JP4194485B2 - 角度検出センサ - Google Patents

Description

本発明は、ＧＭＲ素子に代表される磁気抵抗効果素子を用いた角度検出センサに係わり、特に磁気抵抗効果素子から出力される信号に波形歪みが生じている場合にも検出される回転角度の検出精度を高めることを可能とした波形歪補償機能を備えた角度検出センサに関する。

自動車のステアリングホイールなど回転角度の検出は、ステアリングシャフトなどの回転部材（被測定物）に同期して回転するホイールなどを有する角度検出センサを用いて行われる。前記角度検出センサのセンサ部には磁気を感知して出力信号を出力する磁気抵抗効果素子が採用されており、このような磁気抵抗効果素子を用いた角度検出センサの先行技術文献としては、例えば以下の特許文献１、２、３および４などが存在している。

前記磁気抵抗効果素子は、その基本的な構造として反強磁性層、固定磁性層（ピン磁性層）、非磁性材料層、及びフリー磁性層の４層の積層体からなる。前記固定磁性層は前記反強磁性層との間で生じる交換結合磁界によって磁化方向が一方向に固定されている。一方、前記フリー磁性層は外部磁界に対し磁化変動する。

前記角度検出センサでは、２ヶの磁気抵抗効果素子を直列接続した直列回路２つを互いに並列に接続することによって構成されるブリッジ回路が２組設けられており、前記２組のブリッジ回路の上方又は外周側に磁石を有するホイールが設けられている。

前記ホイールが回転して入力角度（回転角度）θが変化すると、前記磁石が作る外部磁界に応じて各磁気抵抗効果素子のフリー磁性層の磁化の向きが変化させられる。これにより前記磁気抵抗効果素子の抵抗値が、前記フリー磁性層の磁化の向きと前記固定磁性層の磁化の向きとのなす角に応じて変化するため、一方のブリッジ回路から＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号の２つの信号が出力され、同時に他方のブリッジ回路からは前記一方のブリッジ回路の±ｓｉｎ信号から位相が９０度ずれた＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号の２つの信号が出力される。

前記角度検出センサでは、前記＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号とが差動増幅されてＳＩＮ信号（正弦波信号）が生成され、同様に前記＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号とが差動増幅されてＣＯＳ信号（余弦波信号）が生成される。続いて前記ＳＩＮ信号をＣＯＳ信号で除して正接値（ｔａｎ＝ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号）が計算され、さらに前記正接値の逆正接値（ａｒｃｔａｎ）が計算されて前記回転部材の回転角度θ₁とされる。なお、このような角度検出センサにおける入力角度θと回転角度θ₁との関係は、後述する図４のようなグラフとなる。
特開２００２−３０３５３６号公報 特開２０００−３５４７０号公報 特開２００３−１０６８６６号公報 特開２００３−６６１２７号公報

上記角度検出センサでは、角度検出センサのから出力される回転角度θ₁が入力角度θに正確に比例して出力されることが理想的であるが、実際には一次関数に正弦波状の信号が重畳し回転角度θ₁が前記入力角度θに正確に比例しないことがある（図４参照）。

この原因を調べてみると、前記２組のブリッジ回路から出力される４つの信号、すなわち＋ｓｉｎ信号、−ｓｉｎ信号、＋ｃｏｓ信号および−ｃｏｓ信号に波形歪みが生じており、この波形歪みが要因の一つとなっていることが判明した。

図７は、磁気抵抗効果素子の上方又は外周側に磁石を有するホイールを対向させ、前記ホイールを一回転（３６０度）させたときに、前記２組のブリッジ回路から出力される前記４つ信号のうちの一つである−ｃｏｓ信号の出力電圧の理論値および実測値と、前記理論値と実測値との間の偏差（（実測値−理論値）／理論値）[％]とを示している。なお、他の＋ｓｉｎ信号、−ｓｉｎ信号および＋ｃｏｓ信号についても同様である。

図７に示すように実際に得られた出力電圧の波形（実測値）は、理論値から求めた出力電圧の波形から若干ずれる誤差（波形歪み）を含むことがわかる。

また前記偏差は入力角度θに対して略余弦波状に変位していることがわかるが、ブリッジ回路に印加される電源電圧が一定電圧であることを考慮すると、前記偏差は磁気抵抗効果素子の抵抗値（実際の抵抗値）が理論的な抵抗値からずれること意味している。

図８は磁界の回転に対する磁気抵抗効果素子の抵抗値変化の偏差（理論的な抵抗値−実際の抵抗値）[Ω]を示すグラフである。

前記磁界の回転角度に対する磁気抵抗効果素子の抵抗値変化の偏差は常に０[Ω]となることが理想的であるが、実際の磁気抵抗効果素子はその構造上の特性として図８に示すような抵抗値歪みを有していることがわかる。

角度検出センサは、このような特性を有する４つの磁気抵抗効果素子で１組のブリッジ回路が構成されており、磁気抵抗効果素子が有する抵抗値歪みが前記２組のブリッジ回路から出力される４つの信号（＋ｓｉｎ信号、−ｓｉｎ信号、＋ｃｏｓ信号および−ｃｏｓ信号）に影響を与えるため、各信号に図７に示すような波形歪みが誤差信号として生じるものと考えられる。

そして、このように前記４つの信号波形に前記抵抗値歪みによる波形歪みが生じると、前記ＳＩＮ信号およびＣＯＳ信号にも波形歪みが発生し、ひいては前記正接値（ｔａｎ）や逆正接値（ａｒｃｔａｎ）の計算においても前記波形歪みの影響を受けるため、角度検出センサから検出される角度出力の精度を高めることができないという問題があった。

本発明は上記従来の課題を解決するためのものであり、磁気抵抗効果素子から出力される信号に波形歪みが生じている場合にも、前記波形歪みによる影響を受けないようにして検出される回転角度の検出精度を高めることを可能とした波形歪補償機能を備えた角度検出センサを提供することを目的としている。

本発明は、複数のＧＭＲ素子、前記複数のＧＭＲ素子の周囲に被測定物と共に周回自在に設けられたホイールおよび前記ホイールに固定された磁石とを有し、前記ホイールが周回することで前記複数のＧＭＲ素子に回転磁界を与えて前記被測定物の回転角度に応じた出力信号を出力するセンサ部と、前記出力信号から前記被測定物の回転角度を算出する信号処理部と、を備えた角度検出センサにおいて、
前記信号処理部には、前記出力信号からＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とを生成する信号変換手段と、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号とを調整する信号調整手段と、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号とから前記被測定物の補償前における回転角度を算出する第１の関数演算手段と、前記補償前の回転角度と前記入力角度との間に前記複数のＧＭＲ素子が個々に有する抵抗値歪みに起因して生じる誤差信号を検出するとともに前記誤差信号に近似する補償値を算出し、前記補償前の回転角度から前記補償値を除去することにより前記被測定物の回転角度を算出する補償手段と、が設けられ、
前記補償手段は、前記補償前の回転角度を倍角化する倍角手段と、前記倍角手段の出力から所定の三角関数を生成する第２の関数演算手段と、前記誤差信号を前記三角関数で近似した補償値を生成する補正値生成手段と、前記補償前の回転角度から前記補償値を減算する減算手段とを有し、
前記被測定物の回転角度として入力される入力角度をθ、補償前の回転角度をθ ₁ ＝ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）、前記補償前の回転角度θ ₁ と入力角度θとの間の角度ずれ（θ ₁ −θ）のピーク値として規定される補償係数をβ、角度ごとの波形歪補償値をδｓとしたときに、前記波形歪補償値δｓが以下の数１で近似されるものであり、

最初に前記ホイールが回転を開始したときに、前記補償前の角度ずれを検出し、このとき得られる前記角度ずれの振幅のピーク値を前記補償係数βに設定するようにしたことを特徴とするものである。

本発明では、センサ部の出力信号に含まれる誤差信号としての波形歪みが周期関数であって近似三角関数を用いて擬似的に生成することが可能であることに着目し、演算により補償前の回転角度から前記近似三角関数を用いて擬似的に生成した補償値を差し引くことにより、検出される回転角度の精度を高めるものである。

また前記第１の関数演算手段は、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号から正接値を算出するＴＡＮ処理を有するとともに、前記正接値から逆正接値を算出するＡＴＡＮ処理を行うことにより補償前の回転角度を算出するもので構成することができる。

また前記第１の関数演算手段と第２の関数演算手段とが、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた数値計算ソフトウェアを搭載した一つの関数演算器で構成されているものである。

また複数のＧＭＲ素子がチップ基板に設けられており、前記複数のＧＭＲ素子によりブリッジ回路が形成されているものである。

本発明の角度検出センサでは、磁気抵抗効果素子の構造上の特性に起因してブリッジ回路から出力される信号に波形歪みが生じている場合であっても、演算によって前記波形歪みを除去することができるため、精度の高い回転角度を検出することができる。

図１は本発明の角度検出センサの構成を示すブロック構成図、図２は角度検出センサのセンサ部を示す平面図である。

以下に説明する角度検出センサは、自動車のステアリングシャフトなどの被測定物の回転角度を検出するものである。

図１に示す角度検出センサは、センサ部１と前記センサ部１から出力される出力信号の処理を行う信号処理部１０を有している。なお、図示Ｐ−Ｐ線より左側がセンサ部１を示し、右側が信号処理部１０を示している。

図２に示すように、前記センサ部１は回転中心Ｏに対して回転自在に設けられたホイール２と、前記ホイール２の内部に４つのチップ基板（ウェハ）Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３およびＫ４を搭載したパッケージ３とを有している。前記４つのチップ基板Ｋ１〜Ｋ４は、前記パッケージ３内において前記回転中心Ｏに対して対称の位置（回転中心Ｏの回りに互いに９０度ずれた位置）にそれぞれ設けられている。一つのチップ基板には、例えばＧＭＲ素子（個別にＧ１ないしＧ８で示す）などからなる磁気抵抗効果素子が２ヶづつ設けられている。前記ＧＭＲ素子は、交換バイアス層（反強磁性体層）と、固定磁性層（ピン止め層）と、非磁性層と、フリー磁性層とが積層された基本構造を有している。

前記チップ基板は、一つの大型の基板上に複数のＧＭＲ素子が成膜された状態で外部磁場を掛け、前記固定磁性層の磁化の向き(磁化方向)が一定の方向に揃えられた後に個々のチップ基板Ｋ１〜Ｋ４に切り分けられるため、１つのチップ基板上に設けられた２つのＧＭＲ素子の固定磁性層の磁化方向は同一である。そして、各チップ基板Ｋ１〜Ｋ４は前記磁化方向が隣り合う基板間でほぼ９０度の関係を有すように、前記パッケージ３内に固定されている。

図１に示すように、前記チップ基板Ｋ１〜Ｋ４に搭載された各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８は、第１のブリッジ回路ＷＢ１と第２のブリッジ回路ＷＢ２とを構成している。前記第１のブリッジ回路ＷＢ１は前記回転中心Ｏに対して軸対称に設けられたチップ基板Ｋ１とチップ基板Ｋ２に搭載されたＧＭＲ素子Ｇ１，Ｇ２およびＧ３，Ｇ４で構成されている。すなわち、第１のブリッジ回路ＷＢ１は前記ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４とを直列に接続した回路と、前記ＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２とを直列に接続した回路とが、並列に接続されて形成されている。同様に第２のブリッジ回路ＷＢ２は前記回転中心Ｏに対して軸対称に設けられたチップ基板Ｋ３とチップ基板Ｋ４に搭載されたＧＭＲ素子Ｇ５，Ｇ６およびＧ７，Ｇ８で構成されている。第２のブリッジ回路ＷＢ２は前記ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８とを直列に接続した回路と、前記ＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６とを直列に接続した回路とが、並列に接続されて形成されている。

そして、前記並列に接続された第１のブリッジ回路ＷＢ１と第２のブリッジ回路ＷＢ２の一方の端部が電源Ｖccに接続され、他方の端部がグランドＧＮＤに接地されている。

前記ホイール２と被測定物である回転部材（ステアリングシャフトなど）とは例えばギヤなどを介して連結されており、回転部材の回転に応じて前記ホイール２が回転されられるように構成されている。よって、前記回転部材を回転させると、前記ホイール２が回転させられるため、前記磁石Ｍ１，Ｍ２が前記パッケージ３の周囲を周回できるようになっている。

このとき前記磁石Ｍ１，Ｍ２間に発生している外部磁場Ｈが、前記パッケージ３内の各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８に対して回転磁界を与えるため、各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８を形成するフリー磁性層の磁化の向きが変化させられる。これにより前記各ＧＭＲ素子Ｇ１〜Ｇ８の抵抗値が、前記フリー磁性層の磁化の向きと前記固定磁性層の磁化の向きとのなす角に応じて変化する。よって、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１を構成するＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２との接続部と、ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４との接続部とから互いの位相が１８０度異なる正弦波状の２つの信号が出力される。同時に前記第２のブリッジ回路を構成するＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６との接続部と、ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８との接続部とからも互いの位相が１８０度異なる正弦波状の２つの信号が出力される。

例えば前記ホイール２が時計回り方向に回転したときに前記第１のブリッジ回路ＷＢ１のＧＭＲ素子Ｇ３とＧＭＲ素子Ｇ２の接続部から出力される信号を＋ｓｉｎ信号とすると、前記ＧＭＲ素子Ｇ１とＧＭＲ素子Ｇ４の接続部からは−ｓｉｎ信号が出力され、前記第２のブリッジ回路ＷＢ２の前記ＧＭＲ素子Ｇ７とＧＭＲ素子Ｇ６の接続部からは＋ｃｏｓ信号が出力され、前記ＧＭＲ素子Ｇ５とＧＭＲ素子Ｇ８の接続部からは−ｃｏｓ信号が出力される。

信号処理部１０は、主として制御手段１１と、第１の信号変換手段１２Ａおよび第２の信号変換手段１２Ｂと、信号調整手段１３と、第１の関数演算手段１４と、波形歪補償手段１５とを有している。

前記制御手段１１はＣＰＵやメモリ手段などを備えており、前記信号調整手段１３、第１の関数演算手段１４および波形歪補償手段１５などにおける一連の信号処理を統括する機能を有している。前記第１の信号変換手段１２Ａは、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される前記２種類の＋ｓｉｎ信号と−ｓｉｎ信号との差をとってＳＩＮ信号を生成するとともに、増幅後の信号をＡ／Ｄ変換してデジタルデータに変換する機能を有している。同様に前記第２の信号変換手段１２Ｂは、前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から出力される前記２種類の＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号との差をとってＣＯＳ信号を生成するとともに、増幅後の信号をＡ／Ｄ変換してデジタルデータ信号に変換する機能を有している。

ここで、例えばＡ１，Ａ２，Ｂ１およびＢ２を振幅係数、ａ１，ａ２，ｂ１およびｂ２をオフセット係数とし、前記＋ｓｉｎ信号を＋Ａ１・ｓｉｎθ＋ａ１、前記−ｓｉｎ信号を−Ａ２・ｓｉｎθ−ａ２、前記＋ｃｏｓ信号を＋Ｂ１・ｃｏｓθ＋ｂ1、前記−ｃｏｓ信号を−Ｂ２・ｃｏｓθ−ｂ２で表わすと、前記第１の信号変換手段１２Ａで生成される前記ＳＩＮ信号は、（＋Ａ１・ｓｉｎθ＋ａ１）−（−Ａ２・ｓｉｎθ−ａ２）＝（Ａ１＋Ａ２）・ｓｉｎθ＋（ａ１＋ａ２）となる。同様に前記第２の信号変換手段１２Ｂで生成されるＣＯＳ信号は、（＋Ｂ１・ｃｏｓθ＋ｂ1）−（−Ｂ２・ｃｏｓθ−ｂ２）＝（Ｂ１＋Ｂ２）・ｃｏｓθ＋（ｂ1＋ｂ２）となる。

前記信号調整手段１３は、前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号のオフセット調整や利得調整を行い、両信号の振幅方向の基準（０点）と量（振幅量）とを一致させる機能を有している。すなわち、上記の例でいえば、利得調整とはＡ１＋Ａ２＝Ｂ１＋Ｂ２とすることにより、前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号の振幅を同じ値にすることを意味し、オフセット調整とはａ１＋ａ２＝ｂ1＋ｂ２＝０として原点位置（０点）からの振幅の基準のずれを無くすことを意味している。

前記第１の関数演算手段１４は、ｓｉｎ，ｃｏｓ，ｔａｎ，ｔａｎ^-1＝ａｒｃｔａｎ，ｓｉｎｈ，ｃｏｓｈ，ｅｘｐ，ｌｏｇなどの関数値の計算を行うソフトウェア、例えば周知のＣＯＲＤＩＣ（Coordinate Rotation Digital Computer）アルゴリズムを用いた数値計算ソフトウェアを搭載しており、ここでは前記ＳＩＮ信号のデジタルデータを前記ＣＯＳ信号のデジタルデータで除して正接値（ｔａｎ＝ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号）を計算するＴＡＮ処理と、前記ＴＡＮ処理で求めた値から逆正接値（ａｒｃｔａｎ（ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号））を計算して被測定物の補償前の回転角度θ₁を求めるＡＴＡＮ処理とを有している。

前記波形歪補償手段１５は、倍角手段１５Ａと、上記同様のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた第２の関数演算手段１５Ｂと、補償値生成手段１５Ｃと、減算手段１５Ｄなどを有している。倍角手段１５Ａは前記第１の関数演算手段１４のＡＴＡＮ処理により求めた補償前の回転角度θ₁を２倍化（２θ₁）して出力する機能を有している。なお、前記倍角手段１５Ａは例えばシフトレジスタなどで構成されており、２進法で表される前記補償前の回転角度θ₁に相当するデータを左に１ビットシフトすることにより容易に２θ₁（２倍化）とすることが可能である。

前記第２の関数演算手段１５Ｂでは、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いて前記倍角手段１５Ａから出力される信号である２θ₁からｃｏｓ２θ₁とｓｉｎ２θ₁）を生成して出力する機能を有している。なお、前記第１の関数演算手段１４と第２の関数演算手段１５Ｂとが一つの関数演算器を共有する構成であり、上記の各計算が前記関数演算器を用いて前記制御手段１１の制御に基づいて行われる構成であってもよい。

前記補償値生成手段１５Ｃは、第２の関数演算手段１５Ｂから出力される前記ｃｏｓ２θ₁とｓｉｎ２θ₁を用いて波形歪補償値δｓを生成する機能を有している。なお、前記波形歪補償値δｓを生成する具体的な方法については後述する。

前記減算手段１５Ｄでは、前記第１の関数演算手段１４のＡＴＡＮ処理で求めた補償前の回転角度θ₁から前記波形歪補償値δｓを減算する機能を有しており、これにより前記補償前の回転角度θ₁に含まれる波形歪み（誤差信号）の要因を取り除くことが可能となっている。

前記角度検出センサの動作について説明する。
図３は２組のブリッジ回路から出力される信号の関係を示す波形図である。
前記ホイール２に入力角度をθとする回転を与えると、図３に示すように前記第１のブリッジ回路ＷＢ１から＋ｓｉｎ信号として＋ｓｉｎθと−ｓｉｎ信号として−ｓｉｎθが出力され、前記第２のブリッジ回路ＷＢ２から＋ｃｏｓ信号として＋ｃｏｓθと−ｃｏｓ信号として−ｃｏｓθが出力される。なお、ここでは説明の都合上、前記振幅係数Ａ１，Ａ２，Ｂ１およびＢ２をＡ１＝Ａ２＝Ｂ１＝Ｂ２＝１、前記オフセット係数ａ１，ａ２，ｂ１およびｂ２をａ１＝ａ２＝ｂ１＝ｂ２＝０としている。このようにしても、結局は前記信号調整手段１３やＴＡＮ処理によって同様の効果、すなわち前記各係数が消去されてしまうため、特に問題はない。

なお、図３の図中には表示されていないが、前記４つの信号（＋ｓｉｎ信号、−ｓｉｎ信号、＋ｃｏｓ信号および−ｃｏｓ信号）には、前記図７に示すような各磁気抵抗効果素子の抵抗値変化歪みに基づいて発生する波形歪みによる誤差信号が含まれている。

前記第１の信号変換手段１２Ａは前記＋ｓｉｎ信号（＋ｓｉｎθ）と−ｓｉｎ信号（−ｓｉｎθ）とからＳＩＮ信号（２ｓｉｎθ＝＋ｓｉｎθ−（−ｓｉｎθ））を生成し、前記第２の信号変換手段１２Ｂは前記＋ｃｏｓ信号と−ｃｏｓ信号からＣＯＳ信号（２ｃｏｓθ＝＋ｃｏｓθ−（−ｃｏｓθ））を生成する。

前記第１，第２の信号変換手段１２Ａ，１２Ｂから出力された前記ＳＩＮ信号とＣＯＳ信号は前記信号調整手段１３においてオフセット調整と利得調整とが行われ、０点や振幅などが合わせ込まれる。次に、前記第１の関数演算手段１４のＴＡＮ処理によって正接値（ｔａｎ）がＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号＝２ｓｉｎθ／２ｃｏｓθ＝ｓｉｎθ／ｃｏｓθ＝ｔａｎθとして算出される。さらにＡＴＡＮ処理によって逆正接値が算出される。このとき前記第１の関数演算手段１４から出力される回転角度（補償前の回転角度）をθ₁とすると、θ₁＝ａｒｃｔａｎ（ＳＩＮ信号／ＣＯＳ信号）＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎθ）である。

図４は入力角度θと補償前の回転角度θ₁との関係を示すグラフ、図５は補償前の回転角度θ₁に重畳している波形歪み（誤差信号）を示すグラフである。なお、前記回転角度θ₁、すなわちａｒｃｔａｎ（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）をグラフ化すると通常は不連続なグラフとなるが、ここでは回転角度θ₁が入力角度θ＝０〜３６０度に対して連続的に変化するように変換したもので示している。

前記４つの信号には波形歪みが誤差信号として含まれているため、図４に示すように補償前の回転角度θ₁は、理想的な回転角度を示す直線（０度と３６０度を結ぶ直線）上に正弦波状の誤差信号（波形歪み）が重畳した形となる。

ここで、前記直線はθ₁＝θの一次関数で表すことができるが、前記補償前の回転角度θ₁から前記一次関数θ₁＝θを減算して両者の角度ずれ（θ₁−θ）を求めると、前記補償前の回転角度θ₁に含まれている誤差信号（波形歪み）を表示させることができる。そして、図５に示すように横軸を入力角度θとし、縦軸を角度ずれ（θ₁−θ）とすると、前記誤差信号（波形歪み）のみをグラフ化することができる。

図５を基にして誤差信号（波形歪み）を分析すると、誤差信号の最大振幅量はβ（図５ではβ＝０．４）であり、角周波数は前記４つの信号に対して４倍の周期関数であることがわかる。よって、誤差信号（波形歪み）は以下に数３で示す三角関数で近似することが可能である。なお、誤差信号を示す近似三角関数から得られる補償前の回転角度θ₁ごとの値δｓを波形歪補償値、前記誤差信号（波形歪み）の最大振幅量βを補償係数と呼ぶことにする。

図６は実際の誤差信号（波形歪み）と近似三角関数を用いて擬似的に成形した誤差信号（補償用の波形歪み）とを示すグラフである。図６に示すように、実際の誤差信号と近似三角関数で擬似的に示した誤差信号を比較すると両者はほぼ一致しており、前記数３に示す近似三角関数を用いることにより、前記誤差信号（波形歪み）をほぼ忠実に再現できることがわかる。

前記数３の２θ₁は前記波形歪補償手段１５の倍角手段１５Ａから求めることができ、ｓｉｎ２θ₁とｃｏｓ２θ₁は前記第２の関数演算手段１５Ｂから求めることができる。そして、前記波形歪補償値δｓは、前記補償値生成手段１５Ｃにおいて、前記補償係数βおよびｓｉｎ２θ₁とｃｏｓ２θ₁を数３に代入することにより生成される。

なお、補償係数（誤差信号の最大振幅量）βの値は、前記補償前の回転角度θ₁と前記入力角度θとの角度ずれ（θ₁−θ）のピーク値として規定することができるが、前記ホイール２が回転する前は未知数である。したがって、最初にホイール２が回転を開始したときに制御手段１１が角度ずれ（θ₁−θ）を算出し、このときに得られる誤差信号（波形歪み）の最大振幅量を補償係数βとすればよい。

前記減算手段１５Ｄでは、前記第１の関数演算手段１４から出力される回転角度（補償前の回転角度）θ₁から補償値生成手段１５Ｃで生成された波形歪補償値δｓを角度ごとに減算（θ₁−δｓ）することにより、角度出力θ_Oを生成する。そして、ここで生成された角度出力θ_Oが、角度検出センサの最終的な出力となっている。

このように、上記角度検出センサでは、前記第１の関数演算手段１４において生成した補償前の回転角度θ₁から、波形歪補償手段１５において数３に基づいて擬似的に生成した波形歪補償値δｓを角度ごとに減算することにより、前記誤差信号（波形歪み）がほぼ除去された角度出力（回転角度）θ_Oを検出することが可能である。よって、角度検出センサの角度出力θ_Oが入力角度θに比例するようになり、入力角度θに対して精度の高い角度出力θ_Oとすることができる。

本発明の角度検出センサの構成を示すブロック構成図、 角度検出センサのセンサ部を示す平面図、 ２組のブリッジ回路から出力される信号の関係を示す信号波形図、 入力角度θと補償前の回転角度θ₁との関係を示すグラフ、 補償前の回転角度θ₁に重畳している誤差信号（波形歪み）を示すグラフ、 実際の誤差信号（波形歪み）と近似三角関数を用いて擬似的に成形した誤差信号（補償用の波形歪み）とを示すグラフ、 ブリッジ回路の出力（−ｃｏｓ信号）の理論値および実測値と偏差を示す図、 磁気抵抗効果素子の抵抗値変化の偏差を示すグラフ、

符号の説明

１ センサ部
２ ホイール
３ パッケージ
１０ 信号処理部
１１ 制御手段
１２Ａ 第１信号変換手段
１２Ｂ 第２信号変換手段
１３ 信号調整手段
１４ 第１の関数演算手段
１５ 波形歪補償手段
１５Ａ 倍角手段
１５Ｂ 第２の関数演算手段
１５Ｃ 補償値生成手段
１５Ｄ 減算手段
ｅ 固定層の磁化方向（磁化の向き）
Ｇ１〜Ｇ８ ＧＭＲ素子
Ｈ 外部磁界
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４ チップ基板
Ｍ１，Ｍ２ 磁石
ＷＢ１ 第１のブリッジ回路
ＷＢ２ 第２のブリッジ回路
β 補償係数
θ 入力角度
θ₁ 補償前の回転角度
θ_O 角度出力（角度検出センサの出力）
θ₁−θ 補償前の回転角度と入力角度との角度ずれ（誤差信号）
δｓ 波形歪補償値

Claims (5)

1. 複数のＧＭＲ素子、前記複数のＧＭＲ素子の周囲に被測定物と共に周回自在に設けられたホイールおよび前記ホイールに固定された磁石とを有し、前記ホイールが周回することで前記複数のＧＭＲ素子に回転磁界を与えて前記被測定物の回転角度に応じた出力信号を出力するセンサ部と、前記出力信号から前記被測定物の回転角度を算出する信号処理部と、を備えた角度検出センサにおいて、
   前記信号処理部には、前記出力信号からＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とを生成する信号変換手段と、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号とを調整する信号調整手段と、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号とから前記被測定物の補償前における回転角度を算出する第１の関数演算手段と、前記補償前の回転角度と前記入力角度との間に前記複数のＧＭＲ素子が個々に有する抵抗値歪みに起因して生じる誤差信号を検出するとともに前記誤差信号に近似する補償値を算出し、前記補償前の回転角度から前記補償値を除去することにより前記被測定物の回転角度を算出する補償手段と、が設けられ、
   前記補償手段は、前記補償前の回転角度を倍角化する倍角手段と、前記倍角手段の出力から所定の三角関数を生成する第２の関数演算手段と、前記誤差信号を前記三角関数で近似した補償値を生成する補正値生成手段と、前記補償前の回転角度から前記補償値を減算する減算手段とを有し、
   前記被測定物の回転角度として入力される入力角度をθ、補償前の回転角度をθ ₁ ＝ａｒｃｔａｎ（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）、前記補償前の回転角度θ ₁ と入力角度θとの間の角度ずれ（θ ₁ −θ）のピーク値として規定される補償係数をβ、角度ごとの波形歪補償値をδｓとしたときに、前記波形歪補償値δｓが以下の数１で近似されるものであり、
   

   

   最初に前記ホイールが回転を開始したときに、前記補償前の角度ずれを検出し、このとき得られる前記角度ずれの振幅のピーク値を前記補償係数βに設定するようにしたことを特徴とする角度検出センサ。
2. 前記信号調整手段が、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号との振幅量を一致させる利得調整と、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号のオフセット量が共に０となるように設定するオフセット調整とを備える請求項１記載の角度検出センサ。
3. 前記第１の関数演算手段は、前記ＳＩＮ信号と前記ＣＯＳ信号から正接値を算出するＴＡＮ処理を有するとともに、前記正接値から逆正接値を算出するＡＴＡＮ処理を行うことにより補償前の回転角度を算出するものである請求項１または２記載の角度検出センサ。
4. 前記第１の関数演算手段と第２の関数演算手段とが、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いた数値計算ソフトウェアを搭載した一つの関数演算器で構成されている請求項１ないし３のいずれかに記載の角度検出センサ。
5. 複数のＧＭＲ素子がチップ基板に設けられており、前記複数のＧＭＲ素子によりブリッジ回路が形成されている請求項ないし１ないし４のいずれかに記載の角度検出センサ。

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