補償前の回転角度φ_αが一対一で対応している。しかし、ＡＴＡＮ処理後の補償前の回転角度φ_αは一次直線的に増加する関数に三角関数が重畳したような形をしている。

図５は補償前の回転角度φ_αと入力角度θとの差を補償前の位相ずれ（φ_α−θ）として示すグラフである。

ここで前記補償前の回転角度φ_αと入力角度θとの差を補償前の位相ずれ（φ_α−θ）として求めてみると、入力角度θと補償前の位相ずれ（φ_α−θ）との関係は図５に示すような正弦波状の周期関数（三角関数）となっていることがわかる。前記補償前の位相ずれ（φ_α−θ）は、前記位相誤差αに基づいて発生したものであり、つまりはチップ基板Ｋ１〜Ｋ４に設けられたＧＭＲ素子Ｇ１ないしＧ８を構成する前記固定層の磁化方向が隣り合う基板間において９０度の関係が維持されないことによる影響を受けて発生したものである。

図５に示される補償前の位相ずれ（φ_α−θ）の波形を分析すると、振幅のピーク値は２０度であり前記位相誤差α（＝２０度）にほぼ一致しているが、角周波数は前記ＳＩＮ信号およびＣＯＳ信号（図２参照）に対して２倍であることがわかる。そこで、図５に基づいて前記補償前の位相ずれ（φ_α−θ）の波形を近似三角関数で表すと以下の数３で示すことができる。なお、前記位相ずれ（φ_α−θ）を表す近似三角関数で得られる補償前の回転角度φ_αごとの値δを位相補償値と呼ぶことにする。

前記数３の２φ_αは前記位相補償手段１５の倍角手段１５Ａから求めることができ、ｃｏｓ（２φ_α）は前記第２の関数演算手段１５Ｂから求めることができる。そして、前記位相補償値δは位相誤差αおよびｃｏｓ（２φ_α）を用いることにより、前記補償値生成手段１５Ｃにおいて生成されるようになっている。

なお、位相誤差αは振幅のピーク値に一致するが、前記ホイール１０２が回転する前は未知数である。よって、最初にホイール１０２が回転を開始したときに制御手段１１が補償前の位相ずれ（φ_α−θ）を算出し、このときに得られる振幅のピーク値を位相誤差αとすればよい。

図６は入力角度θと位相補償値δの関係を示すグラフであり、式３を用いて前記図５の補償前の位相ずれ（φ_α−θ）を擬似的に示すものである。前記図５の補償前の位相ずれ（φ_α−θ）の波形と図６の擬似波形とを比較すると両者はほぼ一致しており、前記位相補償値（数３の近似三角関数）δを用いることにより、前記補償前の位相ずれ（φ_α−θ）の波形（図５）をほぼ忠実に再現できることがわかる。

図７は前記図４の補償前の回転角度φ_αの各値から前記図６の擬似波形を構成する位相補償値δを入力角度θごとに減算して求めた位相補償後の回転角度φ１（＝φ_α−δ）を示すグラフである。図７と図４とを比較すると、図４に示す一次直線的に増加する関数に三角関数が重畳した補償前の回転角度φ_αから前記三角関数部分（位相補償値δ）が除去されていることがわかる。

すなわち、前記信号処理部１０では、前記第１の関数演算手段１４の出力である補償前の回転角度φ_α（図４参照）から、位相補償手段１５の倍角手段１５Ａ、第２の関数演算手段１５Ｂおよび補償値生成手段１５Ｃを用いて生成した前記位相補償値δ（図６参照）を前記減算手段１５Ｄによって入力角度θごとに減算（φ_α−δ）することにより、前記補償前の回転角度φ_αから図５に示される補償前の位相ずれ（φ_α−θ）をほぼ取り除くことができ、位相補償後の回転角度φ１を入力角度θに比例させることができる。

よって、位相補償手段１５の出力である前記位相補償後の回転角度φ１を角度検出センサ１００の角度出力φoutとすることにより、位相誤差αの影響を排除した回転部材の回転角を高精度に検出することが可能となっている。

図８は図７の位相補償後の回転角度φ１から入力角度θを減算した補償後の位相ずれ（φ_１−θ）を示している。前記図５の補償前の位相ずれ（φ_α−θ）と図８の補償後の位相ずれ（φ_１−θ）のピーク値を比較すると、位相誤差α＝２０度の場合においては、補償前の位相ずれ（φ_α−θ）は２０度であるが、補償後の位相ずれ（φ_１−θ）は約１度であり、補償により出力誤差を約１／２０に低減できているのがわかる。

図９は補償前の位相ずれと補償後の位相ずれとの関係を両対数で表示したグラフである。

図９に示すように、補償前の位相ずれ（φ_α−θ）が小さいほど補償後の位相ずれ（φ_１−θ）を小さくすることができることがわかる。また補償前の位相ずれ（φ_α−θ）を１桁小さくなると補償後の位相ずれ（φ_１−θ）を３桁小さくすることができることがわかる。

（２）前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間の位相差が９０度の場合
図１０は位相誤差を含まない理想的な場合におけるブリッジ回路の出力であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を示すグラフ、図１１はＡＴＡＮ処理後の補償前の回転角度φ₀を入力角度θに対して連続する関数に変換して示すグラフである。

比較のために理想的な場合、すなわち各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に設けられたＧＭＲ素子Ｇ１ないしＧ８を構成する前記固定層の磁化方向ｅが隣り合う基板間において９０度の関係が維持されている場合について説明する。

理想的な場合は、図１０に示すように第１の信号変換手段１２Ａと第２の信号変換手段１２Ｂから出力されるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間の位相差は正確に９０度に保たれており、位相誤差αはα＝０である。

よって、前記ホイール１０２の回転角度、すなわち前記角度検出センサ１００に入力される入力角度をθとすると、前記第１の信号変換手段１２Ａから出力されるＳＩＮ信号は２ｓｉｎθとなり、前記第２の信号変換手段１２Ｂから出力される前記ＣＯＳ信号は２ｃｏｓθとなる。また理想的な場合における第１の関数演算手段１４の出力を補償前の回転角度φ₀とする。

前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とは前記信号調整手段１３においてオフセット調整および利得調整されて第１の関数演算手段１４に出力される。第１の関数演算手段１４のＴＡＮ処理では２ｓｉｎθ／２ｃｏｓθ＝ｔａｎθが計算される。次にＡＴＡＮ処理が行われ、第１の関数演算手段１４の出力である補償前の回転角度φ₀が、φ₀＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎθ）として計算される。なお、位相誤差α＝０の理想的な場合の補償前の回転角度φ₀は前記入力角度θに一致する（φ₀＝θ）。

ここで、上記図４同様にＡＴＡＮ処理で求めた補償前の回転角度φ₀を、入力角度θの１周期（３６０度）に対して連続する関数として表示すると、図１１のようになる。

図１１に示すように、前記ＡＴＡＮ処理後の第１の関数演算手段１４の補償前の回転角度φ₀は入力角度θに比例している。よって、ＡＴＡＮ処理後の補償前の回転角度φ₀を前記位相補償手段１５において処理した場合、理想的な場合における位相補償後の回転角度φ１は補償前の回転角度φ₀に一致することになる（φ_１＝φ₀）。

すなわち、上記（１）にて説明したように、制御手段１１は最初に回転部材が回転したときに補償前の位相ずれ（φ−θ）を算出して振幅のピーク値を得る作業を行うが、理想的な場合の補償前の回転角度φ₀は前記入力角度θに一致（φ₀＝θ）しており、補償前の位相ずれ（φ₀−θ）＝０である。

また理想的な場合の入力誤差αはα＝０であるから、前記数３で得られる位相補償値δはδ＝０となるため、位相補償手段１５の出力である位相補償後の回転角度φ１＝φ₀＝θとして出力される。よって、角度検出センサ１００の角度出力φoutはφout＝φ_１＝φ₀＝θとなるため、角度出力φoutには入力角度θがそのまま出力されることになる。

以上のように、本願発明の角度検出センサ１００では位相補償手段１５を備えたことにより、第１の信号変換手段１２Ａから出力されるＳＩＮ信号と第２の信号変換手段１２Ｂから出力されるＣＯＳ信号との間に位相誤差αが発生している場合、すなわちチップ基板Ｋ１〜Ｋ４に設けられたＧＭＲ素子Ｇ１ないしＧ８を構成する前記固定層の磁化方向が隣り合う基板間において正確に９０度の関係が維持されていない場合であっても回転部材の回転角度（入力角度θ）を高精度に検出することができる。

またチップ基板Ｋ１〜Ｋ４をパッケージ１０１内に高精度に配設する必要がなくなるため、製造工程を簡略化することができ、あるいは精度の高い製造設備を不要とすることができる。

また入力角度θごとの位相補償値δをメモリ手段内に記憶させておき、回転入力があるたびに前記メモリ手段から読み出して補償する構成も考えられるが、前記位相補償値δは角度検出センサ１００ごとに異なるため、個々の角度検出センサ１００ごとに前記位相補償値δを取得し、取得後の前記位相補償値δをデータ化して前記メモリ手段に記憶させるといった面倒な工程を不要とすることができる。また上記のように回転時の入力に基づいて位相補償値δを算出することができるため、何らかの原因で位相誤差αが変化した場合であっても、再度位相誤差αを取得して正しい位相補償値δで補償前の回転角度φ_αを補償することができ、常に精度の高い角度出力φoutを得ることが可能である。

本発明の角度検出センサの構成を示すブロック構成図、 位相誤差を含む場合におけるブリッジ回路の出力であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を示すグラフ、 ＡＴＡＮ処理後の補償前の回転角度φ_αと入力角度θとの関係を示すグラフ、 図３を連続する関数に変換して示すグラフ、 補償前の回転角度φ_αと入力角度θとの差を補償前の位相ずれ（φ_α−θ）として示すグラフ、 入力角度と位相補償値の関係を示すグラフ、 補償前の回転角度φ_αの各値から位相補償値δを減算して求めた位相補償後の回転角度φ１を示すグラフ、 位相補償後の回転角度φ１から入力角度θを減算した補償後の位相ずれ（φ_１−θ）を示すグラフ、 補償前の位相ずれと補償後の位相ずれとの関係を両対数で表示したグラフ、 理想的な場合におけるブリッジ回路の出力であるＳＩＮ信号とＣＯＳ信号を示すグラフ、 ＡＴＡＮ処理後の補償前の回転角度φ₀を入力角度θに対して連続する関数に変換して示すグラフ、 角度検出センサの構成を示す平面図、

符号の説明

１ センサ部
１０ 信号処理部
１１ 制御手段
１２Ａ 第１信号変換手段
１２Ｂ 第２信号変換手段
１３ 信号調整手段
１４ 第１の関数演算手段
１５ 位相補償手段
１５Ａ 倍角手段
１５Ｂ 第２の関数演算手段
１５Ｃ 補償値生成手段
１５Ｄ 減算手段
１００ 角度検出センサ
１０１ パッケージ
１０２ ホイール
ｅ 固定層の磁化方向（磁化の向き）
Ｇ１〜Ｇ８ ＧＭＲ素子
Ｈ 外部磁界
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４ チップ基板
Ｍ１，Ｍ２ 磁石
ＷＢ１ 第１のブリッジ回路
ＷＢ２ 第２のブリッジ回路
α 位相誤差
θ 入力角度
φ 補償前の回転角度
φ_α 補償前の回転角度（位相誤差が生じている場合）
φ₀ 補償前の回転角度（理想的な場合）
φ_１ 位相補償後の回転角度
φout 角度検出センサの角度出力
（φ_α−θ） 補償前の位相ずれ（位相誤差が生じている場合）
（φ_１−θ） 補償後の位相ずれ
δ 位相補償値

Claims (7)

1. 被測定物の回転に応じて回転磁界を発生するとともに前記回転磁界を感知して回転の入力角度に応じた出力信号を出力するセンサ部と、前記出力信号から前記被測定物の回転角度を算出する信号処理部と、を備えた角度検出センサにおいて、
   前記信号処理部には、少なくとも前記出力信号からＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とを生成する信号変換手段と、前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とから前記被測定物の補償前における回転角度を算出する第１の関数演算手段と、前記補償前の回転角度と前記入力角度との差である補償前の位相ずれを近似する位相補償値を算出し且つ前記補償前の回転角度から前記位相補償値を除去することにより前記被測定物の回転角度を算出する位相補償手段と、が設けられていることを特徴とする角度検出センサ。
2. 前記位相補償手段は、少なくとも前記補償前の位相ずれを三角関数で近似することにより位相補償値を生成する第２の関数演算手段と、前記補償前の回転角度から前記位相補償値を減算する減算手段とを有している請求項１記載の角度検出センサ。
3. 前記第１の関数演算手段は、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号から正接値を算出するＴＡＮ処理を有するとともに、前記正接値から逆正接値を算出するＡＴＡＮ処理を行うことにより補償前出力角度を算出するものである請求項１記載の角度検出センサ。
4. 前記被測定物の回転角度として入力される入力角度をθ、ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号との間に生じる位相誤差をα、前記補償前の回転角度をφ_α、角度ごとの位相補償値をδとしたときに、前記位相補償値δが以下の数１で近似される請求項２記載の角度検出センサ。
   

   
5. 前記第１の関数演算手段と第２の関数手段とが、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた数値計算ソフトウェアを搭載した一つの関数演算器で構成されている請求項１ないし３のいずれかに記載の角度検出センサ。
6. 前記センサ部には、複数のＧＭＲ素子がチップ基板に設けられており、前記ＧＭＲ素子によりブリッジ回路が形成されている請求項１記載の角度検出センサ。
7. 前記センサ部が、前記被測定物とともに回転して前記複数のＧＭＲ素子の周囲を周回するホイールと、このホイールに固定された磁石とを有している請求項１または６記載の角度検出センサ。

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